JPH0446074B2 - - Google Patents
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- JPH0446074B2 JPH0446074B2 JP59132629A JP13262984A JPH0446074B2 JP H0446074 B2 JPH0446074 B2 JP H0446074B2 JP 59132629 A JP59132629 A JP 59132629A JP 13262984 A JP13262984 A JP 13262984A JP H0446074 B2 JPH0446074 B2 JP H0446074B2
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- JP
- Japan
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- torque
- current
- induction motor
- magnetic flux
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- Expired - Lifetime
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 28
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 24
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 21
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 2
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 2
- 241001417046 Labrus Species 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/26—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual polyphase induction motor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Motor And Converter Starters (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、電気車両のように大きな起動トル
クを必要とする機器に用いて好適な誘導電動機の
起動方法に関する。
クを必要とする機器に用いて好適な誘導電動機の
起動方法に関する。
近年、サイリスタ等の電力用半導体素子の発達
によつてインバータが普及し、従来直流電動機が
用いられていた可変速駆動システムの分野におい
て、「インバータ＋インダクシヨンモータ」から
なる可変速駆動装置が次々と採用されている。し
かし、電気車両のように非常に大きな起動トルク
を必要とする用途においては、その採用例が少な
い。これは、直巻直流電動機に比べて、インダク
シヨンモータでは大きな起動トルク（静止トル
ク）を出しにくいためであつた。
によつてインバータが普及し、従来直流電動機が
用いられていた可変速駆動システムの分野におい
て、「インバータ＋インダクシヨンモータ」から
なる可変速駆動装置が次々と採用されている。し
かし、電気車両のように非常に大きな起動トルク
を必要とする用途においては、その採用例が少な
い。これは、直巻直流電動機に比べて、インダク
シヨンモータでは大きな起動トルク（静止トル
ク）を出しにくいためであつた。
このような背景の中から、最近、インダクシヨ
ンモータにおいて安定した静止トルクを得る方法
としてベクトル制御が用いられるようになつた。
ンモータにおいて安定した静止トルクを得る方法
としてベクトル制御が用いられるようになつた。
このベクトル制御は、インダクシヨンモータの
１次電流を励磁電流成分idと、トルク電流成分iq
との２つの直交成分に分離し、各々独立に制御し
て直流電動機の特性と同等の特性を得ようとする
ものである。
１次電流を励磁電流成分idと、トルク電流成分iq
との２つの直交成分に分離し、各々独立に制御し
て直流電動機の特性と同等の特性を得ようとする
ものである。
第３図は、従来のベクトル制御装置の概略構成
を示すブロツク図であり、上山直彦編著の「モー
タドライブエレクトロニクス」第１版（オーム社
発行）の133頁から一部変更して引用したもので
ある。この図において、１は直流電源、３は直流
を交流に変換してインダクシヨンモータ４を回転
制御するインバータ、５ａはインダクシヨンモー
タ４の速度検出器、５は速度検出回路である。
を示すブロツク図であり、上山直彦編著の「モー
タドライブエレクトロニクス」第１版（オーム社
発行）の133頁から一部変更して引用したもので
ある。この図において、１は直流電源、３は直流
を交流に変換してインダクシヨンモータ４を回転
制御するインバータ、５ａはインダクシヨンモー
タ４の速度検出器、５は速度検出回路である。
速度検出回路５の出力（インダクシヨンモータ
４の実回転数）ωmは加え合せ点７、および自動
界磁弱め制御９へ供給され、自動界磁弱め制御９
からは、実回転数ωmによつて定まる磁束指令値
Φ*/2が出力される。また、加え合せ点７から出力
されたω*−ωm（ω*は回転周波数指令値）は、速
度アンプ１０によつて変換されてトルク指令値τ*
となり、演算器１１〜１８によつて以下の演算が
なされ、トルク電流指令値iq*、すべり周波数指
令値ωs*および励磁電流指令値id*が算出される
（これらの波形については、第４図参照）。
４の実回転数）ωmは加え合せ点７、および自動
界磁弱め制御９へ供給され、自動界磁弱め制御９
からは、実回転数ωmによつて定まる磁束指令値
Φ*/2が出力される。また、加え合せ点７から出力
されたω*−ωm（ω*は回転周波数指令値）は、速
度アンプ１０によつて変換されてトルク指令値τ*
となり、演算器１１〜１８によつて以下の演算が
なされ、トルク電流指令値iq*、すべり周波数指
令値ωs*および励磁電流指令値id*が算出される
（これらの波形については、第４図参照）。
iq*（τ*÷Φ*/2）×L2／Ｍ ……(1)
ωs*＝〔（τ÷Φ*/2）÷Φ*/2〕×R2 ……(2)
id*＝Φ*/2×１／Ｍ＋ｄ／dt〔Φ*/2×１／Ｍ×L2／R
2〕 ……(3) ただし、L2：インダクシヨンモータ４の２次
自己インダクタンス Ｍ ：インダクシヨンモータ４の１次
２次相互インダクタンス R2：インダクシヨンモータ４の２次
抵抗 これら算出された値iq*，id*，ωs*と、速度検
出回路５より得られた実回転数ωmの段階を座標
変換回路２０に入力し、その結果得られる出力で
ある、３相電流指令iu*，iv*，iw*を電流制御回
路２１を介してインバータ３に供給する。こうし
て、インダクシヨンモータ４に供給される電流ｉ
の振幅と周波数が逐次コントロールされ、インダ
クシヨンモータ４の速度制御が行われる。なお、
図中、２２は電流検出器であり、インダクシヨン
モータ４の１次電流を検出するものである。
2〕 ……(3) ただし、L2：インダクシヨンモータ４の２次
自己インダクタンス Ｍ ：インダクシヨンモータ４の１次
２次相互インダクタンス R2：インダクシヨンモータ４の２次
抵抗 これら算出された値iq*，id*，ωs*と、速度検
出回路５より得られた実回転数ωmの段階を座標
変換回路２０に入力し、その結果得られる出力で
ある、３相電流指令iu*，iv*，iw*を電流制御回
路２１を介してインバータ３に供給する。こうし
て、インダクシヨンモータ４に供給される電流ｉ
の振幅と周波数が逐次コントロールされ、インダ
クシヨンモータ４の速度制御が行われる。なお、
図中、２２は電流検出器であり、インダクシヨン
モータ４の１次電流を検出するものである。
ところで、上述した従来のベクトル制御装置に
おいては、第４図に示すように、モータ内部磁束
Φ*/2が一定となるように制御しているため、イン
バータ３の最大出力電流Imaxが決定されると、
インダクシヨンモータ４の出力トルクτの最大値
τmaxは静止状態から常常速度まで同じ値に限定
されてしまう。
おいては、第４図に示すように、モータ内部磁束
Φ*/2が一定となるように制御しているため、イン
バータ３の最大出力電流Imaxが決定されると、
インダクシヨンモータ４の出力トルクτの最大値
τmaxは静止状態から常常速度まで同じ値に限定
されてしまう。
従つて、起動時のみに大きなトルクを必要とす
る負荷系においても、起動に必要なトルクτloを
常時（トルクコンスタント領域内でも）出力でき
るようなインダクシヨンモータとインバータが必
要であつた。すなわち、第５図に示すように、定
常負荷トルクが小さいにもかかわらず、起動必要
トルクτloが大きいときには、最大定常出力トル
クτamxがτloより大きいインダクシヨンモータ
と、これを制御できる大容量のインバータとを使
用しなければならなかつた。
る負荷系においても、起動に必要なトルクτloを
常時（トルクコンスタント領域内でも）出力でき
るようなインダクシヨンモータとインバータが必
要であつた。すなわち、第５図に示すように、定
常負荷トルクが小さいにもかかわらず、起動必要
トルクτloが大きいときには、最大定常出力トル
クτamxがτloより大きいインダクシヨンモータ
と、これを制御できる大容量のインバータとを使
用しなければならなかつた。
この発明は、上記の問題点を解決しようとする
ものである。
ものである。
上記問題点を解決するために、この発明は、イ
ンバータの最大出力内で定常値より大きな励磁電
流を流し、定常時よりも大きな内部磁束を形成す
る第１の段階と、前記励磁電流を定常値に戻すと
同時にトルク電流を流す第２の段階とを有するこ
とを特徴とする。
ンバータの最大出力内で定常値より大きな励磁電
流を流し、定常時よりも大きな内部磁束を形成す
る第１の段階と、前記励磁電流を定常値に戻すと
同時にトルク電流を流す第２の段階とを有するこ
とを特徴とする。
励磁電流を定常値に戻してトルク電流を流した
段階で、大きな内部磁束が残留しているので、こ
れとトルク電流によつて大きな起動トルクを得る
ことができる。
段階で、大きな内部磁束が残留しているので、こ
れとトルク電流によつて大きな起動トルクを得る
ことができる。
さらに詳述すると、この発明は、以下の事実を
利用している。
利用している。
(1) モータ内部磁束Φは、励磁電流idに対して所
定の時定数Ｔだけ遅れる。すなわち、インダク
シヨンモータの１次（ステータ）、２次（ロー
タ）間の相互インダクタンスをＭ，２次もれイ
ンダクタンスをl2，２次抵抗をR2とすると、次
式が成立する。
定の時定数Ｔだけ遅れる。すなわち、インダク
シヨンモータの１次（ステータ）、２次（ロー
タ）間の相互インダクタンスをＭ，２次もれイ
ンダクタンスをl2，２次抵抗をR2とすると、次
式が成立する。
Φ＝Ｍ／１＋TSid ……(5)
ここで、Ｔ＝Ｍ＋l2／R2＝L2／R2
Ｓ：ラブラス演算子
(2) モータ発生トルクτはモータ内部磁束Φがす
でに存在しているときには、トルク電流iqに比
例する。すなわち、インダクシヨンモータの極
対数をＰとすると、 τ＝PΦiq ……(6) となる。
でに存在しているときには、トルク電流iqに比
例する。すなわち、インダクシヨンモータの極
対数をＰとすると、 τ＝PΦiq ……(6) となる。
(3) インダクシヨンモータの定格電流に対する励
磁電流の割合は、通常、小型モータで１／３程
度であり、モータ体格が大きくなるに従つてさ
らに減少する。また、通常使用時、モータコア
は飽和まで励磁されておらず、内部磁束を増加
させ得る。このことは、ベクトル制御用モータ
には特に当てはまることである。
磁電流の割合は、通常、小型モータで１／３程
度であり、モータ体格が大きくなるに従つてさ
らに減少する。また、通常使用時、モータコア
は飽和まで励磁されておらず、内部磁束を増加
させ得る。このことは、ベクトル制御用モータ
には特に当てはまることである。
以上の理由から、モータ起動時に、インバータ
電流容量の許す限りの大きな励磁電流idを一定時
間以上流し続けることにより、モータ内部磁束Φ
を定常時より大きくしておき、しかる後にトルク
電流iqを流すと同時に励磁電流idを定常値に切換
えるようにすると、インバータ能力ぎりぎりの電
流によつて形成された内部磁束Φと、インバータ
本来のトルク電流iqとの積によつて生じるトルク
が、内部磁束Φが減衰するまで発生し、大きな起
動トルクが得られる。
電流容量の許す限りの大きな励磁電流idを一定時
間以上流し続けることにより、モータ内部磁束Φ
を定常時より大きくしておき、しかる後にトルク
電流iqを流すと同時に励磁電流idを定常値に切換
えるようにすると、インバータ能力ぎりぎりの電
流によつて形成された内部磁束Φと、インバータ
本来のトルク電流iqとの積によつて生じるトルク
が、内部磁束Φが減衰するまで発生し、大きな起
動トルクが得られる。
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。
る。
第１図は、本発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図であり、第３図の各部に対応する部分には
同一の符号を付してある。
ツク図であり、第３図の各部に対応する部分には
同一の符号を付してある。
本実施例が第３図に示す従来の装置と異なる点
は、モータ起動時の上記指令値id*を定常時の値
より大きくしている点である。そして、上記励磁
電流指令値id*から磁束指令値Φ*を得るために
は、(5)式の関係、すなわち、 Φ*＝Ｍ／１＋TSid* ……（5a） なる式を用いている。第１図の符号３１は、この
演算を行う演算器であり、演算３１の入力には、
モータ起動時の励磁電流指令値id*（以下、これを
ido*で示す）がスイツチ３２（常開接点）と３３
ｂ（常閉接点）とを介して電流設定器３５から供
給される一方、定常時の励磁電流指令値id*（以
下、これをidc*で示す）がスイツチ３３ｃ（常開
接点）を介して演算器１５から供給されている。
は、モータ起動時の上記指令値id*を定常時の値
より大きくしている点である。そして、上記励磁
電流指令値id*から磁束指令値Φ*を得るために
は、(5)式の関係、すなわち、 Φ*＝Ｍ／１＋TSid* ……（5a） なる式を用いている。第１図の符号３１は、この
演算を行う演算器であり、演算３１の入力には、
モータ起動時の励磁電流指令値id*（以下、これを
ido*で示す）がスイツチ３２（常開接点）と３３
ｂ（常閉接点）とを介して電流設定器３５から供
給される一方、定常時の励磁電流指令値id*（以
下、これをidc*で示す）がスイツチ３３ｃ（常開
接点）を介して演算器１５から供給されている。
また、演算器１１と１２との間には、スイツチ
３３ａ（常開接点）が介挿され、演算器３１の出
力Φ*が演算器１１と１３に供給されている。な
お、上記スイツチ３３ａ〜３３ｃは連動するよう
になつている。
３３ａ（常開接点）が介挿され、演算器３１の出
力Φ*が演算器１１と１３に供給されている。な
お、上記スイツチ３３ａ〜３３ｃは連動するよう
になつている。
次に、第２図の波形図を参照して、上記実施例
の動作を説明する。
の動作を説明する。
今、第２図に示す時刻t1に、スイツチ３２をオ
ンすると、起動時の励磁電流指令値ido*（これは、
インバータ３の最大出力電流と等しくとつてあ
る）が演算器２０および３１に供給される。この
場合、スイツチ３３ａが開状態にあるため、トル
ク電流指令値iq*＝０となり、演算器２０からは
i*＝ido*なる電流指令値i*が出力される一方、す
べり周波数指令値ωs*も零となる。また、実回転
数ωmも零であるから、回転周波数指令値ω*も零
となり、インダクシヨンモータ４内には、回転し
ない内部磁束Φ（以下、これをΦ0とする）が形成
される。この内部磁束Φ0は、(5)式の関係により、
励磁電流指令値idoを積分した形となつており、
後者がインバータの電流容量ぎりぎりの値にとつ
てあることから、内部磁束Φ0もこれに対応する
大きな値となつている。また、磁束指令値Φ*も
同様の波形となつている。
ンすると、起動時の励磁電流指令値ido*（これは、
インバータ３の最大出力電流と等しくとつてあ
る）が演算器２０および３１に供給される。この
場合、スイツチ３３ａが開状態にあるため、トル
ク電流指令値iq*＝０となり、演算器２０からは
i*＝ido*なる電流指令値i*が出力される一方、す
べり周波数指令値ωs*も零となる。また、実回転
数ωmも零であるから、回転周波数指令値ω*も零
となり、インダクシヨンモータ４内には、回転し
ない内部磁束Φ（以下、これをΦ0とする）が形成
される。この内部磁束Φ0は、(5)式の関係により、
励磁電流指令値idoを積分した形となつており、
後者がインバータの電流容量ぎりぎりの値にとつ
てあることから、内部磁束Φ0もこれに対応する
大きな値となつている。また、磁束指令値Φ*も
同様の波形となつている。
こうして、定常時に比べて十分に大きな内部磁
束Φ0が形成された後、第２図の時刻t2にスイツチ
３２をオフ、スイツチ３３ａ／３３ｂ／３３ｃを
オン／オフ／オンとすると、励磁電流指令値id*
が定常値idc*に減少するとともに、トルク指令値
τ*および磁束指令値Φ*に対応するトルク電流指
令値iq*およびすべり周波数指令値ωs*が演算さ
れ、これらが、速度検出回路５より得られた実回
転数ωmと共に座標変換回路２０に入力され、３
相の電流指令iu*，iv*，iw*に変換され、電流制
御回路２１を介してインバータ３に供給されるこ
とによつて、指令値iq*，id*に等しいトルク電流
iq、励磁電流idがインダクシヨンモータ４に流れ
るようにする。
束Φ0が形成された後、第２図の時刻t2にスイツチ
３２をオフ、スイツチ３３ａ／３３ｂ／３３ｃを
オン／オフ／オンとすると、励磁電流指令値id*
が定常値idc*に減少するとともに、トルク指令値
τ*および磁束指令値Φ*に対応するトルク電流指
令値iq*およびすべり周波数指令値ωs*が演算さ
れ、これらが、速度検出回路５より得られた実回
転数ωmと共に座標変換回路２０に入力され、３
相の電流指令iu*，iv*，iw*に変換され、電流制
御回路２１を介してインバータ３に供給されるこ
とによつて、指令値iq*，id*に等しいトルク電流
iq、励磁電流idがインダクシヨンモータ４に流れ
るようにする。
ここで、時刻t2には、先に形成された内部磁束
Φ0が残留しているため、このΦ0と上記トルク電
流iqの積に等しい起動トルクτが発生し、これが
第２図チに示す最大起動トルクτmaxとなり、イ
ンダクシヨンモータ４が起動される。そして、内
部磁束Φが時定数Ｔで減衰するに従つて、トルク
τが定常値τcに近づき、やがて、内部磁束Φ、ト
ルクτおよびすべり周波数ωsが定常値に落着く。
Φ0が残留しているため、このΦ0と上記トルク電
流iqの積に等しい起動トルクτが発生し、これが
第２図チに示す最大起動トルクτmaxとなり、イ
ンダクシヨンモータ４が起動される。そして、内
部磁束Φが時定数Ｔで減衰するに従つて、トルク
τが定常値τcに近づき、やがて、内部磁束Φ、ト
ルクτおよびすべり周波数ωsが定常値に落着く。
こうして、本実施例によれば、まずインバータ
３の電流容量ぎりぎりの大きな励磁電流idoを流
して、できる限り大きな内部磁束Φ0を形成し、
次にベクトル電iqを流すと同時に励磁電流指令値
をido*からidc*に切替えるので、内部磁束Φ0が減
衰するまで大きな起動トルクを得ることができ
る。
３の電流容量ぎりぎりの大きな励磁電流idoを流
して、できる限り大きな内部磁束Φ0を形成し、
次にベクトル電iqを流すと同時に励磁電流指令値
をido*からidc*に切替えるので、内部磁束Φ0が減
衰するまで大きな起動トルクを得ることができ
る。
以上説明したように、この発明は、インバータ
の最大出力内で定常値より大きな励磁電流を流し
て定常時よりも大きな内部磁束を形成し、次に、
前記励磁電流を定常値に戻すと同時にトルク電流
を流すようにしたので、大きな起動トルクを得る
ことができる。
の最大出力内で定常値より大きな励磁電流を流し
て定常時よりも大きな内部磁束を形成し、次に、
前記励磁電流を定常値に戻すと同時にトルク電流
を流すようにしたので、大きな起動トルクを得る
ことができる。
第１図は、本発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図、第２図は、同実施例の動作を説明するた
めの波形図、第３図は、従来のベクトル制御装置
の構成を示すブロツク図、第４図は、同装置の動
作を説明するための波形図、第５図は、起動必要
トルクτloと定常負荷トルクの関係を示す図であ
る。 ３……インバータ、４……インダクシヨンモー
タ（誘導電動機）。
ツク図、第２図は、同実施例の動作を説明するた
めの波形図、第３図は、従来のベクトル制御装置
の構成を示すブロツク図、第４図は、同装置の動
作を説明するための波形図、第５図は、起動必要
トルクτloと定常負荷トルクの関係を示す図であ
る。 ３……インバータ、４……インダクシヨンモー
タ（誘導電動機）。
Claims (1)
- １ ベクトル制御インバータによつて回転制御さ
れる誘導電動機において、前記インバータの最大
出力内で定常値より大きな励磁電流を流して定常
時よりも大きな内部磁束を形成する第１の段階
と、前記励磁電流を定常値に戻すと同時にトルク
電流を流す第２の段階とを有することを特徴とす
る誘導電動機の起動方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59132629A JPS6110986A (ja) | 1984-06-27 | 1984-06-27 | 誘導電動機の起動方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59132629A JPS6110986A (ja) | 1984-06-27 | 1984-06-27 | 誘導電動機の起動方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6110986A JPS6110986A (ja) | 1986-01-18 |
| JPH0446074B2 true JPH0446074B2 (ja) | 1992-07-28 |
Family
ID=15085790
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59132629A Granted JPS6110986A (ja) | 1984-06-27 | 1984-06-27 | 誘導電動機の起動方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6110986A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1284349C (en) * | 1986-08-27 | 1991-05-21 | Craig R. Conner | Flux profile control for startup of an induction motor |
| JP4245777B2 (ja) * | 2000-05-25 | 2009-04-02 | 三菱電機株式会社 | 誘導電動機の制御装置および制御方法 |
| EP1289120A1 (de) * | 2001-08-24 | 2003-03-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur impulsartigen Erhöhung des Drehmomentes eines Asynchronmotors |
| JP5440124B2 (ja) * | 2009-11-25 | 2014-03-12 | パナソニック株式会社 | 動力発生装置 |
| JP6680152B2 (ja) * | 2016-09-08 | 2020-04-15 | 株式会社デンソー | 回転電機の制御装置 |
-
1984
- 1984-06-27 JP JP59132629A patent/JPS6110986A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6110986A (ja) | 1986-01-18 |
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