JP5440124B2 - 動力発生装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば電気洗濯機の動力源など、一般家庭、および業務用として使用される各種の動力発生装置に関するものである。

従来、この種の誘導モータ制御装置は、目標トルク変化検出部、遮断周波数設定部、目標トルク演算部、ベクトル制御演算部、モータ駆動部を設け、トルクの立ち上がり時にピーク電流を最小限に抑え、トルクの立ち下がり時には速やかに電流を減少させる（例えば、特許文献１参照）。

図９は、特許文献１に記載された従来の誘導モータ制御装置のブロック図を示すものである。図９に示すように、励磁電流演算部１３、トルク電流演算部１５、スベリ周波数演算部１６、積分演算部１７で構成される一般的なベクトル制御演算部に加えて、定常損失最小磁束演算部１１，目標磁束演算部１２、目標トルク演算部１４、目標トルク変化検出部１８，遮断周波数設定部１９を設け、トルク応答性と磁束応答性とを独立に可変できる制御系構成とし、かつ目標トルク伝達関数の遮断周波数ωＴと目標磁束伝達関数の遮断周波数ωφとを目標トルクの変化方向に応じた最適値に設定するようにし、常に過渡時の損失を最小とするように制御できると共に、トルクの立ち上がり時にはピーク電流を最小値に押さえ、かつトルクの立ち下がり時には速やかにトルク電流や励磁電流を減少させるように構成されている。

特開平８−１４９９００号公報

しかしながら、前記従来の構成では、トルクの立ち上がり時のピーク電流値の低減は可能となるが、構成要素が非常に多く、また個々ブロック内での計算も非常に複雑であるため、装置を実現するために必要となるマイクロコンピュータなどの処理装置（プロセッサ）の能力として非常に高いものが必要となり、コストが非常に高くなるという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、より簡単な構成でありながら、トルク変化のピーク電流の低減を、より簡単・低コストの構成で実現する動力発生装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の動力発生装置は、誘導電動機に電流を供給するインバータ回路は、トルクの絶対値を増加させる前に、前記誘導電動機のスベリ周波数をほぼ零として入力電流を増加させる期間を有するものである。

これによって、非常に簡単で低コストの構成でありながら、トルクが増加した場合に必要となる磁束の増加を優先的かつ自動的に得ることができ、過大な電流も防ぎながら、高トルク期間での効率も高く保つことができるものとなる。

また、本発明の動力発生装置は、誘導電動機に電流を供給するインバータ回路は、トル
クの絶対値を増加させる際に、前記誘導電動機のスベリ周波数をほぼ一定に保ちつつ入力電流を増加させる期間を有するものである。

これによって、比較的簡単・低コストの構成でありながら、トルクの増加に対応した磁束の増加と発生トルクのスムーズな増加が得られ、かつ電流のピーク値が過大に跳ね上がることも防ぐことができ、高トルクに移った際の高効率運転に備えることができるものとなる。

また、本発明の動力発生装置は、誘導電動機に電流を供給するインバータ回路は、トルクの絶対値を増加させる際に、前記誘導電動機のスベリ周波数を減少させながら入力電流を増加させる期間を有するものである。

これによって、スベリ周波数と電流値の調整という比較的簡単・低コストの構成でありながら、過渡的な発生トルク脈動を抑えつつ、磁束の増加を優先的に進めていくことができ、電流のピーク値が過大に跳ね上がることも防ぎながら、高トルクに移った際の高効率運転に備えることができるものとなる。

本発明の動力発生装置は、簡単な構成でありながら、トルクを増加させる際の電流を抑え、効率を確保した誘導電動機の駆動ができる。

本発明の実施の形態１における動力発生装置のブロック図 同動力発生装置の電流検知手段の回路図 （ａ）同動力発生装置の電流検知手段の三相各相の線電流の波形図（ｂ）同動力発生装置の電流検知手段の出力電圧Ｖｏｕｔの波形図 （ａ）同動力発生装置のスベリ周波数の波形図（ｂ）同動力発生装置の電流の波形図（ｃ）同動力発生装置の二次磁束の波形図（ｄ）同動力発生装置のトルクの波形図 （ａ）本発明の実施の形態２における動力発生装置のスベリ周波数の波形図（ｂ）同動力発生装置の電流の波形図（ｃ）同動力発生装置の二次磁束の波形図（ｄ）同動力発生装置のトルクの波形図 （ａ）本発明の実施の形態３における動力発生装置のスベリ周波数の波形図（ｂ）同動力発生装置の電流の波形図（ｃ）同動力発生装置の二次磁束の波形図（ｄ）同動力発生装置のトルクの波形図 本発明の実施の形態４における動力発生装置のブロック図 従来のモータ制御装置のブロック図

第１の発明は、誘導電動機と、前記誘導電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記インバータ回路はトルクの絶対値を増加させる前に、前記誘導電動機のスベリ周波数をほぼ零として入力電流を増加させる期間を有する動力発生装置とすることにより、非常に簡単で低コストの構成でありながら、トルクが増加した場合に必要となる磁束の増加を優先的かつ自動的に得ることができ、過大な電流も防ぎながら、高トルク期間での効率も高く保つことができる。

第２の発明は、誘導電動機と、前記誘導電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記インバータ回路は、トルクの絶対値を増加させる際に、前記誘導電動機のスベリ周波数をほぼ一定に保ちつつ入力電流を増加させる期間を有する動力発生装置とすることにより、比較的簡単・低コストの構成でありながら、トルクの増加に対応した磁束の増加と
発生トルクのスムーズな増加が得られ、かつ電流のピーク値が過大に跳ね上がることも防ぐことができ、高トルクに移った際の高効率運転に備えることができる。

第３の発明は、誘導電動機と、前記誘導電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記インバータ回路は、トルクの絶対値を増加させる際に、前記誘導電動機のスベリ周波数を減少させながら入力電流を増加させる期間を有する動力発生装置とすることにより、スベリ周波数と電流値の調整という比較的簡単・低コストの構成でありながら、過渡的な発生トルク脈動を抑えつつ、磁束の増加を優先的に進めていくことができ、電流のピーク値が過大に跳ね上がることも防ぎながら、高トルクに移った際の高効率運転に備えることができる。

第４の発明は、特に、第１〜３のいずれか１つの発明のインバータ回路を、誘導電動機の入力電流を検知する電流検知手段を有する動力発生装置とすることにより、誘導電動機の入力電流を高い精度で、設定値に制御することが可能となり、定常状態におけるトルクの安定性確保、トルクを変化させる場合の電流の跳ね上がりなどを確実に防ぐことも可能となり、安定性が高く、効率も高い動力発生装置を実現することができる。

第５の発明は、特に、第４の発明のインバータ回路を、所定キャリア周期のパルス幅変調を行い、電流検知手段は誘導電動機の入力電流のピークホールド回路を有し、前記ピークホールド回路のピーク保持時定数は、前記キャリア周期より長い動力発生装置とすることにより、簡単な構成で誘導電動機の入力電流の検知が可能となり、かつＰＷＭを行っている場合でも出力信号にはキャリア周波数成分は含まれないため、後段に接続されるＡＤ変換器（アナログデジタル変換器）の変換速度が遅いものが使用できるなど低価格のものが使用できるものとなる。

第６の発明は、特に、第４の発明のインバータ回路を、電流検知手段の出力を磁束成分とそれに直交する成分に分けて制御する電流制御手段を有する動力発生装置とすることにより、過渡的なトルク変動への応答性にもより迅速な対応ができる動力発生装置を実現することができる。

第７の発明は、特に、第１〜６のいずれか１つの発明のインバータ回路を、定常時に、トルクと速度の条件下の誘導電動機の効率が最大となるスベリ周波数付近で電流を出力する動力発生装置とすることにより、トルク増加時の磁束の増大を適切に行える上に、定常時についても、やはりスベリ周波数という簡単な要素の規定のみで、効率の高い動作条件に保つことができることから、構成が簡単であって、高効率の定常動作が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における動力発生装置のブロック図を示すものである。

図１において、誘導電動機３０、誘導電動機３０に電流を供給するインバータ回路３１を有しており、インバータ回路３１は、スベリ周波数設定手段３２、電流設定手段３３を有しており、トルクの絶対値を増加させる前に、スベリ周波数設定手段３２は一旦零を出力するとともに、電流設定手段３３は出力値を増していくことにより、誘導電動機３０のスベリ周波数をほぼ零とし、誘導電動機３０の入力電流を増加させる期間を有するものとなっている。

本実施の形態１において、インバータ回路３１は、さらに三相の誘導電動機３０に可変
周波数の電流を供給する３相６石型のインバータモジュール３５、誘導電動機の実際の回転の速度を検知する速度検知手段３６、速度検知手段３６とスベリ周波数設定手段３２の両出力を足し算して一次周波数を算出する加算手段３７、加算手段３７の出力を時間積分し、瞬時の位相θを求める積分手段３８、位相θと電圧設定値を入力し三相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の各相に分配する回転分配手段４０、およびその出力を６６マイクロ秒（１５ｋＨｚ）という所定周期（所定周波数）の三角波のキャリア（搬送波）を用いてパルス幅変調を行うとともに同一相の上下（Ｐ側とＮ側）を同時にオフとするデッドタイム期間も挿入して６石分の信号を出力するＰＷＭ手段４１が設けられている。

さらに、本実施の形態１においては、インバータ回路３１は、誘導電動機３０の入力電流を検知する電流検知手段４５を有しており、インバータモジュール３５の低電位側の入力に接続した１本の抵抗器４６、および抵抗器４６に発生する電圧のピーク値を保持するピークホールド回路４７が設けられている。

電流検知手段４５と電流設定手段３３の出力の差、すなわち電流誤差は、電流誤差増幅手段５０に入力され、ここで、ＰＩ（比例と積分）を用いた増幅演算が行われ、結果が電圧設定値となって、回転分配手段４０へと出力されるものとなっている。

図２は、本発明の実施の形態１における動力発生装置の電流検知手段の回路図を示すものである。

図２において、インバータモジュール３５は、高電位側（Ｐ側）のスイッチング素子５５、５６、５７の３石を配し、低電位側（Ｎ側）のスイッチング素子５８、５９、６０の３石を配した、３相６石構成のものとなっており、各スイッチング素子は、ＩＧＢＴおよびそれに並列に接続した逆導通ダイオードから成り立っている。

なお、インバータモジュール３５については、図示してはいないが、各ＩＧＢＴのゲート駆動回路や保護回路などが、１つのパッケージに封入されているものを用いている。

抵抗器４６は、低電位側スイッチング素子５８、５９、６０のエミッタ端子が共通に接続され、ＧＮＤされる点（入力となる直流電圧ＶＤＣのマイナス側となる）挿入されたものとなっており、一般にワンシャントなどとよばれる抵抗器４６に発生する電圧を、ピークホールド回路４７に入力している。

本実施の形態１において、ピークホールド回路４７は、抵抗器４６に発生する電圧の内の１マイクロ秒以下というような、非常に短いノイズ的な性質の成分を取り除くためのローパスフィルタ回路６３が、抵抗６４とコンデンサ６５によって構成されており、ノイズが除去された状態で、オペアンプ６６のプラス入力端子に接続されている。

オペアンプ６６の出力には、ダイオード６７と、コンデンサ６８が接続されると共に、コンデンサ６８の電圧を、抵抗６９と抵抗７０で分圧された電圧がオペアンプ６６のマイナス入力端子に接続された状態となっており、ローパスフィルタ回路６３の出力のピーク値を本実施の形態１においては、１１倍とした所定倍率（抵抗器６９、７０の抵抗値の和を抵抗器７０の抵抗値で除した値となる）した電圧がＶｏｕｔとして得られるものとなり、増幅しながらピークホールドを行う構成となっている。

ここで、コンデンサ６８の放電経路としては、Ｖｏｕｔに接続される回路のインピーダンスが十分高いものとすると、抵抗器６９、７０の和（直列回路）が主なものとなり、よって、ピークホールド回路４７のピーク保持時定数は、｛（コンデンサ６８の静電容量［Ｆ］）×（抵抗器６９、７０の和［Ω］）｝となり、本実施の形態１においては、１ｍｓ
程度のものとしている。

一方インバータ回路は、ＰＷＭ手段４１にて用いているキャリア周期が６６μｓ（周波数１５ｋＨｚ）としてパルス幅変調を行っていることから、ピークホールド回路４７のピーク保持時定数は、キャリア周期より長いものとなっている。

以上のように構成された動力発生装置について、以下その動作、作用を説明する。

図３（ａ）は、本発明の実施の形態１における動力発生装置の電流検知手段の三相各相の線電流の波形図、図３（ｂ）は、同動力発生装置の電流検知手段の出力電圧Ｖｏｕｔの波形図を示すものである。

図３（ａ）において、Ｕ相電流Ｉｕ（太線）、Ｖ相Ｉｖ（細線）、Ｗ相Ｉｗ（破線）は、それぞれインバータ回路３１から誘導電動機３０に供給される電流であるが、ピークホールド回路４７を用いた電流検知手段４５を用いることにより、図３（ｂ）の実線に示すようなアナログ電圧の出力信号Ｖｏｕｔの波形が得られるものとなる。

これは、丁度三相の全波整流をした波形、すなわち３相の電流の絶対値の最大値Ｉｐに応じた値が得られるものとなり、言い換えるとＰＷＭ成分を除去した形で、抵抗器４６に流れる電流Ｉｎの波形のエンベロープと同等となる。

ただし、一般的に用いられる単一の三角波のキャリア波で三相のパルス幅変調を行った場合には、電圧に対する電流の位相（力率角）の絶対値が３０度を超えると、図３（ｂ）とは若干異なったＶｏｕｔ波形となるが、その場合でも電気角６０度期間毎に１回発生するピーク値を後段のＡＤ変換処理ルーチンで行うなどすれば、同等のピーク値Ｖｐは得られるものとなる。

なお、力率角の絶対値が６０度を超えた場合には、電気角６０期間毎のピーク値Ｖｐも低下していく傾向が見られるので、各相のキャリア波として位相をずらせたものとするなどの工夫により、実際のピーク電流値（絶対値がＩｐ）に対応したＶｏｕｔのピーク値Ｖｐが得られるものとなる。

Ｖｏｕｔは、線電流の絶対値のピーク値Ｉｐに応じた値であるので、電流ベクトル値Ｉａ（定常状態で線電流の実効値のルート３倍に相当する）とは、ほぼ比例関係があるものとなるので、電流Ｉａを所定値に制御することができるものとなる。

なお、ピークホールド回路４７の構成としては、このようなオペアンプ１個を用いた構成以外にも各種のものが存在し、適宜設計を行うことにより、さまざまな種類のものが使用できるものとなる。

図４（ａ）は、本発明の実施の形態１における動力発生装置のスベリ周波数の波形図、図４（ｂ）は、同動力発生装置の電流の波形図、図４（ｃ）は、同動力発生装置の二次磁束の波形図、図４（ｄ）は、同動力発生装置のトルクの波形図を示すものである。

図４において、ｔ１までの期間は小トルク（０．３６Ｎｍ）の第１の定常状態、ｔ３以降はその４倍の大トルク（１．４６Ｎｍ）の第２の定常状態である。

本実施の形態１においては、ｔ１からｔ２の期間について、図４（ａ）に示すようにスベリ周波数をほぼ零としながら、図４（ｂ）に示すように電流を３Ａから６Ａへと２倍に直線的に増加させており、これは、トルク値を第１の定常状態から４倍に増加させた第２
の定常状態に移る際に、トルクの倍率４の平方根である２を、電流の倍率とした場合の設定を示している。

なおｔ１からｔ２の期間は、３００ｍｓとしているが、これは本実施の形態１で使用している誘導電動機３０の二次側時定数である、Ｌ２／Ｒ２＝１００ｍｓ程度（ここで、Ｌ２は二次インダクタンス…０．１Ｈ、Ｒ２は二次抵抗…１．０オーム）よりも長く、３倍程度とすることにより、二次磁束φ２の変化の速度が、急激になりすぎるのを防止し、二次側のＭ軸電流による損失の増大などの過渡損失をある程度抑えることができるよう配慮している。

これによって、図４（ｃ）に示す二次磁束（磁束）の増加を図り、ｔ２時点でｔ１時点に対する二次磁束の増加が図られる。

ｔ２において、電流Ｉａ値を一定値にするとともに、スベリ周波数を零から第２の定常状態で用いる値にまで引き上げることにより、ｔ３以降の大トルクの期間に備えることができるものとなる。

本実施の形態１においては、ｔ２における二次磁束値は、０．５４Ｗｂというかなり高い値となるため、ｔ２においてスベリ周波数ｆｓを１．６Ｈｚ、すなわちｔ１以前と同等の値に戻すことにより、発生トルクは１．４６Ｎｍ以上を超えるものが得られ、その後前記二次側時定数の２倍程度経過したｔ３時点では、ほぼ二次側のＭ軸電流が無くなり、大トルク（第２の定常状態）に移るものとなる。

ｔ２以降のスベリ周波数は、１．６Ｈｚというｔ１以前の小トルク（第１の定常状態）と同等としているが、誘導電動機３０が大トルク側の条件でも磁気飽和の影響（Ｌ１値の非線形性）が問題にならない場合には、トルクに対する電流値として、ほぼ最小の値を維持することができるという効果がある。

これに対して、誘導電動機３０の磁気飽和の影響が出てくる場合には、二点鎖線で示すように、１．６Ｈｚよりも高い値（例えば２．２Ｈｚ）にすることによって、トルクに対して供給する電流の最小の条件とすることができる。

誘導電動機３０の効率に関しても、電流値が最小で済む条件では高いものが得られるが、効率最大となる条件とは、若干の差がある場合もあり、各定常トルクに応じた最大の誘導電動機３０の効率を得たいのであれば、トルクに応じたスベリ周波数を決めるという方法を用いれば、良好な効果を上げることができるものとなる。

本実施の形態１においては、単にスベリ周波数をｔ１からｔ２の期間において、零にするという非常に簡単な制御を行うことにより、誘導電動機３０に供給される電流がすべて励磁電流（磁化電流、Ｍ軸電流とも呼ばれる）となるので、その分二次磁束を増加させる速度を大きく得ることができ、短時間で効果的な二次磁束の増加が可能となる。

そして、ｔ２においてはｔ１からｔ２の期間中になされた磁束の増大による、過渡的な大トルクが発生し、誘導電動機３０の二次時定数（Ｌ２／Ｒ２…ただし、Ｌ２は二次インダクタンス、Ｒ２は二次抵抗）で計算される時間のほぼ２〜３倍程度経た時点で、過渡現象がほぼ終了し、ｔ３に達したと考えてよい状態となる。

このような過渡的な大トルクの発生は、騒音や振動の面で不利に作用することもあり得るが、電流の跳ね上がりを抑えた状態で、瞬時的にせよ大きなトルクが発生できるということをメリットして用いることができるアプリケーションもあり得る。

なお、ｔ１〜ｔ２の期間については、図４（ｄ）に示されるように発生するトルクは、ほぼ零となってしまうが、負荷の慣性が比較的大きい場合は、速度が低下するなどの問題はない。

また、本実施の形態１においては、ｔ１〜ｔ２の期間中の電流Ｉａの増加を、直線的（一次関数）としているので、マイクロコンピュータの制御は比較的簡単のものとすることができるが、必ずしも直線で電流を増加させる必要はなく、適宜カーブを持たせた電流増加がなされるものとしてもよい。

以上のように、本実施の形態１においては、インバータ回路３１が、トルクの絶対値を増加させる前に、誘導電動機３０のスベリ周波数をほぼ零として入力電流を増加させる期間（ｔ１〜ｔ２の期間）を設けることにより、電流値の急峻な跳ね上がりを防止しながら、短時間で効果的な二次磁束の増加が可能となり、以降の大トルクでの運転を効率良く行うことができるものとなる。

（実施の形態２）
本実施の形態２においても、ブロック図、電流検知手段４５の構成と動作波形に関しては、実施の形態１で説明した図１〜図３と同等のものが使用できるものであり、スベリ周波数設定手段３２の動作のみが若干異なる。

本実施の形態２における動力発生装置について、以下その動作、作用を説明する。

図５（ａ）は、本発明の実施の形態２における動力発生装置のスベリ周波数の波形図、図５（ｂ）は、同動力発生装置の電流の波形図、図５（ｃ）は、同動力発生装置の二次磁束の波形図、図５（ｄ）は、同動力発生装置のトルクの波形図を示すものである。

図５においては、図５（ａ）のｔ１からｔ２の期間のスベリ周波数を、１．６Ｈｚに保っている点が実施の形態１とは異なるが、その他については全く同様に、スベリ周波数ｆｓと、電流Ｉａを変化させるものとなっており、すなわちトルクの絶対値を増加させる際に、誘導電動機３０のスベリ周波数をほぼ一定に保ちつつ入力電流を増加させる期間を有する構成としている。

二次磁束については、第１の定常状態から第２の定常状態の変化は、図５（ｃ）に見られるように２倍に増加するものとなるが、その変化の速度は実施の形態１よりは小さく、最大値が第２の定常状態の０．３８Ｗｂを超えることはない穏やかな変化となる。

トルクに関しても、実施の形態１のような零となる期間はなく、第１の定常状態から第２の定常状態に単調増加して絶対値が４倍に増加していくものとなる。

したがって、ｔ１〜ｔ３の期間における二次磁束とトルクの変化が穏やかなものが得られるものとなる。

また、誘導電動機３０の磁気飽和による非線形の影響への対応として、ｔ２以降のスベリ周波数を２．２Ｈｚに引き上げても良いが、それについては、実施の形態１で述べた内容と同じである。

以上のように、本実施の形態２においては、インバータ回路３１は、トルクの絶対値を増加させる際に、誘導電動機３０のスベリ周波数をほぼ一定に保ちつつ入力電流を増加させる期間を有することにより、比較的簡単・低コストの構成でありながら、トルクの増加
に対応した磁束の増加と発生トルクのスムーズな増加が得られ、かつ電流のピーク値が過大に跳ね上がることも防ぐことができ、高トルクに移った際の高効率運転に備えることができる。

（実施の形態３）
本実施の形態３においても、ブロック図、電流検知手段４５の構成と動作波形に関しては、実施の形態１で説明した図１〜図３と同等のものが使用できるものであり、スベリ周波数設定手段３２の動作のみが若干異なる。

本実施の形態３における動力発生装置について、以下その動作、作用を説明する。

図６（ａ）は、本発明の実施の形態３における動力発生装置のスベリ周波数の波形図、図６（ｂ）は、同動力発生装置の電流の波形図、図６（ｃ）は、同動力発生装置の二次磁束の波形図、図６（ｄ）は、同動力発生装置のトルクの波形図を示すものである。

図６においては、図６（ａ）のｔ１からｔ２の期間のスベリ周波数を、１．６Ｈｚから０．２Ｈｚに直線的に低下させる点が実施の形態１および実施の形態２とは異なるが、その他については全く同様に、スベリ周波数ｆｓと、電流Ｉａを変化させるものとなっており、すなわち、トルクの絶対値を増加させる際に、誘導電動機３０のスベリ周波数を減少させながら入力電流を増加させる期間を有する構成としている。

二次磁束については、ｔ２において一旦第２の定常状態よりも大きくなるという点は、実施の形態１と似たものとなり、ｔ３においてほぼ第２の定常状態の０．３８Ｗｂに落ち着くものとなる。

トルクに関しては、ほぼ一定値が保たれる点が実施の形態１とは異なるものとなり、ｔ２に達するまでは、第１の定常状態とほぼ同等の値を維持することができるものとなるため、例えば予めトルクの増加タイミングが予測できる場合や、装置の動作シーケンス（スケジュール）でトルク増加タイミングが決められている場合には、ｔ２までは小トルク条件で運転し、ｔ２タイミングから逆算したｔ１の時点から、図６の動作を行えば、大トルク条件となる第２の定常状態での電流を抑えた高効率の誘導電動機３０の駆動が実現できるものとなり、第２の定常状態でも、トルクと速度の条件下の誘導電動機３０の効率が最大となるスベリ周波数付近で運転することができる。

また、誘導電動機３０の磁気飽和による非線形の影響への対応として、ｔ２以降のスベリ周波数を２．２Ｈｚに引き上げても良いが、それについては、実施の形態１で述べた内容と同じである。

以上のように、本実施の形態３においては、インバータ回路３１は、トルクの絶対値を増加させる際に、誘導電動機３０のスベリ周波数を減少させながら入力電流を増加させる期間を有する期間を有することにより、スベリ周波数と電流値の調整という比較的簡単・低コストの構成でありながら、過渡的な発生トルク脈動を抑えつつ、磁束の増加を優先的に進めていくことができ、電流のピーク値が過大に跳ね上がることも防ぎながら、高トルクに移った際の高効率運転に備えることができる。

なお、本実施の形態３においては、ｔ１からｔ２期間でのスベリ周波数ｆｓを直線的に減少させ、また電流Ｉａを直線的に増加させる構成としていることから、使用するマイクロコンピュータなどは、簡単なプログラムでの実現も可能となる。

ただし、ｔ１〜ｔ２の期間において発生するトルクを厳密に一定に保とうする場合には
、スベリ周波数ｆｓと電流Ｉａの少なくとも一方は、カーブしたものとする必要があり、例えば負荷の慣性モーメントが小さく、ｔ１〜ｔ２の期間のトルク変動によって大きな速度変動を生ずるといった場合には、必要に応じて非直線、つまり曲線状に変化させる要素を用いれば問題ないトルク変動に抑えることが可能となる。

（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４における動力発生装置のブロック図を示すものである。

図７において、誘導電動機３０は図１と同等であり、誘導電動機３０に電流を供給するインバータ回路８０の構成については、インバータモジュール３５、速度検知手段３６、加算手段３７、積分手段３８、回転分配手段４０、ＰＷＭ手段４１は、図１での説明と同等のものを使用している。

本実施の形態４においては、電流検知手段８１は、インバータモジュール３５の低電位側スイッチング素子毎に設けた３個の抵抗器８２、８３、８４、および高速のＡＤ変換器８５を有しており、ＡＤ変換器８５は抵抗器８２、８３、８４のそれぞれに発生する電圧を、ＰＷＭ手段４１内の三角波のキャリア波のピークタイミングに同期して出力されるラッチ信号ＳＬのタイミングでデジタルに変換することにより、各相の線電流に対応したデジタル信号を得ることができる。

回転分配手段８６は、位相θの信号とＡＤ変換器８５からの各相の線電流から、Ｍ軸とＴ軸という互いに直交する成分に分けて出力するものであり、電流誤差増幅手段８７についても、Ｍ軸とＴ軸のそれぞれの成分毎に独立して誤差増幅を行うものを設けている。

本実施の形態４においては、電流設定手段９０についても、Ｍ軸電流設定手段９１とＴ軸電流設定手段９１の２つを設けており、両設定値が電流誤差増幅手段８７に入力されるものとなる。

スベリ周波数設定手段９４は、その出力値を速度検知手段３６によって検出された誘導電動機３０の速度と加算手段３７で加算することにより一次周波数が算出され、積分手段３８が、位相θに変換する点は、実施の形態１などと同様である。

以上のように構成された動力発生装置について、動作を説明する。

スベリ周波数設定手段９４は、実施の形態１〜３で説明したスベリ周波数設定手段３２と同様に、トルクの絶対値を増加させる際に、図４〜図６に述べたようにｔ１〜ｔ２の期間におけるスベリ周波数として、零を設定する。あるいはほぼ一定値を保持する。あるいは減少させる。という設定が可能であり、それぞれについての効果も実施の形態１〜３で述べ上げたものと同等の効果を得ることができる。

本実施の形態４では、電流に関してＭ軸とＴ軸のという互いに直交する成分に分けて制御されるものとなる点のみが異なる。

本実施の形態４において、誘導電動機３０に供給する電流Ｉａは、Ｍ軸電流設定手段９１とＴ軸電流設定手段９２のそれぞれの成分Ｉｍ１＊の自乗とＩｔ１＊の自乗の合計の平方根と等しい値となり、さらにＩｍ１とＩｔ１との分担に関して、両者の比Ｉｔ１／Ｉｍ１の値をスベリ周波数設定手段９４の出力値ｆｓ［Ｈｚ］に対して、数式１（ただし、Ｌ１は一次インダクタンス［Ｈ］、Ｒ２は二次抵抗）とすれば、ほぼＭ軸が二次磁束φ２と同方向となり、Ｉｍ１とＩｔ１はそれぞれ励磁電流（または磁化電流）成分と、それに直交する電流成分（トルク電流成分とも呼ばれる）となる。

その定常状態から、Ｉｔ１を変化させた場合には、即座に発生トルクの変化につなげることができるものとなり、例えばＩｔ１が急速に増加するような設定がなされれば、トルクの急速な増加を起こさせることができる。

ここで、Ｉａ（Ｉｍ１とＩｔ１のベクトル和）の絶対値に関しては、Ｉｔ１の増加期間にＩｍ１を減少させるものとすれば、インバータ回路８０の出力電流Ｉａの過剰な跳ね上がりを防止することも可能である。

なお、Ｉｍ１を変化させた場合の二次磁束φ２の変化は、二次側時定数に伴って変化の速度が抑えられたものとなるため、マイクロコンピュータなどでのφ２変化分への応答は、それほどの負担とならず、安価で低速のマイクロコンピュータ等のプロセッサでも問題なく使用できるものとなる。

発生トルクを応答性よく制御することから、例えば図４（ｄ）および図６（ｄ）がｔ２において、定常以上に発生する部分について、急速な加速を得る必要がない場合には、発生トルクを跳ね上がらせる必要はなく、むしろ１．４６Ｎｍの一定値のトルクになるように、速やかな発生トルクの調整を行わせることも可能となり、機構系へのストレスの低減、騒音・振動の低減などの効果も得られる。

以上のように、本実施の形態４においては、インバータ回路８０は、電流検知手段８１の出力を磁束成分Ｉｍ１とそれに直交する成分Ｉｔ１に分けて制御する構成とすることにより、特に応答性の高いトルクの制御が可能となり、過渡的なトルク変動への応答性にもより迅速な対応が、電流Ｉａを抑えながらでも可能となる動力発生装置を実現することができる。

なお、本実施の形態４で述べた構成は、スベリ周波数設定手段９４の出力から、電流設定手段９０のＩｍ１＊とＩｔ１＊という各設定値を決めるものであるが、逆に電流設定手段９０の各設定値からスベリ周波数設定手段９４がスベリ周波数ｆｓを算出するものであってもよく、電流検知手段８１の出力を磁束成分Ｉｍ１とそれに直交する成分Ｉｔ１に分けて制御できるものであれば、各種の構成が可能である。

また、電流検知手段８１の構成についても、本実施の形態４においては、３本の抵抗器８２、８３、８４を用いたスリーシャントなどとも呼ばれる構成としているが、特にこの構成に限るものでもなく、ＤＣＣＴを使用したものや、１本のみのシャント抵抗（ワンシャントとも呼ばれる）から、ＰＷＭのキャリア内のタイミングに応じた電圧値をＡＤ変換して三相電流を検出するものなども使用できる。

以上のように、本発明にかかる動力発生装置は、簡単な構成でありながら、トルクを増加させる際の電流を抑え、効率を確保した誘導電動機の駆動が可能となるので、例えば電気洗濯機の動力源など、一般家庭、および業務用として使用される各種の動力発生装置の用途にも適用できる。

３０ 誘導電動機
３１、８０ インバータ回路
４５、８１ 電流検知手段
４７ ピークホールド回路

Claims (3)

1. 誘導電動機と、スベリ周波数設定手段と電流設定手段を有し前記誘導電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記インバータ回路はトルクの絶対値を増加させる前に、前記スベリ周波数設定手段の出力を零とすることにより、前記誘導電動機のスベリ周波数をほぼ零としつつ、前記電流設定手段の出力値を増加させることにより、入力電流の絶対値を増加させる期間を有する動力発生装置。
2. 誘導電動機と、スベリ周波数設定手段と電流設定手段を有し前記誘導電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記インバータ回路は、トルクの絶対値を増加させる期間中に、前記スベリ周波数設定手段の出力を一定値に保つことにより、前記誘導電動機のスベリ周波数をほぼ一定に保ちつつ、前記電流設定手段の出力値を増加させることにより、入力電流の絶対値を増加させる期間を有する動力発生装置。
3. 誘導電動機と、スベリ周波数設定手段と電流設定手段を有し前記誘導電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記インバータ回路は、トルクの絶対値を増加させる前に、前記スベリ周波数設定手段の出力を減少させることにより、前記誘導電動機のスベリ周波数を減少させつつ、前記電流設定手段の出力値を増加させることにより、入力電流の絶対値を増加させる期間を有する動力発生装置。

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