JP2755011B2 - モータ駆動制御装置 - Google Patents
モータ駆動制御装置Info
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- JP2755011B2 JP2755011B2 JP4026543A JP2654392A JP2755011B2 JP 2755011 B2 JP2755011 B2 JP 2755011B2 JP 4026543 A JP4026543 A JP 4026543A JP 2654392 A JP2654392 A JP 2654392A JP 2755011 B2 JP2755011 B2 JP 2755011B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は工作機械主軸駆動用等
に用いるモータを駆動するモータ駆動装置に関するもの
である。
に用いるモータを駆動するモータ駆動装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】マシニングセンタ等の工作機械において
は、一台の機械で切削加工が行なわれる一方、穴明け、
ネジ切り（タッピング）等の加工も行われる。特に、ア
ルミニウム等の軽金属を切削加工する場合においては、
切削能率及び切削面精度を向上させるために、主軸を駆
動するモータ、例えば誘導電動機、は高速時に高出力で
回転する必要がある。また、穴明け、ネジ切り（タッピ
ング）等の加工を行う場合は、低速時に大トルクで回転
する必要がある。
は、一台の機械で切削加工が行なわれる一方、穴明け、
ネジ切り（タッピング）等の加工も行われる。特に、ア
ルミニウム等の軽金属を切削加工する場合においては、
切削能率及び切削面精度を向上させるために、主軸を駆
動するモータ、例えば誘導電動機、は高速時に高出力で
回転する必要がある。また、穴明け、ネジ切り（タッピ
ング）等の加工を行う場合は、低速時に大トルクで回転
する必要がある。
【０００３】従って、このようなマシニングセンタ等の
工作機械の主軸を駆動する誘導電動機は、低速時に大ト
ルク、高速時に高出力で回転するものが必要である。
図１４は、このような特性の一例を示す図であり、３５
００ｒｐｍ以下においては一定トルク（３ｋｇ・ｍ）で
回転し、切削加工領域である２００００ｒｐｍ〜２５０
００ｒｐｍにおいては一定出力（２２ＫＷ）で回転する
場合を示している。
工作機械の主軸を駆動する誘導電動機は、低速時に大ト
ルク、高速時に高出力で回転するものが必要である。
図１４は、このような特性の一例を示す図であり、３５
００ｒｐｍ以下においては一定トルク（３ｋｇ・ｍ）で
回転し、切削加工領域である２００００ｒｐｍ〜２５０
００ｒｐｍにおいては一定出力（２２ＫＷ）で回転する
場合を示している。
【０００４】このような、低速において大トルクで回転
するが出力は比較的小さく、高速において高出力で回転
するがトルクは比較的小さい特性を１台の誘導電動機で
実現する方法が実公昭６４年第２５５９号公報に記載さ
れている。
するが出力は比較的小さく、高速において高出力で回転
するがトルクは比較的小さい特性を１台の誘導電動機で
実現する方法が実公昭６４年第２５５９号公報に記載さ
れている。
【０００５】この方法は、図１５に示すように誘導電動
機の固定子巻線として各相２個ずつの巻線Ｃ1U’および
Ｃ2U’、巻線Ｃ1V’およびＣ2V’、巻線Ｃ1W’およびＣ
2W’を有するとともに、接点１ＭU、１ＭV、１ＭWを有
する第１の３相コンタクタ、および、接点２ＭU、２Ｍ
V、２ＭW、を有する第２の３相コンタクタを有してい
る。そして、低速運転領域においては上述の第１の３相
コンタクタのみを励磁することにより、巻線Ｃ1U’と巻
線Ｃ2U’、巻線Ｃ1V’と巻線Ｃ2V’、巻線Ｃ1W’と巻線
Ｃ2W’をそれぞれ直列に接続してＹ結線にし、高速運転
領域においては上述の第２の３相コンタクタのみを励磁
することにより巻線Ｃ2U’、Ｃ2V’、およびＣ2W’を使
用せず、巻線Ｃ1U’、Ｃ1V’、およびＣ1W’を△結線に
して運転するようにしたものである。
機の固定子巻線として各相２個ずつの巻線Ｃ1U’および
Ｃ2U’、巻線Ｃ1V’およびＣ2V’、巻線Ｃ1W’およびＣ
2W’を有するとともに、接点１ＭU、１ＭV、１ＭWを有
する第１の３相コンタクタ、および、接点２ＭU、２Ｍ
V、２ＭW、を有する第２の３相コンタクタを有してい
る。そして、低速運転領域においては上述の第１の３相
コンタクタのみを励磁することにより、巻線Ｃ1U’と巻
線Ｃ2U’、巻線Ｃ1V’と巻線Ｃ2V’、巻線Ｃ1W’と巻線
Ｃ2W’をそれぞれ直列に接続してＹ結線にし、高速運転
領域においては上述の第２の３相コンタクタのみを励磁
することにより巻線Ｃ2U’、Ｃ2V’、およびＣ2W’を使
用せず、巻線Ｃ1U’、Ｃ1V’、およびＣ1W’を△結線に
して運転するようにしたものである。
【０００６】この方法によれば、上述のような特性が得
られるとしても、高速運転領域において巻線Ｃ2U’、Ｃ
2V’、およびＣ2W’を使用しないため、高速運転領域で
巻線の使用効率が悪くなるとういう問題点がある。さら
に、誘導電動機の固定子巻線のリード線が９本と多く、
これを切換えるために３相コンタクタおよびこの３相コ
ンタクタを開閉制御するための回路が必要となる。従っ
て、装置全体の小形化および高信頼性化が阻害されると
いう問題点を有している。
られるとしても、高速運転領域において巻線Ｃ2U’、Ｃ
2V’、およびＣ2W’を使用しないため、高速運転領域で
巻線の使用効率が悪くなるとういう問題点がある。さら
に、誘導電動機の固定子巻線のリード線が９本と多く、
これを切換えるために３相コンタクタおよびこの３相コ
ンタクタを開閉制御するための回路が必要となる。従っ
て、装置全体の小形化および高信頼性化が阻害されると
いう問題点を有している。
【０００７】さて、誘導電動機に流れる一次電流を磁束
分電流とトルク分電流とに分け、すべり周波数方式のベ
クトル制御により、図１６に示す回転速度対出力特性
（実線）および回転速度対トルク特性（破線）を得るよ
うに制御することはよく知られている。図１６は、回転
速度Ｎが０≦Ｎ≦ＮbにおいてはトルクがＴ0一定の定ト
ルク特性、Ｎb＜Ｎにおいては出力がＰ0一定の定出力特
性をしめしている。ここで、Ｎbは基底速度と呼ばれる
速度である。
分電流とトルク分電流とに分け、すべり周波数方式のベ
クトル制御により、図１６に示す回転速度対出力特性
（実線）および回転速度対トルク特性（破線）を得るよ
うに制御することはよく知られている。図１６は、回転
速度Ｎが０≦Ｎ≦ＮbにおいてはトルクがＴ0一定の定ト
ルク特性、Ｎb＜Ｎにおいては出力がＰ0一定の定出力特
性をしめしている。ここで、Ｎbは基底速度と呼ばれる
速度である。
【０００８】この場合、誘導電動機の固定子と回転子と
の間の空隙の磁束である空隙磁束Φと回転速度Ｎとの関
係、および、トルク分電流ｉｑと回転速度Ｎとの関係
は、図１７に示す関係にあるように制御している。な
お、図１７において、空隙磁束Φは基底速度Ｎb以下で
はΦ0一定、基底速度Ｎb以上では、
の間の空隙の磁束である空隙磁束Φと回転速度Ｎとの関
係、および、トルク分電流ｉｑと回転速度Ｎとの関係
は、図１７に示す関係にあるように制御している。な
お、図１７において、空隙磁束Φは基底速度Ｎb以下で
はΦ0一定、基底速度Ｎb以上では、
【０００９】
【数１】
【００１０】の関係があるものとする。また、トルク分
電流ｉｑは全領域において一定値ｉｑ0を有するものと
する。
電流ｉｑは全領域において一定値ｉｑ0を有するものと
する。
【００１１】図１８は、すべり周波数制御方式のベクト
ル制御による従来のモータ駆動制御装置の制御ブロック
図である。図において、１は３相商用交流電源、２は３
相ＰＷＭインバータ、３は負荷の誘導電動機、４は速度
検出器、５ａ、５ｂ、５ｃは電流検出器、６は速度制御
器、９はトルク分電流制限回路、１０は磁束指令回路、
１１はトルク分電流制御器、１２はすべり角周波数演算
器、１３は加算器、１４は積分器、１５は磁束演算器、
１６は磁束制御器、１７は磁束分電流制御器、１８は２
相→３相変換器、１９は３相→２相変換器である。
ル制御による従来のモータ駆動制御装置の制御ブロック
図である。図において、１は３相商用交流電源、２は３
相ＰＷＭインバータ、３は負荷の誘導電動機、４は速度
検出器、５ａ、５ｂ、５ｃは電流検出器、６は速度制御
器、９はトルク分電流制限回路、１０は磁束指令回路、
１１はトルク分電流制御器、１２はすべり角周波数演算
器、１３は加算器、１４は積分器、１５は磁束演算器、
１６は磁束制御器、１７は磁束分電流制御器、１８は２
相→３相変換器、１９は３相→２相変換器である。
【００１２】また、ωr *は速度指令、ωrは速度検出信
号、ｉｑs*、ｉｑ*はトルク分電流指令、ｉｑはトルク
分電流検出信号、ωsはすべり角周波数信号、ω1は１次
電流角周波数信号、θ1は位相信号、Φ*は磁束指令、Φ
は磁束検出信号、ｉｄ*は磁束分電流指令、ｉｄは磁束
分電流検出信号、ｖｑ*はトルク分電圧指令、ｖｄ*は磁
束分電圧指令、ｖu *、ｖv *、ｖw *は３相電圧指令、
ｉu、ｉv、ｉwは３相電流検出信号である。
号、ｉｑs*、ｉｑ*はトルク分電流指令、ｉｑはトルク
分電流検出信号、ωsはすべり角周波数信号、ω1は１次
電流角周波数信号、θ1は位相信号、Φ*は磁束指令、Φ
は磁束検出信号、ｉｄ*は磁束分電流指令、ｉｄは磁束
分電流検出信号、ｖｑ*はトルク分電圧指令、ｖｄ*は磁
束分電圧指令、ｖu *、ｖv *、ｖw *は３相電圧指令、
ｉu、ｉv、ｉwは３相電流検出信号である。
【００１３】次に、図１８に示される従来のモータ駆動
制御装置の動作について説明する。３相→２相変換器１
９には、電流検出器５ａ、５ｂ、５ｃにより検出された
３相電流検出信号ｉu、ｉV、ｉw、が入力される。そし
て、この３相→２相変換器１９は、入力された３相電流
検出信号ｉu、ｉV、ｉwにもとづき、トルク分電流検出
信号ｉｑと磁束分電流検出信号ｉｄを出力する。
制御装置の動作について説明する。３相→２相変換器１
９には、電流検出器５ａ、５ｂ、５ｃにより検出された
３相電流検出信号ｉu、ｉV、ｉw、が入力される。そし
て、この３相→２相変換器１９は、入力された３相電流
検出信号ｉu、ｉV、ｉwにもとづき、トルク分電流検出
信号ｉｑと磁束分電流検出信号ｉｄを出力する。
【００１４】速度制御器６には、速度指令ωr *と速度検
出器４により検出された速度検出信号ωrが入力され
る。そして、この速度制御器６は、入力された速度指令
ωr *と速度検出信号ωrの誤差を増幅してトルク分電流
指令ｉｑs*を出力する。また、この出力されたトルク分
電流指令ｉｑs*はトルク分電流制限回路９に入力され
る。
出器４により検出された速度検出信号ωrが入力され
る。そして、この速度制御器６は、入力された速度指令
ωr *と速度検出信号ωrの誤差を増幅してトルク分電流
指令ｉｑs*を出力する。また、この出力されたトルク分
電流指令ｉｑs*はトルク分電流制限回路９に入力され
る。
【００１５】トルク分電流制限回路９は、入力されるト
ルク分電流指令ｉｑs*が、図１７の速度検出信号ωrに
対応する破線の値より小さい場合はトルク分電流指令ｉ
ｑs*そのままの値をトルク分電流指令ｉｑ*として出力
する。なお、図１６および図１７において横軸は回転速
度Ｎで表現されているが回転速度Ｎと速度検出信号ωr
とはωr＝２π×Ｎの関係のもとに等価である。また、
トルク分電流指令ｉｑs*が、図１７の速度検出信号ωr
に対応する破線の値より大きい場合は、図１７の破線の
値をトルク分電流指令ｉｑ*として出力する。
ルク分電流指令ｉｑs*が、図１７の速度検出信号ωrに
対応する破線の値より小さい場合はトルク分電流指令ｉ
ｑs*そのままの値をトルク分電流指令ｉｑ*として出力
する。なお、図１６および図１７において横軸は回転速
度Ｎで表現されているが回転速度Ｎと速度検出信号ωr
とはωr＝２π×Ｎの関係のもとに等価である。また、
トルク分電流指令ｉｑs*が、図１７の速度検出信号ωr
に対応する破線の値より大きい場合は、図１７の破線の
値をトルク分電流指令ｉｑ*として出力する。
【００１６】すなわち、トルク分電流制限回路９は図１
７の破線の値以下に制限されたトルク分電流指令ｉｑ*
を出力するように動作する。トルク分電流制御器１１に
はトルク分電流指令ｉｑ*とトルク分電流検出信号ｉｑ
とが入力される。そして、このトルク分電流制御器１１
は、入力されたトルク分電流指令ｉｑ*とトルク分電流
検出信号ｉｑの間の誤差を増幅してトルク分電圧指令ｖ
ｑ*を出力する。
７の破線の値以下に制限されたトルク分電流指令ｉｑ*
を出力するように動作する。トルク分電流制御器１１に
はトルク分電流指令ｉｑ*とトルク分電流検出信号ｉｑ
とが入力される。そして、このトルク分電流制御器１１
は、入力されたトルク分電流指令ｉｑ*とトルク分電流
検出信号ｉｑの間の誤差を増幅してトルク分電圧指令ｖ
ｑ*を出力する。
【００１７】磁束演算回路１５には磁束分電流検出信号
ｉｄが入力される。そして、この磁束演算回路１５は、
入力された磁束分電流検出信号ｉｄにもとづき、次式に
より、上述の磁束分電流により発生する空隙磁束Φ（２
次鎖交磁束）を算出する。
ｉｄが入力される。そして、この磁束演算回路１５は、
入力された磁束分電流検出信号ｉｄにもとづき、次式に
より、上述の磁束分電流により発生する空隙磁束Φ（２
次鎖交磁束）を算出する。
【００１８】
【数２】
【００１９】ここで、Ｓは微分演算子、Ｒ2は誘導電動
機の２次抵抗、Ｌ2は２次インダクタンス、Ｍは１次２
次相互インダクタンスである。また、すべり角周波数演
算回路１２にはトルク分電流検出信号ｉｑと磁束検出信
号Φが入力される。そして、このすべり角周波数演算回
路１２は、入力されたトルク分電流検出信号ｉｑと磁束
検出信号Φとにもとづき、下記の式（４）による演算を
行い、すべり角周波数信号ωsを出力する。
機の２次抵抗、Ｌ2は２次インダクタンス、Ｍは１次２
次相互インダクタンスである。また、すべり角周波数演
算回路１２にはトルク分電流検出信号ｉｑと磁束検出信
号Φが入力される。そして、このすべり角周波数演算回
路１２は、入力されたトルク分電流検出信号ｉｑと磁束
検出信号Φとにもとづき、下記の式（４）による演算を
行い、すべり角周波数信号ωsを出力する。
【００２０】
【数３】
【００２１】加算器１３にはすべり角周波数信号ωsと
速度検出信号ωrとが入力される。そして、この加算器
１３は、入力されたすべり角周波数信号ωsと速度検出
信号ωrとを加算して１次電流角周波数信号ω1を出力す
る。この出力された１次電流角周波数信号ω1は積分器
１４に入力される。そして、積分器１４は入力された１
次電流角周波数信号ω1にもとづき位相信号θ1を生成す
る。
速度検出信号ωrとが入力される。そして、この加算器
１３は、入力されたすべり角周波数信号ωsと速度検出
信号ωrとを加算して１次電流角周波数信号ω1を出力す
る。この出力された１次電流角周波数信号ω1は積分器
１４に入力される。そして、積分器１４は入力された１
次電流角周波数信号ω1にもとづき位相信号θ1を生成す
る。
【００２２】また、速度検出信号ωrは磁束指令回路１
０に入力される。そして、磁束指令回路１０は、入力さ
れた速度検出信号ωrに対応する図１７の実線の値に等
しい磁束指令Φ*を出力する。磁束制御器１６には磁束
指令Φ*と磁束検出信号Φとが入力される。そして、こ
の磁束制御器１６は、入力された磁束指令Φ*と磁束検
出信号Φとの間の誤差を増幅して磁束分電流指令ｉｄ*
を出力する。
０に入力される。そして、磁束指令回路１０は、入力さ
れた速度検出信号ωrに対応する図１７の実線の値に等
しい磁束指令Φ*を出力する。磁束制御器１６には磁束
指令Φ*と磁束検出信号Φとが入力される。そして、こ
の磁束制御器１６は、入力された磁束指令Φ*と磁束検
出信号Φとの間の誤差を増幅して磁束分電流指令ｉｄ*
を出力する。
【００２３】磁束分電流制御器１７には磁束分電流指令
ｉｄ*と磁束分電流検出信号ｉｄとが入力される。そし
て、この磁束分電流制御器１７は、入力された磁束分電
流指令ｉｄ*と磁束分電流検出信号ｉｄとの間の誤差を
増幅して磁束分電圧指令ｖｄ*を出力する。２相→３相
変換器１８にはトルク分電圧指令ｖｑ*、磁束分電圧指
令ｖｄ*、および、位相信号θ1が入力される。そして、
この２相→３相変換器１８は入力されたトルク分電圧指
令ｖｑ*、磁束分電圧指令ｖｄ*、および、位相信号θ1
にもとづき、３相交流電圧指令ｖu *、ｖv *、ｖw *を出力
する。
ｉｄ*と磁束分電流検出信号ｉｄとが入力される。そし
て、この磁束分電流制御器１７は、入力された磁束分電
流指令ｉｄ*と磁束分電流検出信号ｉｄとの間の誤差を
増幅して磁束分電圧指令ｖｄ*を出力する。２相→３相
変換器１８にはトルク分電圧指令ｖｑ*、磁束分電圧指
令ｖｄ*、および、位相信号θ1が入力される。そして、
この２相→３相変換器１８は入力されたトルク分電圧指
令ｖｑ*、磁束分電圧指令ｖｄ*、および、位相信号θ1
にもとづき、３相交流電圧指令ｖu *、ｖv *、ｖw *を出力
する。
【００２４】ＰＷＭインバータ２には３相交流電圧指令
ｖu *、ｖv *、ｖw *が入力される。そして、このＰＷＭイ
ンバータ２は、３相商用交流電源１より出力される交流
に対して３相交流電圧指令ｖu *、ｖv *、ｖw *にもとづき
ＰＷＭ制御を行い、負荷の誘導電動機３にＰＷＭ制御さ
れた交流電力を供給する。以上のようにして、誘導電動
機３をベクトル制御により所定の速度指令ωr *に制御す
るとともに、図１６に示すような特性で動作させること
ができる。
ｖu *、ｖv *、ｖw *が入力される。そして、このＰＷＭイ
ンバータ２は、３相商用交流電源１より出力される交流
に対して３相交流電圧指令ｖu *、ｖv *、ｖw *にもとづき
ＰＷＭ制御を行い、負荷の誘導電動機３にＰＷＭ制御さ
れた交流電力を供給する。以上のようにして、誘導電動
機３をベクトル制御により所定の速度指令ωr *に制御す
るとともに、図１６に示すような特性で動作させること
ができる。
【００２５】さて、誘導電動機で発生する損失Ｗ
LOSSは、次式のように表わされる。 ＷLOSS＝ＷC1＋ＷC2＋ＷI （４） すなわち、損失ＷLOSSは、固定子巻線の抵抗分に起因す
る一次銅損ＷC1、回転子巻線（かご形誘導電動機の場合
は回転子かごのバー）の抵抗分に起因する二次銅損
ＷC2、および固定子と回転子の鉄心部で発生する鉄損Ｗ
Iの和で表わされる。そして、この損失ＷLOSSは、基底
速度Ｎbの前後の回転速度領域（図１６のＡで示す領
域）で最も大きくなる。
LOSSは、次式のように表わされる。 ＷLOSS＝ＷC1＋ＷC2＋ＷI （４） すなわち、損失ＷLOSSは、固定子巻線の抵抗分に起因す
る一次銅損ＷC1、回転子巻線（かご形誘導電動機の場合
は回転子かごのバー）の抵抗分に起因する二次銅損
ＷC2、および固定子と回転子の鉄心部で発生する鉄損Ｗ
Iの和で表わされる。そして、この損失ＷLOSSは、基底
速度Ｎbの前後の回転速度領域（図１６のＡで示す領
域）で最も大きくなる。
【００２６】例えば、図１９（Ａ）に示されるように基
底速度Ｎbが７０００ｒｐｍであり、７０００ｒｐｍ以
下で一定トルク（３ｋｇ・ｍ）、７０００ｒｐｍ〜２５
０００ｒｐｍで一定出力（２２ｋｗ）となるように設計
された誘導電動機の損失ＷLOSSは、回転速度とともに図
１９（Ｂ）に示すように変化する。図１９（Ｂ）におい
て、この誘導電動機の損失ＷLOSSは、基底速度Ｎb（７
０００ｒｐｍ）において最大値２６１０ｗになることを
示している。
底速度Ｎbが７０００ｒｐｍであり、７０００ｒｐｍ以
下で一定トルク（３ｋｇ・ｍ）、７０００ｒｐｍ〜２５
０００ｒｐｍで一定出力（２２ｋｗ）となるように設計
された誘導電動機の損失ＷLOSSは、回転速度とともに図
１９（Ｂ）に示すように変化する。図１９（Ｂ）におい
て、この誘導電動機の損失ＷLOSSは、基底速度Ｎb（７
０００ｒｐｍ）において最大値２６１０ｗになることを
示している。
【００２７】一方、誘導電動機の寸法すなわち誘導電動
機の径寸法および長さ、あるいは冷却装置の冷却能力
は、誘導電動機を過熱することなしに、損失ＷLOSSによ
り発生する熱を放熱できるように設定されなければなら
ない。すなわち、基底速度Ｎbと基底速度Ｎbにおけるト
ルクの大きさとにより誘導電動機の寸法、あるいは冷却
装置の冷却能力が決まり、基底速度Ｎbにおいて要求さ
れるトルクが大きいほどモータは大型のものとなる。
機の径寸法および長さ、あるいは冷却装置の冷却能力
は、誘導電動機を過熱することなしに、損失ＷLOSSによ
り発生する熱を放熱できるように設定されなければなら
ない。すなわち、基底速度Ｎbと基底速度Ｎbにおけるト
ルクの大きさとにより誘導電動機の寸法、あるいは冷却
装置の冷却能力が決まり、基底速度Ｎbにおいて要求さ
れるトルクが大きいほどモータは大型のものとなる。
【００２８】次に、上述の関係が生じる理由について、
さらに詳述する。図１７に示す低速域における空隙磁束
の値Φ0は、空隙の許容磁束密度と誘導電動機の形状
（径寸法と長さ）により設定範囲が定められる。一方、
空隙磁束Φ0一定の低速域において、トルク分電流ｉｑ
を増加させれば、トルク分電流ｉｑに比例して誘導電動
機の発生トルクは増大する。しかしながら、このとき損
失ＷLOSSも増加するため、この損失ＷLOSSを放熱する放
熱特性（誘導電動機の寸法と冷却装置の能力）との関係
より、トルク分電流ｉｑの大きさは制限を受ける。この
ように、トルク分電流ｉｑの大きさが制限されることに
より、誘導電動機の発生するトルクおよび出力特性が制
約をうける。
さらに詳述する。図１７に示す低速域における空隙磁束
の値Φ0は、空隙の許容磁束密度と誘導電動機の形状
（径寸法と長さ）により設定範囲が定められる。一方、
空隙磁束Φ0一定の低速域において、トルク分電流ｉｑ
を増加させれば、トルク分電流ｉｑに比例して誘導電動
機の発生トルクは増大する。しかしながら、このとき損
失ＷLOSSも増加するため、この損失ＷLOSSを放熱する放
熱特性（誘導電動機の寸法と冷却装置の能力）との関係
より、トルク分電流ｉｑの大きさは制限を受ける。この
ように、トルク分電流ｉｑの大きさが制限されることに
より、誘導電動機の発生するトルクおよび出力特性が制
約をうける。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、低速に
おいては大トルクが必要であるが出力は比較的小さくて
よく、高速においては高出力の特性が要求される場合に
おいて、このような特性を１台の誘導電動機で実現する
図１５に示す従来技術によれば、モータの巻線の使用効
率の低下が生じるとともに、モータのリード線の数が増
加し、さらに、コンタクタが必要となり、モータまたは
装置全体の小形軽量化および高信頼性化を阻害するなど
の問題点があった。
おいては大トルクが必要であるが出力は比較的小さくて
よく、高速においては高出力の特性が要求される場合に
おいて、このような特性を１台の誘導電動機で実現する
図１５に示す従来技術によれば、モータの巻線の使用効
率の低下が生じるとともに、モータのリード線の数が増
加し、さらに、コンタクタが必要となり、モータまたは
装置全体の小形軽量化および高信頼性化を阻害するなど
の問題点があった。
【００３０】また、すべり周波数方式のベクトル制御に
より誘導電動機を図１６に示す回転速度対出力特性およ
び回転速度対トルク特性を得るように駆動する従来技術
によれば、基底速度Ｎb付近における損失ＷLOSSと、こ
の損失ＷLOSSを放熱する放熱特性との関係からモータが
大形になり、モータまたは装置全体の小形軽量化が阻害
されるなどの問題点があった。
より誘導電動機を図１６に示す回転速度対出力特性およ
び回転速度対トルク特性を得るように駆動する従来技術
によれば、基底速度Ｎb付近における損失ＷLOSSと、こ
の損失ＷLOSSを放熱する放熱特性との関係からモータが
大形になり、モータまたは装置全体の小形軽量化が阻害
されるなどの問題点があった。
【００３１】この発明は以上のような問題点を解決する
ためになされたもので、低速においては大トルクが必要
であるが出力は比較的小さくてすみ、高速においては高
出力の特性が要求される場合において、Ｙー△結線切換
用のコンタクタが不要であり、モータの巻線の使用効率
の低下が防止されるとともに、モータのリード線の増加
が防止され、モータまたは装置全体を小形軽量に構成で
きるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、低速においては大トルクが必要
であるが出力は比較的小さくてすみ、高速においては高
出力の特性が要求される場合において、Ｙー△結線切換
用のコンタクタが不要であり、モータの巻線の使用効率
の低下が防止されるとともに、モータのリード線の増加
が防止され、モータまたは装置全体を小形軽量に構成で
きるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
【００３２】
【課題を解決するための手段】この発明に係わるモータ
駆動制御装置は、モータに流れる１次電流を磁束分電流
とトルク分電流とに分け、ベクトル制御によりモータを
駆動制御するモータ駆動制御装置において、第１速度以
下ではほぼ一定の大きさの第１トルクを発生し、第１速
度より所定速度だけ速い第２速度以上ではほぼ一定の第
１出力を発生し、第１速度を越えかつ上記第２速度未満
では出力を第１出力より小さくするとともにトルクを第
１トルクより小さくするように、モータの現在速度に対
する磁束指令値およびトルク分電流指令値を演算する演
算手段と、この演算手段の演算出力にもとづきモータに
磁束分電流とトルク分電流とを流すモータ駆動手段と、
を備えるようにしたものである。
駆動制御装置は、モータに流れる１次電流を磁束分電流
とトルク分電流とに分け、ベクトル制御によりモータを
駆動制御するモータ駆動制御装置において、第１速度以
下ではほぼ一定の大きさの第１トルクを発生し、第１速
度より所定速度だけ速い第２速度以上ではほぼ一定の第
１出力を発生し、第１速度を越えかつ上記第２速度未満
では出力を第１出力より小さくするとともにトルクを第
１トルクより小さくするように、モータの現在速度に対
する磁束指令値およびトルク分電流指令値を演算する演
算手段と、この演算手段の演算出力にもとづきモータに
磁束分電流とトルク分電流とを流すモータ駆動手段と、
を備えるようにしたものである。
【００３３】また、モータに流れる１次電流を磁束分電
流とトルク分電流とに分け、ベクトル制御によりモータ
を駆動制御するモータ駆動制御装置において、第１速度
以下ではほぼ一定の大きさの第１トルクを発生し、第１
速度より所定速度だけ速い第２速度以上ではほぼ一定の
第１出力を発生し、第１速度を越えかつ第２速度未満で
は出力を第１出力より小さくするとともにトルクを第１
トルクより小さくするように、あらかじめメモリに記憶
されているモータの速度に対する空隙磁束の関係を示す
データ、および、モータの速度に対するトルク分電流の
関係を示すデータにもとづき、モータの現在速度に対す
る磁束指令値およびトルク分電流指令値を演算する演算
手段と、この演算手段の演算出力にもとづきモータに磁
束分電流とトルク分電流とを流すモータ駆動手段と、を
備えるようにしたものである。
流とトルク分電流とに分け、ベクトル制御によりモータ
を駆動制御するモータ駆動制御装置において、第１速度
以下ではほぼ一定の大きさの第１トルクを発生し、第１
速度より所定速度だけ速い第２速度以上ではほぼ一定の
第１出力を発生し、第１速度を越えかつ第２速度未満で
は出力を第１出力より小さくするとともにトルクを第１
トルクより小さくするように、あらかじめメモリに記憶
されているモータの速度に対する空隙磁束の関係を示す
データ、および、モータの速度に対するトルク分電流の
関係を示すデータにもとづき、モータの現在速度に対す
る磁束指令値およびトルク分電流指令値を演算する演算
手段と、この演算手段の演算出力にもとづきモータに磁
束分電流とトルク分電流とを流すモータ駆動手段と、を
備えるようにしたものである。
【００３４】
【作用】この発明におけるベクトル制御によりモータを
駆動制御するモータ駆動制御装置は、第１速度以下では
ほぼ一定の大きさの第１トルクを発生し、第１速度より
所定速度だけ速い第２速度以上ではほぼ一定の第１出力
を発生し、第１速度を越えかつ第２速度未満では出力を
第１出力より小さくするとともにトルクを第１トルクよ
り小さくするように、モータの現在速度に対する磁束分
指令値およびトルク分電流指令値を演算する演算手段を
有し、この演算手段の演算出力にもとづきモータに磁束
分電流とトルク分電流とを流す。
駆動制御するモータ駆動制御装置は、第１速度以下では
ほぼ一定の大きさの第１トルクを発生し、第１速度より
所定速度だけ速い第２速度以上ではほぼ一定の第１出力
を発生し、第１速度を越えかつ第２速度未満では出力を
第１出力より小さくするとともにトルクを第１トルクよ
り小さくするように、モータの現在速度に対する磁束分
指令値およびトルク分電流指令値を演算する演算手段を
有し、この演算手段の演算出力にもとづきモータに磁束
分電流とトルク分電流とを流す。
【００３５】
【実施例】実施例１． 図１は本発明の一実施例によるモータ駆動制御装置によ
り得られる誘導電動機の出力特性の１例を示す図であ
る。図１（Ａ）の実線は回転速度Ｎに対する出力Ｐの関
係を示し、図１（Ｂ）の実線は回転速度Ｎに対するトル
クの関係を示している。図１において、回転速度Ｎが０
≦Ｎ≦Ｎ1においてはトルクがＴ1一定の定トルク特性、
Ｎ1＜Ｎ≦Ｎ3においては出力がＰ1一定の定出力特性、
Ｎ3＜Ｎ≦Ｎ2においてはトルクがＴ2一定の定トルク特
性、Ｎ2＜Ｎ≦Ｎmにおいては出力がＰ2一定の定出力特
性を示し、回転速度Ｎ1、Ｎ3、および、Ｎ2において出
力およびトルクは連続的に変化する特性を示している。
なお、Ｎ1を第１速度、Ｎ2を第２速度、Ｐ 2 を第１出
力、Ｔ1を第１トルクと称するものとする。
り得られる誘導電動機の出力特性の１例を示す図であ
る。図１（Ａ）の実線は回転速度Ｎに対する出力Ｐの関
係を示し、図１（Ｂ）の実線は回転速度Ｎに対するトル
クの関係を示している。図１において、回転速度Ｎが０
≦Ｎ≦Ｎ1においてはトルクがＴ1一定の定トルク特性、
Ｎ1＜Ｎ≦Ｎ3においては出力がＰ1一定の定出力特性、
Ｎ3＜Ｎ≦Ｎ2においてはトルクがＴ2一定の定トルク特
性、Ｎ2＜Ｎ≦Ｎmにおいては出力がＰ2一定の定出力特
性を示し、回転速度Ｎ1、Ｎ3、および、Ｎ2において出
力およびトルクは連続的に変化する特性を示している。
なお、Ｎ1を第１速度、Ｎ2を第２速度、Ｐ 2 を第１出
力、Ｔ1を第１トルクと称するものとする。
【００３６】次に、このような出力特性を得る制御方法
について詳述する。図１（Ａ）、図１（Ｂ）の実線の出
力特性およびトルク特性を得る場合、誘導電動機はベク
トル制御により図１（Ａ）、図１（Ｂ）の一点鎖線で示
された特性に制御可能なものを用意する。なお、この誘
導電動機は発生する損失ＷLOSSの面より見たとき、基底
速度ＮbにおいてＰ2を出力することが出来ないものであ
ってもよい。
について詳述する。図１（Ａ）、図１（Ｂ）の実線の出
力特性およびトルク特性を得る場合、誘導電動機はベク
トル制御により図１（Ａ）、図１（Ｂ）の一点鎖線で示
された特性に制御可能なものを用意する。なお、この誘
導電動機は発生する損失ＷLOSSの面より見たとき、基底
速度ＮbにおいてＰ2を出力することが出来ないものであ
ってもよい。
【００３７】なお、図１（Ａ）、図１（Ｂ）の一点鎖線
で示された特性は、基底速度Ｎb以下ではトルクはＴ1一
定であり、基底速度Ｎb以上では出力はＰ2一定の特性と
なっている。また、この一点鎖線で示される特性を得る
空隙磁束Φと回転速度Ｎ、および、トルク分電流ｉｑと
回転速度Ｎとは、それぞれ図２（Ａ）、図２（Ｂ）に示
す関係にある。すなわち、空隙磁束Φは基底速度Ｎb以
下においてΦ0一定であり、基底速度Ｎb以上において
は、
で示された特性は、基底速度Ｎb以下ではトルクはＴ1一
定であり、基底速度Ｎb以上では出力はＰ2一定の特性と
なっている。また、この一点鎖線で示される特性を得る
空隙磁束Φと回転速度Ｎ、および、トルク分電流ｉｑと
回転速度Ｎとは、それぞれ図２（Ａ）、図２（Ｂ）に示
す関係にある。すなわち、空隙磁束Φは基底速度Ｎb以
下においてΦ0一定であり、基底速度Ｎb以上において
は、
【００３８】
【数４】
【００３９】の関係があるものとする。また、トルク分
電流ｉｑは回転速度Ｎにかかわらずｉｑ0一定のままで
ある。
電流ｉｑは回転速度Ｎにかかわらずｉｑ0一定のままで
ある。
【００４０】次に、図１（Ａ）、図１（Ｂ）の実線にて
示す特性を得る方法について説明する。この誘導電動機
に対して、空隙磁束Φとトルク分電流ｉｑの回転速度Ｎ
に対する関係を図３（Ａ）、図３（Ｂ）と図４（Ａ）、
図４（Ｂ）に示すように２組用意する。図３（Ａ）にお
いては、空隙磁束Φは基底速度Ｎb以下ではΦ0一定、基
底速度Ｎb以上では、
示す特性を得る方法について説明する。この誘導電動機
に対して、空隙磁束Φとトルク分電流ｉｑの回転速度Ｎ
に対する関係を図３（Ａ）、図３（Ｂ）と図４（Ａ）、
図４（Ｂ）に示すように２組用意する。図３（Ａ）にお
いては、空隙磁束Φは基底速度Ｎb以下ではΦ0一定、基
底速度Ｎb以上では、
【００４１】
【数５】
【００４２】の関係があるものとする。また、図３
（Ｂ）においては、トルク分電流ｉｑは０≦Ｎ≦Ｎ1で
はｉｑ0一定、Ｎ1＜Ｎ≦Ｎbでは、
（Ｂ）においては、トルク分電流ｉｑは０≦Ｎ≦Ｎ1で
はｉｑ0一定、Ｎ1＜Ｎ≦Ｎbでは、
【００４３】
【数６】
【００４４】の関係があり、Ｎb＜Ｎ≦Ｎmでは、
【００４５】
【数７】
【００４６】で示される一定の大きさを有するものとす
る。また、図４（Ａ）において空隙磁束Φは、０≦Ｎ≦
Ｎ2では
る。また、図４（Ａ）において空隙磁束Φは、０≦Ｎ≦
Ｎ2では
【００４７】
【数８】
【００４８】で示される一定の大きさとし、Ｎ2＜Ｎ≦
Ｎmでは
Ｎmでは
【００４９】
【数９】
【００５０】の関係を有するものとする。ここで、
【００５１】
【数１０】
【００５２】であるから、回転速度Ｎ対空隙磁束Φ、回
転速度Ｎ対トルク分電流ｉｑの関係を回転速度Ｎが０≦
Ｎ≦Ｎ3の運転領域では図３（Ａ）、図３（Ｂ）の関係
を選択して制御し、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎmの運転領域では図４
（Ａ）、図４（Ｂ）の関係を選択して制御することによ
り目的とする図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示される出力特
性およびトルク特性を得ることができる。
転速度Ｎ対トルク分電流ｉｑの関係を回転速度Ｎが０≦
Ｎ≦Ｎ3の運転領域では図３（Ａ）、図３（Ｂ）の関係
を選択して制御し、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎmの運転領域では図４
（Ａ）、図４（Ｂ）の関係を選択して制御することによ
り目的とする図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示される出力特
性およびトルク特性を得ることができる。
【００５３】上述のようにして、図１（Ａ）、図１
（Ｂ）に示す出力特性およびトルク特性が得られれば、
Ｎ1＜Ｎ≦Ｎ3の領域ではトルク分電流ｉｑが、本来の電
動機設計値より小さく制御されるため、主に一次銅損Ｗ
C1、二次銅損ＷC2が小さくなり、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎ2の領域で
は空隙磁束Φが、本来の電動機設計値より小さく制御さ
れるため主に鉄損ＷIが小さくなり、損失ＷLOSSを抑え
ることができる。すなわち、発生する損失ＷLOSSの面か
ら必要になる誘導電動機の寸法を大きくすることなく、
また、誘導電動機の冷却装置を大型にすることもなく、
図１（Ａ）および図１（Ｂ）において実線で示される運
転特性を得ることができる。
（Ｂ）に示す出力特性およびトルク特性が得られれば、
Ｎ1＜Ｎ≦Ｎ3の領域ではトルク分電流ｉｑが、本来の電
動機設計値より小さく制御されるため、主に一次銅損Ｗ
C1、二次銅損ＷC2が小さくなり、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎ2の領域で
は空隙磁束Φが、本来の電動機設計値より小さく制御さ
れるため主に鉄損ＷIが小さくなり、損失ＷLOSSを抑え
ることができる。すなわち、発生する損失ＷLOSSの面か
ら必要になる誘導電動機の寸法を大きくすることなく、
また、誘導電動機の冷却装置を大型にすることもなく、
図１（Ａ）および図１（Ｂ）において実線で示される運
転特性を得ることができる。
【００５４】なお、上述の説明では図３（Ａ）、図３
（Ｂ）の関係を選択するか、または、図４（Ａ）、図４
（Ｂ）の関係を選択するかの境界の回転速度をＮ3とし
たが、これ以外の回転速度としてもよい。すなわち、Ｎ
3’＜Ｎ3とするとき０≦Ｎ≦Ｎ3’の運転領域では図３
（Ａ）、図３（Ｂ）の関係を選択しＮ3’＜Ｎ≦Ｎmの運
転領域では図４（Ａ）、図４（Ｂ）の関係を選択するよ
うにすれば、図５（Ａ）、図５（Ｂ）に示す出力特性お
よびトルク特性を得ることができる。
（Ｂ）の関係を選択するか、または、図４（Ａ）、図４
（Ｂ）の関係を選択するかの境界の回転速度をＮ3とし
たが、これ以外の回転速度としてもよい。すなわち、Ｎ
3’＜Ｎ3とするとき０≦Ｎ≦Ｎ3’の運転領域では図３
（Ａ）、図３（Ｂ）の関係を選択しＮ3’＜Ｎ≦Ｎmの運
転領域では図４（Ａ）、図４（Ｂ）の関係を選択するよ
うにすれば、図５（Ａ）、図５（Ｂ）に示す出力特性お
よびトルク特性を得ることができる。
【００５５】また、Ｎ3＜Ｎ3”とするとき ０≦Ｎ≦Ｎ3”の運転領域では図３（Ａ）、図３（Ｂ）
の関係を選択しＮ3”＜Ｎ≦Ｎmの運転領域では図４
（Ａ）、図４（Ｂ）の関係を選択するようにすれば、図
６（Ａ）、図６（Ｂ）に示す出力特性およびトルク特性
を得ることができる。
の関係を選択しＮ3”＜Ｎ≦Ｎmの運転領域では図４
（Ａ）、図４（Ｂ）の関係を選択するようにすれば、図
６（Ａ）、図６（Ｂ）に示す出力特性およびトルク特性
を得ることができる。
【００５６】図７は、本発明の一実施例を示すモータ駆
動制御装置の制御ブロック図である。図において、７、
８は切換回路、９ａ、９ｂはトルク分電流制限回路、１
０ａ、１０ｂは磁束指令回路、ｋは切換選択信号であ
る。また、１〜６および１１〜１９は図１６に示す従来
装置におけるものと同様である。、ωr *、ωr、ｉ
ｑS *、ｉｑ*、ｉｑ、ωS、ω1、θ1、Φ*、Φ、ｉｄ*、
ｉｄ、ｖｑ*、ｖｄ*、ｖu *、ｖv *、ｖw *、ｉu、ｉv、お
よび、ｉwも図１６に示す従来装置と同様の信号であ
る。
動制御装置の制御ブロック図である。図において、７、
８は切換回路、９ａ、９ｂはトルク分電流制限回路、１
０ａ、１０ｂは磁束指令回路、ｋは切換選択信号であ
る。また、１〜６および１１〜１９は図１６に示す従来
装置におけるものと同様である。、ωr *、ωr、ｉ
ｑS *、ｉｑ*、ｉｑ、ωS、ω1、θ1、Φ*、Φ、ｉｄ*、
ｉｄ、ｖｑ*、ｖｄ*、ｖu *、ｖv *、ｖw *、ｉu、ｉv、お
よび、ｉwも図１６に示す従来装置と同様の信号であ
る。
【００５７】次に動作について説明する。切換回路７、
８は、それぞれ、切換器７ａ、７ｂ及び８ａ、８ｂから
構成され、切換選択信号ｋにより、回転速度Ｎが０≦Ｎ
≦Ｎ3では切換器７ａと８ａとオン、切換器７ｂと８ｂ
をオフとし、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎmでは切換器７ａと８ａをオ
フ、切換器７ｂと８ｂをオンにする。
８は、それぞれ、切換器７ａ、７ｂ及び８ａ、８ｂから
構成され、切換選択信号ｋにより、回転速度Ｎが０≦Ｎ
≦Ｎ3では切換器７ａと８ａとオン、切換器７ｂと８ｂ
をオフとし、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎmでは切換器７ａと８ａをオ
フ、切換器７ｂと８ｂをオンにする。
【００５８】そして、切換器７ａと８ａとがオンし、切
換器７ｂと８ｂとがオフする回転速度Ｎが０≦Ｎ≦Ｎ3
のとき、トルク分電流指令ｉｑS *は切換器７ａを介して
トルク分電流制限回路９ａに入力され、速度検出信号ω
rは切換器８ａを介して磁束指令回路１０ａに入力され
る。トルク分電流制限回路９ａは、入力されるトルク分
電流指令ｉｑS *が、図３（Ｂ）の速度検出信号ωrに対
応する実線の値より小さい場合にはトルク分電流指令ｉ
ｑS *をそのまま出力し、トルク分電流指令ｉｑS *が実線
の値より大きい場合は実線の値をトルク分電流指令ｉｑ
S *として出力する。
換器７ｂと８ｂとがオフする回転速度Ｎが０≦Ｎ≦Ｎ3
のとき、トルク分電流指令ｉｑS *は切換器７ａを介して
トルク分電流制限回路９ａに入力され、速度検出信号ω
rは切換器８ａを介して磁束指令回路１０ａに入力され
る。トルク分電流制限回路９ａは、入力されるトルク分
電流指令ｉｑS *が、図３（Ｂ）の速度検出信号ωrに対
応する実線の値より小さい場合にはトルク分電流指令ｉ
ｑS *をそのまま出力し、トルク分電流指令ｉｑS *が実線
の値より大きい場合は実線の値をトルク分電流指令ｉｑ
S *として出力する。
【００５９】すなわち、トルク分電流制限回路９ａは、
図３（Ｂ）の実線の値以下に制限したトルク分電流指令
ｉｑS *を出力するように動作する。また、磁束指令回路
１０ａは、図３（Ａ）の速度検出信号ωrに対応する実
線の値の大きさの磁束指令Φ*を出力する。
図３（Ｂ）の実線の値以下に制限したトルク分電流指令
ｉｑS *を出力するように動作する。また、磁束指令回路
１０ａは、図３（Ａ）の速度検出信号ωrに対応する実
線の値の大きさの磁束指令Φ*を出力する。
【００６０】また、切換器７ａと８ａとがオフし、切換
器７ｂと８ｂとがオンする回転速度ＮがＮ3＜Ｎ≦Ｎmの
とき、トルク分電流指令ｉｑS *は切換器７ｂを介してト
ルク分電流制限回路９ｂに入力され、速度検出信号ωr
は切換器８ｂを介して磁束指令回路１０ｂに入力され
る。
器７ｂと８ｂとがオンする回転速度ＮがＮ3＜Ｎ≦Ｎmの
とき、トルク分電流指令ｉｑS *は切換器７ｂを介してト
ルク分電流制限回路９ｂに入力され、速度検出信号ωr
は切換器８ｂを介して磁束指令回路１０ｂに入力され
る。
【００６１】トルク分電流制限回路９ｂは、入力される
トルク分電流指令ｉｑS *が、図４（Ｂ）の速度検出信号
ωrに対応する実線の値より小さい場合にはトルク分電
流指令ｉｑS *をそのまま出力し、トルク分電流指令ｉｑ
S *が実線の値より大きい場合は実線の値をトルク分電流
指令ｉｑS *として出力する。
トルク分電流指令ｉｑS *が、図４（Ｂ）の速度検出信号
ωrに対応する実線の値より小さい場合にはトルク分電
流指令ｉｑS *をそのまま出力し、トルク分電流指令ｉｑ
S *が実線の値より大きい場合は実線の値をトルク分電流
指令ｉｑS *として出力する。
【００６２】すなわち、トルク分電流制限回路９ｂは図
４（Ｂ）の実線の値以下に制限されたトルク分電流指令
ｉｑS *を出力するように動作する。また、磁束指令回路
１０ｂは、図４（Ａ）の速度検出信号ωrに対応する実
線の値の大きさの磁束指令Φ*を出力する。以上のよう
に動作させることにより、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示
す出力特性およびトルク特性を得ることができる。
４（Ｂ）の実線の値以下に制限されたトルク分電流指令
ｉｑS *を出力するように動作する。また、磁束指令回路
１０ｂは、図４（Ａ）の速度検出信号ωrに対応する実
線の値の大きさの磁束指令Φ*を出力する。以上のよう
に動作させることにより、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示
す出力特性およびトルク特性を得ることができる。
【００６３】なお、切換回路７、８、トルク分電流制限
回路９ａ、９ｂ、および、磁束指令回路１０ａ、１０ｂ
により演算手段が構成される。この演算手段は図３およ
び図４に示される関係を、あらかじめ設定された算式に
もとづき演算するようにしてもよいが、上述の図３およ
び図４に示される関係を示すデータをあらかじめ所定の
メモリに記憶させておき、これを読出すようにしてもよ
い。また、図７において、誘導電動機３および上述の演
算手段以外の部分によりモータ駆動手段が構成される。
回路９ａ、９ｂ、および、磁束指令回路１０ａ、１０ｂ
により演算手段が構成される。この演算手段は図３およ
び図４に示される関係を、あらかじめ設定された算式に
もとづき演算するようにしてもよいが、上述の図３およ
び図４に示される関係を示すデータをあらかじめ所定の
メモリに記憶させておき、これを読出すようにしてもよ
い。また、図７において、誘導電動機３および上述の演
算手段以外の部分によりモータ駆動手段が構成される。
【００６４】実施例２． 図８は第２の実施例を示すもので、２０は切換選択信号
回路であり、速度検出信号ωrが入力され、回転速度が
０≦Ｎ≦Ｎ3であるか、またはＮ3＜Ｎ≦Ｎmであるかに
より切換回路７、８の切換選択信号ｋを生成するもので
あり他の動作については図７に示す実施例１の場合と同
様である。
回路であり、速度検出信号ωrが入力され、回転速度が
０≦Ｎ≦Ｎ3であるか、またはＮ3＜Ｎ≦Ｎmであるかに
より切換回路７、８の切換選択信号ｋを生成するもので
あり他の動作については図７に示す実施例１の場合と同
様である。
【００６５】実施例３． 図９は第３の実施例を示すもので、２１はトルク分電流
制限回路、２２は磁束指令回路である。トルク分電流制
限回路２１には図１０（Ｂ）の特性を対応させている。
なお、図１０（Ｂ）は０≦Ｎ≦Ｎ3では図３（Ｂ）の特
性を有し、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎmでは図４（Ｂ）の特性を有する
ものとなっている。
制限回路、２２は磁束指令回路である。トルク分電流制
限回路２１には図１０（Ｂ）の特性を対応させている。
なお、図１０（Ｂ）は０≦Ｎ≦Ｎ3では図３（Ｂ）の特
性を有し、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎmでは図４（Ｂ）の特性を有する
ものとなっている。
【００６６】磁束指令回路２２には図１０（Ａ）の特性
を対応させている。なお、図１０（Ａ）は０≦Ｎ≦Ｎ3
では図３（Ａ）の特性を有し、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎmでは図４
（Ａ）の特性を有するものとなっている。以上のように
構成することにより実施例１、実施例２における切換回
路７、８を用いずに図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示される
特性を得ることができる。なお、この場合はトルク分電
流制限回路２１、および、磁束指令回路２２より演算手
段が構成される。また、図９において、誘導電動機３お
よび上述の演算手段以外の部分よりモータ駆動手段が構
成される。
を対応させている。なお、図１０（Ａ）は０≦Ｎ≦Ｎ3
では図３（Ａ）の特性を有し、Ｎ3＜Ｎ≦Ｎmでは図４
（Ａ）の特性を有するものとなっている。以上のように
構成することにより実施例１、実施例２における切換回
路７、８を用いずに図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示される
特性を得ることができる。なお、この場合はトルク分電
流制限回路２１、および、磁束指令回路２２より演算手
段が構成される。また、図９において、誘導電動機３お
よび上述の演算手段以外の部分よりモータ駆動手段が構
成される。
【００６７】実施例４． 上述した実施例では回転速度Ｎに対する空隙磁束Φ、回
転速度Ｎに対するトルク分電流ｉｑの制御パターンを２
組備え、これを切換える場合について示したが、負荷と
なる誘導電動機の損失ＷLOSSが許容される限りにおいて
図３（Ａ）、図３（Ｂ）及び図４（Ａ）、図４（Ｂ）の
他に図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）の制御パターン、すな
わち、合計３組の制御パターンを用意し、これらを回転
速度Ｎの領域により ０≦Ｎ≦Ｎ4では 図３（Ａ）、図３（Ｂ） Ｎ4＜Ｎ≦Ｎ7では 図１１（Ａ）、図１１（Ｂ） Ｎ7＜Ｎ≦Ｎmでは 図４（Ａ）、図４（Ｂ） 但し、Ｎ4＜Ｎ3＜Ｎ7＜Ｎ2 のように選択切換えることにより図１２（Ａ）、図１２
（Ｂ）に示す出力特性およびトルク特性を得ることがで
きる。なお、この場合の回転速度Ｎ対空隙磁束Φおよび
回転速度Ｎ対トルク分電流ｉｑの特性は図１３（Ａ）、
図１３（Ｂ）に示すようになる。
転速度Ｎに対するトルク分電流ｉｑの制御パターンを２
組備え、これを切換える場合について示したが、負荷と
なる誘導電動機の損失ＷLOSSが許容される限りにおいて
図３（Ａ）、図３（Ｂ）及び図４（Ａ）、図４（Ｂ）の
他に図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）の制御パターン、すな
わち、合計３組の制御パターンを用意し、これらを回転
速度Ｎの領域により ０≦Ｎ≦Ｎ4では 図３（Ａ）、図３（Ｂ） Ｎ4＜Ｎ≦Ｎ7では 図１１（Ａ）、図１１（Ｂ） Ｎ7＜Ｎ≦Ｎmでは 図４（Ａ）、図４（Ｂ） 但し、Ｎ4＜Ｎ3＜Ｎ7＜Ｎ2 のように選択切換えることにより図１２（Ａ）、図１２
（Ｂ）に示す出力特性およびトルク特性を得ることがで
きる。なお、この場合の回転速度Ｎ対空隙磁束Φおよび
回転速度Ｎ対トルク分電流ｉｑの特性は図１３（Ａ）、
図１３（Ｂ）に示すようになる。
【００６８】
【発明の効果】この発明は以上説明したように構成され
ており、第１速度以下ではほぼ一定の大きさの第１トル
クを発生し、第１速度より所定速度だけ速い第２速度以
上ではほぼ一定の第１出力を発生し、第１速度を越えか
つ第２速度未満では出力を第１出力より小さくするとと
もにトルクを第１トルクより小さくするように、モータ
の現在速度に対する磁束分指令値およびトルク分電流指
令値を演算する演算手段を有し、この演算手段の演算出
力にもとづきモータに磁束分電流とトルク分電流とを流
すので、低速で高トルク、高速で高出力の特性を安価、
小形軽量のモータで実現できるとともに、リード線およ
びコンタクタの増加にともなう信頼性の低下などを防止
できる効果がある。
ており、第１速度以下ではほぼ一定の大きさの第１トル
クを発生し、第１速度より所定速度だけ速い第２速度以
上ではほぼ一定の第１出力を発生し、第１速度を越えか
つ第２速度未満では出力を第１出力より小さくするとと
もにトルクを第１トルクより小さくするように、モータ
の現在速度に対する磁束分指令値およびトルク分電流指
令値を演算する演算手段を有し、この演算手段の演算出
力にもとづきモータに磁束分電流とトルク分電流とを流
すので、低速で高トルク、高速で高出力の特性を安価、
小形軽量のモータで実現できるとともに、リード線およ
びコンタクタの増加にともなう信頼性の低下などを防止
できる効果がある。
【図１】（Ａ）は本発明の一実施例による誘導電動機の
回転速度対出力の特性を表わす図である。（Ｂ）は本発
明の一実施例による誘導電動機の回転速度対トルクの特
性を表わす図である。
回転速度対出力の特性を表わす図である。（Ｂ）は本発
明の一実施例による誘導電動機の回転速度対トルクの特
性を表わす図である。
【図２】（Ａ）は本発明の一実施例による誘導電動機の
回転速度対空隙磁束の関係を表わす図である。（Ｂ）は
本発明の一実施例による誘導電動機の回転速度対トルク
分電流の関係を表わす図である。
回転速度対空隙磁束の関係を表わす図である。（Ｂ）は
本発明の一実施例による誘導電動機の回転速度対トルク
分電流の関係を表わす図である。
【図３】（Ａ）は本発明の一実施例による誘導電動機の
第１の回転速度対空隙磁束の制御パターンを表わす図で
ある。（Ｂ）は本発明の一実施例による誘導電動機の第
１の回転速度対トルク分電流の制御パターンを表わす図
である。
第１の回転速度対空隙磁束の制御パターンを表わす図で
ある。（Ｂ）は本発明の一実施例による誘導電動機の第
１の回転速度対トルク分電流の制御パターンを表わす図
である。
【図４】（Ａ）は本発明の一実施例による誘導電動機の
第２の回転速度対空隙磁束の制御パターンを表わす図で
ある。（Ｂ）は本発明の一実施例による誘導電動機の第
２の回転速度対トルク分電流の制御パターンを表わす図
である。
第２の回転速度対空隙磁束の制御パターンを表わす図で
ある。（Ｂ）は本発明の一実施例による誘導電動機の第
２の回転速度対トルク分電流の制御パターンを表わす図
である。
【図５】（Ａ）は本発明の他の実施例による誘導電動機
の回転速度対出力の特性を表わす図である。（Ｂ）は本
発明の他の実施例による誘導電動機の回転速度対トルク
の特性を表わす図である。
の回転速度対出力の特性を表わす図である。（Ｂ）は本
発明の他の実施例による誘導電動機の回転速度対トルク
の特性を表わす図である。
【図６】（Ａ）は本発明の他の実施例による誘導電動機
の回転速度対空隙磁束の関係を表わす図である。（Ｂ）
は本発明の他の実施例による誘導電動機の回転速度対ト
ルク分電流の関係を表わす図である。
の回転速度対空隙磁束の関係を表わす図である。（Ｂ）
は本発明の他の実施例による誘導電動機の回転速度対ト
ルク分電流の関係を表わす図である。
【図７】本発明の第１の実施例による制御ブロック構成
を表わす図である。
を表わす図である。
【図８】本発明の第２の実施例の制御ブロック構成を表
わす図である。
わす図である。
【図９】本発明の第３の実施例の制御ブロック構成を表
わす図である。
わす図である。
【図１０】（Ａ）は本発明の第３の実施例を示す図９に
おける誘導電動機の回転速度対空隙磁束の関係を表わす
図である。（Ｂ）は本発明の第３の実施例を示す図９に
おける誘導電動機の回転速度対トルク分電流の関係を表
わす図である。
おける誘導電動機の回転速度対空隙磁束の関係を表わす
図である。（Ｂ）は本発明の第３の実施例を示す図９に
おける誘導電動機の回転速度対トルク分電流の関係を表
わす図である。
【図１１】（Ａ）は本発明の第４の実施例における第３
の回転速度対空隙磁束の制御パターンを表わす図であ
る。（Ｂ）は本発明の第４の実施例における第３の回転
速度対トルク電流の制御パターンを表わす図である。
の回転速度対空隙磁束の制御パターンを表わす図であ
る。（Ｂ）は本発明の第４の実施例における第３の回転
速度対トルク電流の制御パターンを表わす図である。
【図１２】（Ａ）は本発明の第４の実施例によって得ら
れる誘導電動機の回転速度対出力の特性を表す図であ
る。（Ｂ）は本発明の第４の実施例によって得られる誘
導電動機の回転速度対トルクの特性を表す図である。
れる誘導電動機の回転速度対出力の特性を表す図であ
る。（Ｂ）は本発明の第４の実施例によって得られる誘
導電動機の回転速度対トルクの特性を表す図である。
【図１３】（Ａ）は本発明の第４の実施例において、選
択された回転速度対空隙磁束の関係を表わす図である。
（Ｂ）は本発明の第４の実施例において、選択された回
転速度対トルク分電流の関係を表わす図である。
択された回転速度対空隙磁束の関係を表わす図である。
（Ｂ）は本発明の第４の実施例において、選択された回
転速度対トルク分電流の関係を表わす図である。
【図１４】マシニングセンタ等の主軸用電動機に要求さ
れる低速大トルク、高速高出力の特性例を表わす図であ
る。
れる低速大トルク、高速高出力の特性例を表わす図であ
る。
【図１５】従来の他の、低速大トルク、高速高出力を得
る方法を説明する図である。
る方法を説明する図である。
【図１６】従来の、すべり周波数方式のベクトル制御に
より制御した場合に得られる誘導電動機の回転速度対出
力及びトルク特性を表わす図である。
より制御した場合に得られる誘導電動機の回転速度対出
力及びトルク特性を表わす図である。
【図１７】従来の、すべり周波数方式のベクトル制御に
より制御した場合の誘導電動機の回転速度対空隙磁束及
びトルク分電流の関係を表わす図である。
より制御した場合の誘導電動機の回転速度対空隙磁束及
びトルク分電流の関係を表わす図である。
【図１８】従来の、すべり周波数方式によるベクトル制
御の制御ブロック構成を示す図である。
御の制御ブロック構成を示す図である。
【図１９】（Ａ）は従来の誘導電動機の回転速度対出力
を表す一特性例である。（Ｂ）は図１９（Ａ）の代表的
回転速度における損失値を示した説明図である。
を表す一特性例である。（Ｂ）は図１９（Ａ）の代表的
回転速度における損失値を示した説明図である。
３ 誘導電動機 ７、８ 切換回路 ９ａ、９ｂ トルク分電流制限回路 １０ａ、１０ｂ 磁束指令回路 ２０ 切換選択信号回路 ２１ トルク分電流制限回路 ２２ 磁束指令回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (2)
- 【請求項１】 モータに流れる１次電流を磁束分電流と
トルク分電流とに分け、ベクトル制御により上記モータ
を駆動制御するモータ駆動制御装置において、第１速度
以下ではほぼ一定の大きさの第１トルクを発生し、上記
第１速度より所定速度だけ速い第２速度以上ではほぼ一
定の第１出力を発生し、上記第１速度を越えかつ上記第
２速度未満では出力を上記第１出力より小さくするとと
もにトルクを上記第１トルクより小さくするように、上
記モータの現在速度に対する磁束指令値およびトルク分
電流指令値を演算する演算手段と、この演算手段の演算
出力にもとづき上記モータに磁束分電流とトルク分電流
とを流すモータ駆動手段と、を備えたモータ駆動制御装
置。 - 【請求項２】 モータに流れる１次電流を磁束分電流と
トルク分電流とに分け、ベクトル制御により上記モータ
を駆動制御するモータ駆動制御装置において、第１速度
以下ではほぼ一定の大きさの第１トルクを発生し、上記
第１速度より所定速度だけ速い第２速度以上ではほぼ一
定の第１出力を発生し、上記第１速度を越えかつ上記第
２速度未満では出力を上記第１出力より小さくするとと
もにトルクを上記第１トルクより小さくするように、あ
らかじめメモリに記憶されている上記モータの速度に対
する空隙磁束の関係を示すデータ、および、上記モータ
の速度に対するトルク分電流の関係を示すデータにもと
づき、上記モータの現在速度に対する磁束指令値および
トルク分電流指令値を演算する演算手段と、この演算手
段の演算出力にもとづき上記モータに磁束分電流とトル
ク分電流とを流すモータ駆動手段と、を備えたモータ駆
動制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4026543A JP2755011B2 (ja) | 1992-02-13 | 1992-02-13 | モータ駆動制御装置 |
| US08/015,521 US5459386A (en) | 1992-02-13 | 1993-02-09 | Motor drive control apparatus having a plurality of motor characteristics |
| EP93102142A EP0555844B1 (en) | 1992-02-13 | 1993-02-11 | Motor drive control apparatus having a plurality of motor characteristics |
| DE69304363T DE69304363T2 (de) | 1992-02-13 | 1993-02-11 | Motor-Drehzahlregeleinrichtung mit mehreren Motorcharakteristiken |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4026543A JP2755011B2 (ja) | 1992-02-13 | 1992-02-13 | モータ駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227779A JPH05227779A (ja) | 1993-09-03 |
| JP2755011B2 true JP2755011B2 (ja) | 1998-05-20 |
Family
ID=12196421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4026543A Expired - Lifetime JP2755011B2 (ja) | 1992-02-13 | 1992-02-13 | モータ駆動制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5459386A (ja) |
| EP (1) | EP0555844B1 (ja) |
| JP (1) | JP2755011B2 (ja) |
| DE (1) | DE69304363T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9217761D0 (en) * | 1992-08-21 | 1992-10-07 | British Tech Group | Method of and apparatus for determining a rotor displacement parameter |
| DE4304960C3 (de) * | 1993-02-18 | 2000-06-15 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Drehzahlsteuerung eines Motors |
| US5825151A (en) * | 1994-09-20 | 1998-10-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Apparatus for driving stepping motor |
| US5740880A (en) * | 1995-12-07 | 1998-04-21 | Ford Global Technologies, Inc. | Speed tracking of induced armature field in electric power assisted steering |
| JP3262709B2 (ja) * | 1996-04-25 | 2002-03-04 | 三菱電機株式会社 | モータのベクトル制御方法およびベクトル制御インバータ装置 |
| JP3709239B2 (ja) * | 1996-04-26 | 2005-10-26 | ファナック株式会社 | Ａｃサーボモータの磁気飽和補正方式 |
| JPH10229687A (ja) * | 1997-02-14 | 1998-08-25 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の可変速制御装置 |
| JP4378895B2 (ja) * | 2000-08-30 | 2009-12-09 | 株式会社デンソー | スタータ制御システム |
| JP2002238293A (ja) * | 2001-02-14 | 2002-08-23 | Mitsubishi Electric Corp | モータ制御装置 |
| US6737828B2 (en) * | 2001-07-19 | 2004-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Washing machine motor drive device |
| EP1322032A1 (en) * | 2001-11-13 | 2003-06-25 | Ballard Power Systems Corporation | System and method for electric motor control |
| US6815925B2 (en) | 2001-11-13 | 2004-11-09 | Ballard Power Systems Corporation | Systems and methods for electric motor control |
| US6630809B2 (en) * | 2001-11-29 | 2003-10-07 | Ballard Power Systems Corporation | System and method for induction motor control |
| US20040100221A1 (en) * | 2002-11-25 | 2004-05-27 | Zhenxing Fu | Field weakening with full range torque control for synchronous machines |
| DE10341975A1 (de) * | 2003-09-11 | 2005-04-21 | Bosch Gmbh Robert | Drehmomentbegrenzungseinrichtung für einen Elektromotor |
| US7292009B2 (en) * | 2003-09-17 | 2007-11-06 | Honda Motor Co., Ltd. | Hybrid type working machine |
| US6979968B2 (en) * | 2003-10-01 | 2005-12-27 | General Motors Corporation | Method and system for managing processor execution time utilizing variable frequency switching |
| JPWO2005093942A1 (ja) * | 2004-03-24 | 2007-08-30 | 三菱電機株式会社 | 永久磁石式同期モータの制御装置 |
| JP4701627B2 (ja) * | 2004-04-26 | 2011-06-15 | 富士電機システムズ株式会社 | 電動機制御装置 |
| EP1865596A1 (en) * | 2006-06-05 | 2007-12-12 | L.G.L. Electronics S.p.A. | A yarn feeding device driven by an induction motor |
| DE102006035891B4 (de) * | 2006-07-31 | 2009-04-16 | Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg | Antrieb, umfassend einen Elektromotor, der von einem Umrichter gespeist ist, und Verfahren zur Regelung des Motorstromes bei einem von einem Umrichter gespeisten Elektromotor |
| DE102007029411B4 (de) | 2007-06-26 | 2017-11-09 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zum Betrieb einer Brennkraftmaschine mit variabler Ventilsteuerung |
| CA2857653A1 (en) * | 2011-12-20 | 2013-06-27 | Exxonmobil Upstream Research Company | Harmonics suppression in a power delivery device |
| KR101955249B1 (ko) * | 2012-08-09 | 2019-03-08 | 삼성전자주식회사 | 압축기 및 압축기 제어 방법 |
| JP5556875B2 (ja) * | 2012-10-31 | 2014-07-23 | ダイキン工業株式会社 | 一次磁束制御方法 |
| US9518350B2 (en) | 2013-01-08 | 2016-12-13 | Whirlpool Corporation | Method, system, and device for adjusting operation of washing machine based on system modeling |
| FI126063B (en) * | 2014-05-21 | 2016-06-15 | Vacon Oy | Limiting electrical interference |
| KR101588790B1 (ko) * | 2014-07-29 | 2016-01-26 | 현대자동차 주식회사 | 하이브리드 차량의 변속 제어 장치 |
| DE102016118170A1 (de) * | 2016-09-26 | 2018-03-29 | Wittenstein Se | Verfahren und vorrichtung zum abbauen elastisch gespeicherter energie |
| JP6333928B1 (ja) * | 2016-11-28 | 2018-05-30 | ファナック株式会社 | 工作機械の数値制御装置 |
| CN108258957B (zh) * | 2018-01-08 | 2020-11-03 | 北京理工华创电动车技术有限公司 | 永磁同步电机的全转速范围弱磁控制方法 |
| CN111769769A (zh) * | 2019-03-28 | 2020-10-13 | 南京德朔实业有限公司 | 电动工具 |
Family Cites Families (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4230979A (en) * | 1978-04-10 | 1980-10-28 | General Electric Company | Controlled current inverter and motor control system |
| US4287463A (en) * | 1979-04-24 | 1981-09-01 | General Electric Company | Zero rotation and zero torque detector and method for an AC electric motor drive |
| US4281276A (en) * | 1979-04-24 | 1981-07-28 | General Electric Company | Dual mode AC motor drive system |
| US4314190A (en) * | 1980-04-22 | 1982-02-02 | General Electric Company | Controlled current inverter with angle command limit |
| DE3026202A1 (de) * | 1980-07-10 | 1982-02-04 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Drehfeldmaschinenantrieb mit einer umrichtergespeisten drehfeldmaschine und einer mit zwei wechselspannungsintegratoren und einer rechenmodellschaltung verbundenen umrichtersteuerung |
| JPS6016197B2 (ja) * | 1980-11-10 | 1985-04-24 | 富士電機株式会社 | 誘導電動機の磁束ベクトル演算器 |
| US4441064A (en) * | 1981-12-18 | 1984-04-03 | General Electric Company | Twelve-pulse operation of a controlled current inverter motor drive |
| US4455522A (en) * | 1982-08-02 | 1984-06-19 | General Electric Company | Current source inverter bed induction motor drive |
| US4562396A (en) * | 1984-07-02 | 1985-12-31 | General Electric Company | Phase-locked loop control of an induction motor drive |
| US4539514A (en) * | 1984-07-02 | 1985-09-03 | General Electric Company | Start-up control for an induction motor drive |
| JPS6139888A (ja) * | 1984-07-28 | 1986-02-26 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| US4600874A (en) * | 1985-01-26 | 1986-07-15 | General Electric Company | Excitation current control for induction motor drive using load commutated inverter circuit |
| JPS61196787A (ja) * | 1985-02-25 | 1986-08-30 | Fanuc Ltd | 誘導電動機のトルク制御方式 |
| NZ214090A (en) * | 1985-11-06 | 1989-01-27 | Sps Technologies | Pulse width control of ac induction motor |
| US4677360A (en) * | 1986-03-13 | 1987-06-30 | General Electric Company | Field weakening induction drive |
| JPH0828972B2 (ja) * | 1986-05-12 | 1996-03-21 | 三菱電機株式会社 | 非循環電流方式サイクロコンバ−タの制御装置 |
| JPS642559A (en) * | 1987-06-23 | 1989-01-06 | Fumio Shimono | Instant boiled strawberry |
| US5212438A (en) * | 1987-09-24 | 1993-05-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Induction motor control system |
| JP2575425B2 (ja) * | 1987-11-24 | 1997-01-22 | 株式会社安川電機 | 電動射出成形機駆動装置 |
| US4926104A (en) * | 1989-10-18 | 1990-05-15 | General Electric Company | Adjustable speed AC drive system control for operation in pulse width modulation and quasi-square wave modes |
-
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- 1992-02-13 JP JP4026543A patent/JP2755011B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-02-09 US US08/015,521 patent/US5459386A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-02-11 EP EP93102142A patent/EP0555844B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-02-11 DE DE69304363T patent/DE69304363T2/de not_active Expired - Lifetime
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