JPH0472478B2 - - Google Patents

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JPH0472478B2
JPH0472478B2 JP56108028A JP10802881A JPH0472478B2 JP H0472478 B2 JPH0472478 B2 JP H0472478B2 JP 56108028 A JP56108028 A JP 56108028A JP 10802881 A JP10802881 A JP 10802881A JP H0472478 B2 JPH0472478 B2 JP H0472478B2
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JP
Japan
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current
model
component
magnetic flux
stator
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JP56108028A
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English (en)
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JPS5749384A (en
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Burashuke Fueritsukusu
Zarutsuman Teodooru
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of JPS5749384A publication Critical patent/JPS5749384A/ja
Publication of JPH0472478B2 publication Critical patent/JPH0472478B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/10—Direct field-oriented control; Rotor flux feed-back control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/141—Flux estimation

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数変換装置と、この周波数変換
装置から給電される回転磁界型回転電機と、２組
の交流電圧積分器と、この交流電圧積分器の出力
端に接続された周波数変換装置制御部とを有する
回転磁界型回転電機の駆動装置に関するものであ
る。このような装置においては、各交流電圧積分
器はそれぞれ、入力端子に回転電機の固定子電流
および固定子電圧から形成される回転電機の起電
力ベクトル成分が導かれ、出力端に回転電機の磁
束ベクトルの対応する成分を生ずる積分器と、積
分器出力端を積分器入力端と接続する帰還回路
と、この帰還回路内に配置された零点調節器とを
含んでいる。周波数変換装置制御部には、固定子
電流の磁束ベクトルに平行な成分およびそれに直
角な成分を互いに独立的に制御するための目標値
が与えられている。
非同期機においては、巻線軸を考慮して固定子
巻線に流れる電流からベクトル和によつて形成さ
れる固定子電流ベクトルはその磁束の軸に平行な
成分（磁化電流）でもつて回転電機の磁束を決定
し、それに直角な成分（有効電流）が回転電機の
トルクを左右する。したがつて、磁界に平行な成
分および従つて回転電機に誘起される磁界の大き
さを一定に保つように、固定子巻線に給電する周
波数変換装置を制御することができれば、磁界に
直角な固定子電流成分を介して回転電機のトルク
を制御することができる。このような磁界オリエ
ンテーシヨン制御は周波数変換装置および回転電
機を最適に利用する場合に高い精度と明瞭度を持
つているという特徴がある。この制御の場合、固
定子電流の目標値は両磁界オリエンテーシヨン座
標に関して、又は少なくとも固定子電流ベクトル
の大きさおよび角度により磁束ベクトルに関して
予め与えられるので、周波数変換装置の制御のた
めには、固定子電流巻線に関して、すなわち固定
子に対して空間的に固定して与えられる基準系に
おいて、磁束ベクトルの位置が知られていなけれ
ばならない。
同期機の場合も似たような関係にあるが、この
場合は、固定子電流の磁界に平行な成分と共に界
磁電流の磁界に平行な成分も磁束の形成のために
寄与するということを考慮しなければならない。
それ故同期機の場合の磁化する電流i1とは、以
下常に固定子電流と界磁電流とのベクトル和の磁
界に平行な成分を意味する。
磁束ベクトルの位置はホール素子検出器によつ
て検出することが可能であるが、それは特に所要
空間と通常の条件では誤差の生じやすいホール素
子検出器のためにあまり用いられていない。特開
昭55−23800号公報により公知の冒頭に述べたよ
うな装置においては、磁束ベクトルが位置および
大きさに関して、演算モデルにおいて回転磁界型
回転電機の入力量から、固定子に関する座標系に
おける磁束ベクトルの２つの成分が演算されるこ
とによつて形成される。
そこで用いられる演算モデルは電圧モデルと言
い得るものである。なぜならば、回転電機導線の
相電圧から抵抗の電圧降下を差引いたものはその
導線に生ずる起電力であるからであり、この起電
力から積分によつて、当該固定子巻線から供給さ
れる回転電機の磁束に関する大きさが形成されう
る。その場合、対応する回転電機電流に比例する
信号を重畳することによつて回転電機の漏れイン
ダクタンスをも考慮することができる。互いに異
なる２本の回転電機リード線の電圧および電流に
所属している公知の回路の両交流電圧積分器は出
力信号として、固定子巻線の巻線軸によつて決定
される座標系における磁束ベクトルを決定する２
つの成分を出力する。回転電機リード線の相電圧
および電流を直接入力する代りに、固定子電流ベ
クトルに類似して、固定子電圧を適当にベクトル
合成することによつて固定子に関する例えばカー
テシアン座標系における電圧ベクトルを形成する
こともでき、その成分は電流ベクトルの対応する
成分と共に交流電圧積分器に対する入力量として
用いられる。その場合、磁束ベクトルはこの座標
系の成分内で同様に演算される。
電圧モデルを用いたこの種の磁界オリエンテー
シヨン制御用の交流積分器としては特にドイツ連
邦共和国特許第2833593号明細書に記載され、か
つ前述のドイツ連邦共和国特許第2833542号明細
書による方法で用いられているような回路装置が
適している。
積分器の零点ドリフトを防止するためには、零
点調節によつて積分器の零点を一定に保たなけれ
ばならない。そのため前記特開昭55−23799号公
報に従い、積分器の帰還回路に比例動作(P)調節器
および積分動作(I)調節器から成る零点調節器が用
いられ、その増幅度は周波数に応じて重みがつけ
られている。しかし積分器の零点ドリフトによつ
て、積分器の出力端子から取り出すべき磁束成分
の、低い運転周波数に対応する緩慢な変化も抑制
される。さらに、この装置は定常運転において位
相角誤差を生じ、この位相角誤差は同様にとりわ
け低周波の場合、回転磁界型回転電機の運転にお
いて供給すべき電流ベクトルの目標値が求められ
た磁束ベクトルに向けられている場合には、誤り
オリエンテーシヨンに導く。それ故に電流モデル
に良好な動特性に対して定常運転の際の誤りオリ
エンテーシヨンが対立し、この誤りオリエンテー
シヨンはとりわけ低周波の場合に擾乱を生ずるお
それがある。更に、電力変換器によつて生じる高
調波振動や低調波振動に対しては高い運転周波数
においても運転周波数に同調する値からずれた減
衰値および角度誤差が現われ、上述の振動はもは
や十分に減衰されないということになる可能性が
ある。
しかし、回転磁界回転電機に実際に生ずる磁束
に対するモデル値は、固定子電流、磁化電流およ
び回転子位置に対応する入力電圧のみが入力端に
導かれる他の演算モデル回路（「電流モデル」）に
よつて求めることもできる。この演算モデル回路
は、回転磁界型回転電機に生ずる磁束の形成過程
を適当な電子演算ユニツトにおいて模擬し、用い
られる回転磁界型回転電機の型（同期機か非同期
機か）に従つてそれぞれ種々に構成される。
“Vereins deutcher Ingenieure”の教育機関によ
る講義“Regelverfahren fu¨r
Drehfeldmaschinen”（その草稿はVDI−
Bildungswerk、デユツセルドルフからNo.
BW3898で頒布されている）において、非同期機
および同期機の構造が解析されている。本発明の
説明に当つてはそこに使用されている術語を使用
するが、それによれば、添字1および2で磁界
に平行なベクトル成分および磁界に直角なベクト
ル成分が、添字αおよびβで空間的に固定された
カーテシアン座標系のベクトル成分が、また添字
Ｓで固定子に生ずる量がそれぞれ表わされてい
る。
第10ページの第５図には非同期機用の周波数変
換装置Ｕが示されており、その左側には固定子電
流の磁束に平行な成分（磁化電流）および固定子
電流の磁束に直角な成分の両目標値（iS* 1，iS* 2）
が導かれる。周波数変換装置は右側に等価構造で
示されている非同期機に固定子電流を供給する。
この固定子電流は固定子基準の座標系で大きさ
（絶対値）iSと角度εS Sを持つている。非同期機の制
御のために左側に演算モデル回路が設けられてお
り、この演算モデル回路は既に述べた磁界オリエ
ンテーシヨン制御の電流目標値からすべり周波数
を求め、それから固定子基準の座標系の軸に対す
る回転子軸の角度λSとして入力される回転子位置
により固定子基準の座標系におけるモデル磁束ベ
クトルの角度を求める。回転電機の時定数に一致
するダイナミツク回路（遅延回路）により、与え
られた固定子電源目標値の磁化電流成分iS* 1から
磁化電流実際値に対するモデル値および発生する
磁束の大きさに対するモデル値が形成される。す
なわち、このモデル回路は固定子電流からのみ算
出された磁束の大きさおよび角度に対するモデル
値を固定子に関する極座標として与え、極座標は
要求により固定子基準のカーテシアン座標軸に関
するモデル磁束の成分に変換することができる。
同様に第16ページの第１０図には同期機を有す
る装置が示され、そこでは、周波数変換装置Ｕの
左側部分に目標値iS* 1およびiS* 2と共に磁束に平行
な界磁電流成分の目標値ie* 1が予め与えられてい
る。同期機の場合、iS 1、ie 1と磁化電流i1との
間にie 1＝i1−iS 1という関係がある。その場合、
周波数変換装置Ｕおよびその制御部は界磁巻線に
界磁電流ieを供給する。
電流モデルの場合の欠点は、モデルパラメータ
を回転電機パラメータに非常に正確に設定しなけ
ればならず、それ故定常状態時にも過渡状態時に
も例えば温度に依存する回転子抵抗の変化がモデ
ル磁束を求める際の誤差の原因となることであ
る。しかし、低周波の場合の磁束演算は時として
不満足な動特性にもかかわらず電圧モデルの場合
よりもなお正確であるので、回転磁界型回転電機
が低速領域で運転されなければならない場合、電
流モデルは電圧モデルより好ましい。
本発明の目的は、低速領域でも高速領域でも、
回転電機内に発生する磁束の磁束成分に比例し、
かつ回転電機周波数には無関係の、できるだけわ
ずかな位相誤差および振幅誤差を持つた電圧信号
を形成する回路装置を提供することにある。その
場合、特開昭55−23799号公報による装置の高速
領域における良好な特性（電圧モデル）は維持さ
れるか、或いは一層改善されなければならないも
のとする。
この目的は本発明によれば特許請求の範囲第１
項記載の構成によつて達成される。
本発明は電圧モデルと電流モデルとの組合せを
提案するものである。積分器の零点ドリフトや、
低周波数において生ずる積分器出力端子から取出
される磁束信号の緩慢な変動などによつてひき起
こされる長期的な直流成分を制御するために零点
調節器はもはや用いられず、電圧モデルによつて
算出された値と、電流モデルによつて算出された
モデル値との間の差の直流成分のみが抑制され
る。
すなわち、電圧モデル積分器の帰還回路は、実
用上積分器の零点ドリフトのみを制御するように
作用する。同時に両モデル回路の併設における周
波数特性の結果として、ドリフト調節がどのよう
に強く関与するかには無関係に、出力信号の位相
角誤差は実用上零になる。むしろ、関与度を変え
ることにより、出力量が主として電圧モデルによ
つて決定されるか、主として電流モデルによつて
決定されるかを決定させることができる。関与
度、すなわち特開昭55−23799号公報による電圧
モデルの零点調節における重み係数は、今や周波
数に比例して導かれる必要はなく、その都度の要
求に応じて選択することができる。
低周波数領域では零点調節器は電圧モデル値を
電流モデル値に追従させる。そうすることによつ
て低周波領域（周波数０を含む）では出力量は主
として電流モデルによつて決定される。この周波
数領域で特に好ましい電流モデルの特性が維持さ
れる。さらに動特性も改善される。というのは、
良好な動特性を有する電圧モデルが予想制御部と
して作用し、急激な変化の場合には修正するよう
に関与するからである。
高周波領域では出力量は、この運転領域でより
好ましい電圧モデルによつて主として決定され、
その場合電圧モデルの位相角誤差は、電流モデル
の誤差を大きくすることなく、電流モデルによつ
て付加的に十分補償される。
さらにその場合、ドリフト調節度の増大、すな
わち係数α＜１を本来の電圧モデルにおけるより
も相当高く選定することができるという利点があ
る。そうすることによつて、あらゆる運転領域で
付加的な位相角誤差を生ずることなしに高調波振
動および低調波振動を極めて良好に抑制すること
が可能になる。したがつて、特開昭55−23799号
公報のものとは異なり、そこでは第１の重み係数
の２乗に等しく選定すべきであつた第２の重み係
数を今や最適に選定することができる。
電流モデル用の演算モデル回路を回路技術的に
実現する可能性は既に冒頭に述べたところであ
る。このモデル回路は、好ましくは、磁化電流成
分（非同期機の場合）または磁化する電流i1（同
期機の場合）、特にその目標値が加えられ、磁束
値用のモデル値を形成する、回転磁界型回転電機
の時間特性に適合したダイナミツク回路（一次遅
延回路）と、固定子電流および場合によつては磁
化する電流に対する入力電圧の外にダイナミツク
回路のモデル磁束値も導かれ、それから回転子軸
に関し磁束のモデル角を求める演算回路と、今や
大きさおよび位相角によつて決定されたモデル磁
束を回転電機の回転子に関して固定的に与えられ
る２つの軸によつて与えられる座標系の２つのベ
クトル成分に変成する演算回路と、さらに回転子
位置信号が入力され、モデル磁束ベクトルの回転
子基準の座標から固定子基準の座標を得るベクト
ル回転器とを含む。
非同期機の場合、与えられた磁化電流（固定子
電流のうち、磁界に平行な成分）において、固定
子電流を表現するためには磁束ベクトルに垂直な
成分（有効電流）のみが存在する。固定子電流が
その磁界オリエンテーシヨン座標によつて与えら
れると、この座標は固定子基準座標から、磁束ベ
クトルの角度位置が与えられる別のベクトル回転
器によつて決定することができる。この角度位置
はベクトルアナライザにより電圧モデルの出力量
から得ることができる。しかし、好ましくは電流
モデルの出力が利用される。電流ベクトルの成分
の場合、目標値を対象にすることができるが、好
ましくは実際値が利用される。
同期機は固定子電流の磁界に平行な成分および
磁界に垂直な成分と共に、他の自由度として界磁
電流を持つている。その場合、磁化する電流は、
非安定状態において現われる制動電流の対応する
成分を無視することができる限り、固定子電流ベ
クトルの磁界に平行な成分および界磁電流の磁界
に平行な成分から成つている。それ故、同期機の
場合、電流モデルには固定子電流の磁界オリエン
テーシヨン座標の外に磁化する電流を表現するた
めの、特に磁化する電流の目標値のための他の入
力電圧が入力される。電流モデルそのもので算出
された磁束ベクトルの回転子オリエンテーシヨン
された角度位置から同期機用の電流モデルは、磁
化する電流の目標値および固定子電流の磁界に垂
直な成分から他にコストをかけることなく界磁電
流の目標値を算出することができ、したがつて界
磁電流制御のために他の制御信号は必要でない。
しかし、制御を簡単にするために界磁電流を直接
予め与える（例えば一定にする）こともでき、そ
の結果演算モデル回路に磁化する電流の実際値、
すなわち界磁機実際電流の磁界に垂直な成分と磁
界に垂直な固定子電流成分との間の差を入力する
こともできる。固定子電流を入力するためには一
般に固定子基準もしくは磁界オリエンテーシヨン
された実際値成分もしくは目標値成分を用いるこ
とができ、その場合、固定子基準系から磁界オリ
エンテーシヨン基準系への変換はベクトル回転器
およびベクトルアナライザによつて行うことがで
きる。同期機の磁界オリエンテーシヨン運転のた
めには磁界オリエンテーシヨンされた固定子電流
成分を入力するのが最も簡単である。磁化電流目
標値の代りに磁束の大きさそのものに対する目標
値を用いることもできる。
次に図面を参照して本発明をさらに詳細に説明
する。
第１図において、交流電圧積分器IG，IG′の入
力端には、特開昭55−23799号公報に記載されて
いるように、固定子電流ベクトルiS の成分および
電圧ベクトルUS の成分が加えられ、一方、出力
端から磁束ベクトルΨの対応する成分が取出され
る。以下において、ベクトルの成分を固定子基準
のカーテシアン座標系で表わすために添字α、β
が用いられる。すなわち、交流電圧積分器IGは、
固定子基準座標系のα軸への、固定子電流ベクト
ルiS および電圧ベクトルUS の正射影iS〓およびUS〓な
らびに同一軸への磁束ベクトルΨの対応する正射
影〓に処理し、一方同一構成の第２の交流電圧積
分器IG′は固定子基準座標系のβ軸への、対応す
る正射影iS〓およびUS〓をこの座標系の磁束ベクトル
成分Ψ〓に処理する。
交流電圧積分器IGにおいては、積分器Ｖ１の
入力端にある第１の加算点Ｓ１に電圧成分US〓と、
同時に回転電機内の抵抗電圧降下を補償するため
に固定子電流成分iS〓に比例し固定子抵抗Ｒの値と
乗じた電圧が負極性で導かれる。その結果、積分
器Ｖ１の入力端に起電力ベクトルのα成分に比例
する電圧が生ずる。回転磁界型回転電機の漏れ磁
束を補償するために、第２の加算点Ｓ２において
積分器Ｖ１の出力信号に、電流成分iS〓に比例し、
漏れインダクタンスL〓の値を乗じた信号が負極
性で加えられ、その結果主磁束ベクトルの対応す
る成分Ψ〓が形成される。
積分器の零点ドリフトを抑制するために、出力
信号Ψ〓が比例増幅器Ｖ３を介して、かつこれに
並列に積分増幅器Ｖ４を介して、それぞれ加算点
Ｓ１に極性を反転して帰還される。零点ドリフト
調節のための関与度は、Ψ〓が比例増幅器Ｖ３に
は重み係数ａに比例して導かれ、積分増幅器Ｖ４
には重み係数ｂに比例して導かれることによつて
変えることができる。特開昭55−23799号公報に
示すようにｂ＝a2に選定されている。このために
乗算器Ｐ１およびＰ２が用いられる。この場合の
乗算はパルス幅乗算の原理に従つて行うのが有利
であり、乗数入力電圧は、オンオフ比が乗算系数
ａに応じて選定されているスイツチを介して乗算
器入力端に加えられる。その場合、乗算出力端に
生ずる電圧の平均値が積を表わす。積分器Ｖ４が
その積分特性そのものに基づいて平均値を形成す
るのに対し、乗算器Ｐ１が対応してオンオフする
スイツチによつて作動している場合のために、平
滑回路として構成された増幅器Ｖ２が乗算器Ｐ１
に後置されなければならない。係数ａは回転子周
波数ωから関数発生器２によつて形成することが
でき、関数発生器２の入力関数ａ（ω）は第３図
を参照して後述する。パルス幅乗算を用いる場
合、関数発生器２はさらに、出力電圧を係数ａに
対応するオンオフ比で供給する発生器を含んでい
る。
本発明によれば今や回路要素Ｐ１，Ｐ２，Ｖ
２，Ｖ３，Ｖ４によつて形成された交流電圧積分
器の出力量〓用の零点調節器の入力端には、零点
調節器により差Ψ〓−Ψ〓0中の直流成分のみが制御
されるように量Ψ〓0が加えられる。それに応じ
て、同一構成の交流電圧積分器IG′には、乗算器
Ｐ１′に前置された結合点に量Ψ〓0が負極性で加
えられ、その結果この第２の交流電圧積分器の零
点調節器も差Ψ〓−Ψ〓0中の直流成分を制御する。
量Ψ〓0およびΨ〓0は演算モデル回路１で回転電機
の磁束ベクトルのためのモデルとして形成された
ベクトルの固定子基準の成分を表わす。この演算
モデル回路１は、回転電機に導かれる電流から出
発して、電子モデルにおいて、磁束（より正確に
は回転子磁束）を構成するために回転電機内に導
く過程を模擬する。他の入力情報として電流モデ
ルが固定子基準系の回転子軸ないしは回転電機子
軸の位置（角度λ）についての指示を必要とす
る。このことは例えば回転子周波数ωで供給され
運転の初めに正しい出発位置にセツトされた正
弦・余弦発振器３によつて可能であり、この発振
器３は対応する電圧信号cosλおよびsinλを電流
モデルすなわち演算モデル回路１に与える。
平面ベクトルは常に２つの基準量によつて、例
えば大きさと角度位置、または与えられた座標系
についての両成分によつて決定される。それ故電
流モデルには固定子電流ベクトルについての情報
として２つの入力量が与えられる。演算モデル回
路を適当に構成すると、基準系として固定子オリ
エンテーシヨンされたもしくは磁界オリエンテー
シヨンされた（すなわち磁束ベクトルと共に回転
する）カーテシアン座標系または極座標系を用い
ることができる。与えられた磁束角度においては
ベクトルアナライザ、ベクトル回転器または極座
標・デカルト座標変換器によりその都度変換演算
が可能だからである。
同期機の場合、電流モデルは固定子電流ベクト
ルの外に磁化する電流i1についての情報も必要
とする。演算モデル回路および交流電圧積分器は
磁束ベクトルの位置そのものを求め、さらに回転
子位置（およびそれにより界磁電流の方向）が与
えられるので、例えば界磁電流ieの大きさにより
関係式i1＝ie 1＋iS 1に従つて磁化する電流が決
定される。非同期機の場合、界磁電流が無く、磁
化する電流i1は固定子電流ベクトルの磁界に平
行な成分iS 1に等しい。以下では、磁界オリエン
テーシヨンされた座標系において磁束ベクトルに
平行な成分（1）およびそれに垂直な成分（2）
を表わすために添字1および2が用いられる。
第２図には、上部に交流積分器の回路構成が示
されており、積分器Ｖ１は時定数Ｔの積分器によ
り、零点調節器は時定数T0および増幅率V0のPI
調節器により図示されている。重み係数ａにより
固有周波数が整定されうる。その場合、両入力端
Ｅ１およびＥ２に対して、第２図に２つの異なる
パラメータ値ａ＝１およびａ＝0.2について示さ
れている周波数特性Ｆ１，Ｆ２が与えられてい
る。Ｆ１，Ｆ２は次式で与えられる。
F1＝Ａ／E1＝pT0／１＋pT0V0＋p2TT0 F2＝Ａ／E2＝１＋pT0V0／１＋pT0V0＋p2TT0 ここで入力端Ｅ１に回転電機の逆起電力（＝
ｐ・Ｔ・Ψ）が加えられ、入力端Ｅ２に電流モデ
ルによつて算出されたモデル磁束Ψ0が加えられ
ると、電流モデルが回転電機に正確に一致する
（Ψ＝Ψ0）限り、出力端Ａにおける信号として次
式が得られる。
Ａ＝E1・F1・E2・F2＝Ψ すなわち本発明による電流モデルの使用によ
り、「電圧モデル・電流モデル」の組合せによつ
て求められた磁束は少なくとも理論的には角度誤
差を持つていないことが分る。特に求められた磁
束は係数ａによつて変り得る制動には無関係であ
る。特開昭55−23800号および特開昭55−23799号
公報のものとは異なり、重みａは周波数に比例し
て導かれるのではなく、むしろ重み係数ａおよび
従つて零点調節の度合がその都度の周波数に最適
に一致させられ得るのである。第３図に、どのよ
うな関数ａ（ω）が関数発生器２に有利に加えら
れうるかを示している。この関数は低速領域にあ
る最小値anioから周波数に比例して最大速度にお
ける値１まで増大する。特別な場合、ω＜ωnioに
対しては破線領域にある他の関数曲線が有利に存
在しうる。又積分動作調節器Ｖ４，Ｖ４′には差
Ψ〓−Ψ〓0、Ψ〓−Ψ〓0が重み係数a2で与えられる必
要はなく、他の重み係数を用いることもできる。
第４図には非同期機に使用する場合について演
算モデル回路の構成例が示されている。非同期機
の場合は、固定子電流はその実際値によつて与え
られるのがよい。固定子基準の固定子電流成分
iS〓，iS〓から磁界オリエンテーシヨンされた成分
iS 1，iS 2への変換演算はベクトル回転器４０によ
つて行われる。ベクトル回転器４０には磁束ベク
トルと固定子基準系のα軸との間の角度が対応
する電圧min，cosによつて与えられる。磁界
に平行な成分iS 1（磁化電流）はダイナミツク回路
４１に与えられ、ダイナミツク回路４１は、例え
ば非同期機の特性に一致する時定数Tnを有する
平滑回路として構成され、その出力信号Ψ0は与
えられた磁化電流のもとで回転電機内に現われる
磁束ベクトルの大きさを与える（ここでTnは回
転電機の主インダクタンスの回路子抵抗に対する
商として与えられる）。回路部分４２，４３およ
び４４により、磁界に垂直な成分i2（有効電流）
から磁束の大きさおよび時定数で割算することに
よつて、与えられた有効電流i2の際現われる磁
界軸と回転子軸との間の角度の変化（すなわちす
べり周波数）が求められ、それから角度Lが積
分によつて得られる。さらに角度関数発生器４５
および乗算器４６により、モデル磁束の回転子基
準成分Ψ0・sinLおよびΨ0・cosLがベクトル回
転器４７で既に述べた回転子位置入力に応じてモ
デル磁束の固定子基準成分〓0および〓0に変換演
算される。このモデル磁束ベクトルからベクトル
アナライザ４８は固定子系における磁束ベクトル
の角度位置（sin、cos）を形成する。この角
度位置はベクトル回転器４０に加えるために必要
とされる。
原理的には固定子電流実際値iS〓，iS〓ないしiS 1
，
iS 2の代りに対応する目標値を用いることもでき、
ベクトルアナライザ４８はモデル磁束成分Ψ〓0，
Ψ〓0の代りに交流電圧積分器の出力信号Ψ〓，Ψ〓そ
のものを用いることもできる。しかしこの方法
は、非同期機の場合、運転を継続する過程で電流
モデルおよび電圧モデルが互いに遠去かるおそれ
があるという欠点を持つている。
これに対して第５図に同期機の電流モデル用の
例として示されている回路においては、実際値の
代りに目標値iS* 1，iS* 2を他の欠点を伴うことなし
に用いることができる。固定子基準系に固定子電
流が予め与えられている限り、対応する入力端に
第４図のベクトル回転器４０に対応してベクトル
回転器を前置することができる。ここで同様に、
好ましくは目標値として与えられる磁化する電流
i1からダイナミツク回路５１によりモデル磁束
量Ψ0が形成される。第４図とは異なり、割算器
４２に対応する割算器５２、すなわち回転子軸と
磁界軸との間の角度変化〓Lもしくは角度Lを形
成するための割算器には、磁界に垂直な固定子電
流成分は直接加えることはできず、むしろ制動電
流が考慮されなければならない。そのためi1と
iS 1との重畳回路、割算器５８および乗算器５９
が用いられる。その場合、割算器の出力端と乗算
器の入力端との間に界磁電流の目標値i* eが形成さ
れる。この目標値は界磁電流供給の制御に直接用
いることができ、そのために他の情報を必要とす
ることはない。回路部分５５，５６による回転子
基準系、およびベクトル回転器５７による固定子
基準系におけるモデル磁束ベクトルの形成は第４
図と同様にして行われる。
上述の演算モデル回路１、第１図に関連して述
べた交流電圧積分器IGおよびIG′、関数発生器２
ならびに発振回路３は、第６図によれば同期機４
の運転のための回路装置に適用される。界磁電流
の供給は界磁電流供給装置５によつて行われ、同
期機の固定子巻線は系統励磁の整流器６、中間回
路７および自励式インバータ８から成る、平滑中
間回路電流式周波数変換装置を通して給電され
る。インバータ８の出力端子Ｒ，Ｓに流れる電流
iS RおよびiS S、ならびにこれらの端子導線に生ずる
電圧US RおよびUS Sは固定子基準座標系における固
定子電流ベクトルiSおよび電圧ベクトルUS の成分
を表わし、この座標系は120゜の角度を含む同期機
の巻線軸によつて形成される。それらから座標変
換器９によりカーテシアン座標の固定子基準系に
おける対応する成分iS〓，iS〓，US〓，US〓が形成され
、
交流積分器の入力端に導かれる。逆起電力の積分
により対応する固定子基準の磁束成分Ψ〓，Ψ〓を
形成する交流電圧積分器の内部回路、ならびに差
Ψ〓−〓0、Ψ〓−Ψ〓0中の直流成分を制御する零点調
節器は略示されている。交流電圧積分器の出力量
Ψ〓，Ψ〓からベクトルアナライザ１０はカーテシ
アン座標の固定子基準系における磁束ベクトルの
角度位置（sinS、cosS）をベクトル回転器の回
転角として求め、この回転角に対応する信号を加
える。
同期機の制御のために固定子電流実際値の大き
さiSが対応する目標値iS*と共に、整流器６の制御
ユニツト１３用の制御電圧を供給する電流調節器
１２の入力端に加えられる。固定子電流目標値を
決定するために固定子電流ベクトルと磁束ベクト
ルとの間の目標角、またはこの目標角に90゜だけ
ずれ目標固定子電流と逆起電力ベクトルとの間の
角度α（制御角）が予め与えられることによつて、
同期機は磁界オリエンテーシヨン運転される。
そのため別のベクトルアナライザ１８に、例え
ばトルク調節器から取出される磁界に垂直な固定
子電流成分の目標値iS* 2と、例えば無効電力調節
器から供給される磁界に平行な固定子電流成分の
目標値iS* 1とが与えられる。このベクトルアナラ
イザは、電流調節器１２のために必要な固定子電
流の目標値iS*の外に、磁界オリエンテーシヨン
された座標系における制御角αの角度関数を供給
し、この角度関数はベクトル回転器１１において
インバータ８の制御ユニツト１６に対する制御ベ
クトルの固定子基準デカルト成分に変換され、更
に座標変換器１７によつてデカルト座標から互い
に120゜ずつずれた３つの固定子巻線軸への変換が
行われる。
演算モデル回路には磁化する電流の目標値i* 1
と成分目標値iS* 1，iS* 2が導かれる。しかし、破線
で示されている導線に応じて固定子電流実際値
iS〓，iS〓が、ベクトルアナライザ１０で求められた
磁束ベクトルの位置信号が入力されているベクト
ル回転器１５を介して、対応する磁界オリエンテ
ーシヨンされた成分に変換されるならば、対応す
る固定子電流実際値を入力することもできる。
第６図は特開昭55−23800号公報の第３図にお
いて演算モデル回路１を除いたものにほぼ対応す
る。本発明とは異なり、交流電圧積分器に成分
iS R，iS S，US R，US Sが直接導かれており、その結果交
流電圧積分器は磁束成分を同様に固定子軸から広
げられた120゜基準座標系に供給し、座標変換器９
に対応する後置の座標変換器によつて変換演算さ
れる。このような装置に、演算モデル回路からカ
ーテシアン系に供給される磁束成分Ψ〓0，Ψ〓0が
交流電圧積分器の零点調節器への入力の前に
120゜／90゜座標変換器によつてこの120゜基準座標系
に変換演算される限り、第６図の構成によつても
可能である。
第７図は、サイクロコンバータ７０により給電
される同期機の運転装置を示すものである。第６
図とは異なり、ベクトル回転器１１には磁界オリ
エンテーシヨンされた固定子電流成分の目標値が
直接入力される。このベクトル回転器の出力端に
はカーテシアン固定子基準系の成分目標値iS*〓，
iS*〓が生じ、座標変換器１７によつてサイクロコ
ンバータ制御装置７１用の対応する入力量に変換
される。
非同期機の磁界オリエンテーシヨン制御の例と
して第８図に非同期機２０が示されている。非同
期機２０は電流中間回路付き周波数変換装置から
給電され、そのインバータ２１は相順消孤式に構
成されると有利である。ここではほぼ第６図にお
いて既に述べた回路部品が用いられるのでその説
明は略し、ただ第６図と異なり、内部構成が第４
図のものと等しい演算モデル回路１の入力量とし
て固定子基準のカーテシアン電流成分を用い、電
流モデルを非同期機とより密に結び付けうるよう
にした点のみを指摘するにとどめる。非同期機の
場合は一般に磁化する電流に対する他の情報の入
力は不要である。非同期機の制御は磁束調節器８
０および回転速度調節器によつて補充され、磁束
調節器８０は、ベクトルアナライザ１０から取出
される磁束ベクトルの大きさを磁束目標値Ψ*
と比較することにより固定子電流ベクトルの磁界
に平行な成分iS* 1の目標値を供給し、回転速度調
節器は回転速度目標値ω*と測定された実際回転
速度ωとの間の差の磁界に垂直な固定子電流成分
の目標値iS* 2を模擬する。もちろんiS* 2を形成する
ためのトルク制御も可能である。
ここに詳細には述べていないベクトル回転器、
ベクトルアナライザ、および座標変換器の使用に
ついては、特開昭55−23800号公報で既に詳細に
述べられているところである。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に従つて演算モデル回路の出力
信号が加えられる交流電圧積分器のブロツク図、
第２図は積分器の入力端および零点調節器の入力
端に導かれる信号に対する交流電圧積分器の出力
信号の周波数特性を示す線図、第３図は零点調節
器の重み係数の周波数特性を示す線図、第４図は
非同期機に適用する演算モデル回路（電流モデ
ル）のブロツク図、第５図は同期機に適用する演
算モデル回路（電流モデル）のブロツク図、第６
図は直流中間回路付き周波数変換装置から給電さ
れる同期機を駆動する回路装置のブロツク図、第
７図はサイクロコンバータから給電される同期機
を駆動する回路装置のブロツク図、第８図は直流
中間回路付き周波数変換装置から給電される非同
期機を駆動する回路装置のブロツク図である。 IG，IG′……交流電圧積分器、１……演算モデ
ル回路、１０……ベクトルアナライザ、１１……
ベクトル回転器、１２……電流調節器、１３……
制御ユニツト、１６……制御ユニツト、１７……
座標変換器、２０……回転磁界型回転電機、２１
……周波数変換装置。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ (a) 周波数変換装置と、 (b) この周波数変換装置から給電される回転磁界
    型回転電機と、 (c) それぞれ入力端に前記回転電機の固定子電流
    および固定子電圧から形成される前記回転電機
    の起電力ベクトル成分が導かれ、出力端から前
    記回転電機の磁束ベクトルの対応する成分が取
    り出される積分器、この積分器の出力端を積分
    器の入力端と接続する帰還回路、およびこの帰
    還回路内に配置された零点調節器を含む２組の
    交流電圧積分器と、 (d) 前記交流電圧積分器の出力端に接続され、前
    記固定子電流の磁束ベクトルに平行な成分およ
    びそれに垂直な成分を制御するための目標値が
    入力される周波数変換装置制御部と を有する回転磁界型回転電機の駆動装置におい
    て、 (e) 少なくとも固定子電流および回転子位置に対
    応する電圧が入力され、回転電機磁束を構成す
    る過程を演算によつて模擬し、回転子位置によ
    つて磁束成分に対するモデル量を決定する演算
    モデル回路を備え、 (f) 前記零点調節器の入力端に前記磁束成分モデ
    ル量を入力し、零点調節器に所属の交流電圧積
    分器で得た磁束成分とこの磁束成分に対するモ
    デル量との間の差の中の直流成分を調節するよ
    うにした ことを特徴とする回転磁界型回転電機の駆動装
    置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の駆動装置におい
    て、各零点調節器は、前記差が重み係数に比例し
    て導かれる比例動作調節器と、前記差が第２の重
    み係数に比例して導かれる積分動作調節器と、積
    分器入力端における調節器出力用の加算点とを含
    んでいることを特徴とする回転磁界型回転電機の
    駆動装置。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項記載の駆
    動装置において、前記演算モデル回路は、非同期
    機の場合は磁界に平行な固定子電流成分から、同
    期機の場合は磁化電流から、回転子基準系におい
    て磁束を模擬するためのダイナミツク回路と、回
    転子位置信号を入力して固定子基準のモデル磁束
    成分を形成するためのベクトル回転器とを含んで
    いることを特徴とする回転磁界型回転電機の駆動
    装置。 ４ 特許請求の範囲第３項記載の駆動装置におい
    て、前記ダイナミツク回路は磁化電流に対応する
    固定子電流成分もしくは磁化電流が入力されてモ
    デル磁束値を決定し、しかもそのモデル磁束値な
    らびに少なくとも磁束に垂直な固定子電流成分が
    導かれて回転子軸に関する磁束のモデル角を決定
    する演算回路と、この演算回路に後置され、前記
    モデル角およびモデル磁束値から回転子基準系に
    おけるモデル磁束の成分を演算する演算回路とが
    設けられていることを特徴とする回転磁界型回転
    電機の駆動装置。 ５ 特許請求の範囲第４項記載の駆動装置におい
    て、演算回路はモデル角を磁束に垂直な固定子電
    流成分とモデル磁束値とから決定されるすべり周
    波数を積分することによつて形成することを特徴
    とする回転磁界型回転電機の駆動装置。 ６ 特許請求の範囲第３項ないし第５項のいずれ
    かに記載の駆動装置において、回転磁界型回転電
    機として非同期機が用いられ、固定子電流および
    磁化電流を記録するために固定子電流の磁界オリ
    エンテーシヨン座標が演算モデル回路に与えられ
    ることを特徴とする回転磁界型回転電機の駆動装
    置。 ７ 特許請求の範囲第６項記載の駆動装置におい
    て、固定子電流の磁界オリエンテーシヨンされた
    成分が固定子基準座標系内で固定子電流ベクトル
    の実際値成分から第２のベクトル回転器によつて
    形成され、この第２のベクトル回転器には演算モ
    デル回路の出力端に接続されたベクトルアナライ
    ザを介して固定子基準系のモデル磁束ベクトルの
    角度位置が与えられることを特徴とする回転磁界
    型回転電機の駆動装置。 ８ 特許請求の範囲第３項ないし第５項のいずれ
    かに記載の駆動装置において、回転磁界型回転電
    機として同期機が用いられ、演算モデル回路に、
    磁化電流に対応する電圧として磁化電流の大きさ
    の目標値が、また固定子電流に対応する電圧とし
    て固定子電流の磁界オリエンテーシヨン成分がそ
    れぞれ与えられることを特徴とする回転磁界型回
    転電機の駆動装置。
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