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"Schaltungsvorrichtung zum Konstanthalten des Statorflusses einer
wechs elrichtergespeisten induktionsmaschine nach Betrag und Winkel" Die Erfindung
bezieht sich auf eine Schaltungsvorrichtung zum Konstanthalten des Statorflusses
nach Betrag und Winkel, insbesondere bei von Pulswechselrichtern gespeisten Induktionsmaschinen.
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Die bekannten und im folgenden aufgeführten Verfahren haben eine Reihe
von Nachteilen. Das einfachste dieser Verfahren besteht. darin, die Höhe der Statorspannung
proportional zur Frequenz des speisenden Netzes zu steuern. Es gilt dann:
mit der Bedeutung = US - Statorspannungsamplitude USN - Statorspannung #S - Kreisfrequenz
der sinusförmigen Speisespannung #SN - Nennkreisfrequenz der Speisespannung Dieses
Steuergesetz würde wegen
und wegen der sinusförmigen Kurvenform bei einer Idealmaschine ohne Statorwiderstände
unabhängig von der Statorfrequenz einen konstanten Statorfluß # s und ein konstantes
Kippmoment KM zur Folge haben. bei der realen Maschine ni:;;mt jedoch wegen
des
Statorwiderstandes im motorischen Betrieb der Statorfluß und das Kippmoment mit
kleiner werdender Statorfrequenz ständig ab und im generatorischen Betrieb entsprechend
zu. Das führt dazu, daß die Maschine bei niedrigen Statorfrequenzen nicht belastet
werden kann,oder dazu, daß infolge Sättigung und den daraus resultierenden großen
Statorströmen ein Durchbrennen der Statorwicklung bzw. eine Zerstörung des speisenden
Wechselrichters erfolgt.
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Vor der kritischen Behandlung weiterer bekannter Verfahren soll zum
besseren Verständnis ein häufig benutztes, die Asynohronmaschine statisch und dynamisch
relativ gut beschreibendes Gleichungssystem angegeben werden. Folgende vereinfachende
Annahmen sind dabei gemacht: - Feldoberfellen werden vernachlässigt - es tritt keine
magnetische Sättigung ein - die Eisenverluste werden nicht berücksichtigt - es tritt
keine Stromverdrängung auf und am Stator wird ein symmetrisches, sinusförmiges Speisespannungssystem
angelegt. Die dreiphasige Maschlne und das Speisesystem werden in äquivalente (bezüglich
der elektrischen und mechanischen Leistung) zweiphasige Systeme umgerechnet. Die
Gleichungen sind in ein mit Statorfrequenz bewegtes Koordinatensystem transformiert.
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Das Gleichungssystem lautet nach einer Veröffentlichung von Karl Hasse
mit dem Titel ??Zur Dynamik drehzahlgeregelter Antriebe mit stro'nrichtergespeisten
Asynchron -Kurzschlußläufermaschinen", Diss. TH Darmstadt D 17, 19G9:
#SA = LS . ISA + Ln . IRA (5) #SB = LS . ISB + Ln . IRB (6) #RA = LR . IRA + Ln
. ISA (7) #RB = LR . IRB + Ln . ISB (8) MA = 3/2 . z. Ln . (ISB . IRA - ISA . IRB)
(9)
Die verschiedenen noch nicht benutzten Bezeichnungen haben folgende
Bedeutung: - Statorstrom 1R - Rotorstrom - elektrische Rotorfrequenz - Winkelgeschwindigkeit
des Rotors z - Polpaarzahl -Statorfluß Rotorfluß Rs - Statorwiderstand RR - Rotorwiderstand
MA " elektrisches Moment des Motors ML - Lastmoment 8 - gesamtes Trägheitsmoment
an der Motorwelle LS - Statorinduktivität LR - Rotorinduktivität Lh - Hauptinduktivität
Die Indizes A und B bedeuten die beiden Komponenten des transformierten Systems.
Die künftig benutzte Bezeichnung
hat dabei die übliche Bedeutung der Streuziffer.
Aus diesem Gleichungssystem
läßt sich für den stationären Fall und bei der Nebenbedingung <»R= O für konstanten
Betrag des Statorflusses in der Höhe des Nennwertes folgende Bedingung herleiten:
Die genaue Einhaltung dieser Steuerbedingung garantiert im Leerlauf einen konstanten
Statorfluß in Höhe des Nennwertes unabhängig von der Statorfrequenz #s. Bei Belastung
tritt jedoch ein zusätzTicher Spannungsabfall am Statorwiderstand auf, der im motorischen
Betrieb zu einer Verringerung des Statorflusses und in generatorischem Betrieb zu
einer Erhöhung desselben fUhrt. Dadurch wird- auch schon bei sehr großen Maschinen
und z. 3. bei a S =.0,2 w SN eine Verringerung des motorischen Kippmomentes aus
etwa 2/3 des bei SN vorliegenden Wertes verursacht bzw. das generatorische Kippmoment
sogar auf 1.5 . MKN erhöht. Bei kleineren Maschinen verstärkt sich diese Tendenz
wegen des relativ größeren Statorwiderstandes.
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Diese bekannte Art der Steuerung ist daher sehr nachteilig.
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Um im stationären Fall einen auch von der Belastung unabhängigen Betrag
des Statorflusses zu erzielen, muß folgende aus dem angegebenen Gleichungssystem
abzuleitende bzw. aus Fig. 1 abzulesende Bedingung erfüllt werden:
Ein solches Steuergesetz ist exakt nich-t zu realisieren.
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Ein bekanntgewordenes Verfahren versucht, die gleichung (13) mit technisch
vertretbaren Mitteln anzunähern, und ist von Helmut Zürneck beschrieben worden in
einer Dissertation mit dem Titel "Ein drehzahlgeregelter, spannungsgesteuerter Stromrichter
- Asynchronmotor", Diss. TA Darmstadt D 17, 1965.
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Es wird eine Steuerung vorgenommen, die der Formel
mit entsprechend richtig gewählten Konstanten C0, C#N und C genügt. Im motorischen
Betrieb ist der Statorfluß hierbei relativ konstant. Im generatorischen Betrieb
jedoch nicht.
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Außerdem ist bezüglich der Dynamik kritisch anzumerken, daß auch im
statisch befriedigenden Gebiet des motorischen Betriebes die Ausgleichsvorgänge
sich mit der. Belastung stark ändern. Dieses ist durch Linearisierung des Gleichungssystems
Gleichung (1) bis (11) und einer dann möglichen Frequenzgangdarstellung der Strecke
zu zeigen. Z. Bt in der ## Darstellung F = ##S . Solche Frequenzgänge sind auch
in der zuletzt aufgeführten Literaturstelle angegeben. Der Phasengang zeigt partiell
einen starken Einbruch zu großen negativen Winkeln. Die Lage dieses Phaseneinbruchs
bezüglich der Frequenzskala ist sehr stark drehzahlabhängig. Dadurch ist erstens
keine günstige Reglereinstellung moglich und zweitens kein üblicher linearer Regler
verwendbar.
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Eine genauere statische und dynamische Konstanthaltung des Flusses
mittels Steuergesetz ist möglich, weun außer dem Betrag
der Statorspannung
auch noch deren absolute Phasenlage geändert wird oder, anders ausgedruckt, wenn
jede der beiden Komponenten USA und UsB nach verschiedenen Steuergesetzen geändert
werden.
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Diese Steuergesetze lauten z. B.:
und
Sie sind durch das Quadrat von #R im Nenner des Ausdrucks schwer zu realisieren.
Aber auch schon generell verursacht eine Steuerung von Betrag und Winkel des Speisespannungssystems
größere Probleme. Der größte Nachteil - z. B. auch gegenüber bekannten und im weiteren
Verlauf besprochenen Strom-Steuer-Verfahren - liegt aber in der Tatsache, daß geringe
Unsymmetrien in der Wechselrichterausgangsspannung schon zu großen Gleichströmen
führen können und evtl. ein seitige Sättigung verursachen oder aber den Wechselrichter
stark belasten.
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Die beiden Steuergesetze für die Statorspannungskomponenten könen
auch geschrieben werden: USA = iSA . RS - #S . #SN (17) USB = iSB . RS (18)
Sie
sehen mathematisch sehr einfach aus. Es ist aber sehr aufwendig und relativ schwierig,
(sin-cos-Funktionsbausteine) über den ganzen Drehzahlbereich die Komponenten des
Statorstromes im zugrundegelegten Bezugssystem zu messen.
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Im Anschluß an die Spannungssteuerverfahren ist noch ein bekanntgewordenes
Verfahren zu erwähnen, dessen Wirkungsweise darin besteht, aus der Stator-Spannungsgrundwelle
und einem Meßwert des augenblicklichen S-tatorstromes durch Integration und Gleichrichtung
den Betrag des Maschinenluftspaltflusses nachzubilden und In einer Regelschaltung
mit dem Betrag des entsprechenden Flußsollwertes zu vergleichen.
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Bei Abweichung wird der Betrag der Statorspannung im richtigen Regelsinn
korrigiert.
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(Gerhard Loocke, Probleme der Spannungsanpassung beim Betrieb von
Asynchronmotoren mit variabler Frequenz, AEG-Mitteilungen 54 (1964) Heft 1/2, Seiten
47 bis 54).
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Die technische Ausführung geschieht mittels eines Spannungswandlers,
der den Augenblickswert der Stator-Klemmen-Spannung mißt und mit Hilfe zweier Stromwandler,
von denen der eine mit ohmscher Bürde und der andere mit induktiver Bürde gefahren
wird5 die den Spannungsabfall am Statorwiderstand und der primären Streureaktanz
nechbilden. Auf diese Weise wird eine Nachbildung der EMK angestrebt. Deren Integration
zum buftspaltfluß geschieht mittels einer sehr großen Induktivität. Der den Fluß
repräsentierende Strom durch diese Drossel wird gleichgerichtet und dem Regler als
Istz.ert zugeführt.
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Nachteilig ist die Art der technischen Ausführung, die nur einen sehr
begrenzten Statorfrequenzbereich zuläßt. Aber auch die Grundidee beinhaltet Nachteile,
da durch Regelung allein des Betrages des Luftspaltflusses nur ein sehr bescheidenes
dynamisches
Verhalten erzielbar ist. Die Dynamik ist vergleichbar mit der des bereits geschilderten
Steuerverfahrens, das nur den Betrag des Statorflusses 1Lonst-an1 hält.
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Der Nachteil aller bekannten Spannungssteuerverfahren, daß nämlich
große unkontrollierte Gleichströme auftreten könen, wird von den bekannten Stromsteuerverfahren
vermieden.
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Das einfachste Verfahren dieser Art benutzt die Steuerung des Betrages
des Statorstromes, - welche natürlich nur über eine Stromregelung mit entsprechendem
Sollwert möglich ist - um konstanten Statorfluß zu erzielen. Das Steuergesetz ist
nur eine Funktion der Rotorfrequenz und lautet:
hierbei wird bei motorischer und generatorischer Last konstanter Statorfluß im stationären
Betrieb erzielt. Das dynamische Verhalten ist jedoch nicht günstig. Dies kann wieder
an entsprechenden Frequenz gängen überprüft werden, die durch Linearisierung des
entsprechenden Teils des Gleichtungssystems (1) bis (11) gewonnen werden. Es treten
außerdem sehr starke und nur langsam abklingende Pendelmomente an der Maschine auf.
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Ein wesentlich besser bekanntes Verfahren besteht darin, auch den
Statorstrom nach Betrag und Phase - meist über eine Zweipunktstromregelund - zu
stellen, (siehe auch Veröffentlichung von Karl Hasse "Zur Dynamik drehzahlgeregelter
Antriebe mit stromrichtergespeisten Asynchron - Kurzschlußläufermaschinen", Diss.
TH Darmstadt D 17, 1969).
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Die Steuergesetze für die beiden Komponenten lauten: iSA = iSAO =const.
(20) und
In dieser einfachen Form der Steuergesetze wird allerdings der Rotorfluß konstant
gehalten. Der Statorfluß weicht dann abhängig von der Rotorfrequenz um den Faktor
von seinem Nennwert ab.
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Um Sättigung zu vermeiden, muß dann eine Uberdimensi.onierung in der
Weise. erfolgen, daß eine Herabsetzung des Flusses gegenüber dem Nennfluß erfolgt.
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Der große Vorteil dieses Verfahrens liegt in der Tatsache, daß nach
Maßgabe des zugrundegelegten Gleichu,ngssys'tems das Verhalten der Strecke exakt
linear wird. Dadurch werden Statik und Dynamik in gleicher Weise vorteilhaft.
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Jedoch ist das zugrundegeleg-te Gleichungssystem nur eine Näherung,
und alle anfangs genannten Vernachlässigungen führen dazu, daß die Steuerbedingungen
nicht zu einer exkten En-tkoppelung und zur Linearität führen. Es sind dies insbesondere
die Abhängigkeit der Hauptinduktivität vom Magnetisierungsstrom,
die
Oberwelleneffekte und die starke Ternperaturabhängigkeit des Rotrowiderstandes.
Der Steueraufwand zur Realisierung des Steuergesetzes ist relativ hoch,und die Verknüpfung
der Schaltfunktion des Wechselrichters über den Zweipunktmechanismus der Stromregelung
mit der Wechselrichterfunktion und den dadurch bedingten längeren Leitungen ist
insbessondere bei Thyristerwechselrichtern der Zuverlässigkeit abträglich.
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Weiter ist kritisch anzumerken, daß eine Stromstellung nur über eine
Stromregelung möglich ist und deswegen selbst bei einer sehr schnellen Zweipunktstromregelung
kurzzeitige Abweichungen vom Steuergesetz auftreten. Insbesondere ist dies bei höheren
Statorfrequenzen und in Leerlauf der Fall.
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Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsvorrichtung zum Konstanthalten
des Statorflusses einer wechselrichtergespeisten Induktionsmaschine zu schaffen,
bei der die verschiedenartigen Nachteile der bekannten Regelverfahren vermieden
sind und gleichzeitig eine so weite ende Entkopplung des dynamischen Systems erfolgt,
daß es mit sehr geringen Fehlern als lineares System 2. Ordnung interpretiert erden
kann.
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Die gestellte Aufgabe ist bei einer SSchaltungsvorrichtung der eingangs
erwähnten Art dadurch gelöst, daß gemäß der Erfindung eine stator- und rotorfrequenzabhängige
Vorsteuerung der Amplitude der Statorspannungen der drei Phasen der Induktionmaschineüber
ein Steuersystem, bestehend aus Multipliziereinrichtungen, Dreiphasengenerator und
Summenbildner, des speisenden Pulswechselrichters erfolgt und daß eine Nachregelung
durch additive Korrektur zum Zwecke der Konstantaltung von Betrag und Phase der
den drei Phasen entsprechenden Stator-Flußkomponenten über
jeweils
einen Flußregler erfolgt, deren Sollwerte durch einen Ograd-Phasenchieber von den
drei Ausgangsspannungen konstanter Amplitude des steuerbaren Generators zur Wechselrichterführung
abgeleitet werden und deren Istwerte durch jeweils eine breitbandige Statorspannun.gs-
und Statorstrommeßeinrichtung pro Phase in Verbindung mit Hochpässen und Anpaßeinrichtung,
Differenzbildung und Integration gewonnen werden.
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Bei einer derartigen Vorrichtung wird der Statorfluß in sehr engen
Grenzen konstant gehalten und eine sehr gute Dynamik erhalten.
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Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Die Erfindung wird anhand des in. den Fig. 1 und 2 dargestellten Ausführungsbeispieles
näher erläutert.
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Die Induktionsmaschine 1, im ausgewählten Fall ein Kurzschlußläufer,
wird von einem Pulswechselrichter 2 mit z. B.
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drei unabhängigen Wechselrichterbr'.J-cken (Fig. 2) oder durch eine
übliche Puls-Wechselrichterausführung 2 mit dreiphasigem Ausgang ohne angeschlossenen
Mittelpunkt und bei Sternschaltung der Maschine (Fig. 2) gespeist. Der Pulswechselrichter
selbst wird durch ein dreiphasiges Signalspannungssystem an seinen Steuereingängen
39, 40 und 41 geführt, dessen Amplitude, Frequenz und Phasenlage ein getreues Maß
für die Grundwellen seiner Ausgangsspannungen sind. Die drei Statorspannungen werden
in den - die Frequenz Null und die Maximal-Frequenz der Statorspannung gleichermaßen
gut übertragenden - Spannungsmeßeinrichtungen 3, 4 und 5 gemessen. Diese Meßeinrichtungen
können z. B, einfache elektronische Differenzverstärker sein. Von diesen
Meßwerten
werden in Differenzbildnern 24, 25 und 26 Spannungen-subtrahiert, die als Strommeßwerte
mit Hilfe der Strommeßeinrichtungen 6, 7 und 8 der entsprechenden Phasen gewonnen
werden und über Hochpässe und Bewertungseinrichtungen 35, 36 und 37 geleitet werden.
Bezüglich des zu übertragenden Frequenzbereiches der Strommeßeinrichtungen gelten
auch die Anfordertmgen an die Spannungsmeßeinrichtungen. Auf diese Weise wird eine
im Prinzip an sich bekannte Zurückgewinnung der idellen, nur an den Statorinduktivitäten
liegenden fiktiven Klemmspannung erreicht. Durch deren Integration in entsprechend
beschalteten elektronischen Verstärkern 9, 10 und ii werden die den drei Phasen
entsprechenden Komponenten des Statoristflusses nach Betrag und Phase erhalten.
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Diese drei Statorflußistwerte werden über Differenzbildner 21, 22,
23 mit Sollwerten verglichen, die durch drei -90°-Phasenschieber 38 vom Steuerspannungssystem
konstanter Amplitude zur Führung des Wechselrichters abgeleitet werden. Die Abnahmestelle
befindet sich unmittelbar hinter dem die Frequenz des Steuerdreiphasensystems bestimmenden
- proportional gesteuerten Dreiphasengenerator 33.
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Diese frequenzunabhängige Phasendrehung ist z. B. durch additive Mischung
jeweils zweier Komponenten des Ursprungssystems in Summationsverstärkern in einfacher
Weise möglich.
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Eine Vorsteuerung des Statorspannungssystems erfolgt mittels der Multipliziereinrichtungen
30, 31 und 32, in dem durch den Slun.en-bildner 34 eine Spannung der Form USt =
USta + UStb = K1 . #S + K2 . #R (23) - K1 und K2 sind entsprechend der statischen
Maschinenkennlinie gewählte Konstanten - gemeinsam an diese angelegt wird.
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Das vorgesteuerte System wird anschließend in den Summationseinrichtungen
27, 28 und 29 durch die Ausgangsspannungen der Flußregler 18, 19 und 20 nach Betrag
und Phase korrigiert, deren Hub stark durch die Begrenzer 15, 16 und 17 auf z. B.
<o.1 USN begrenzt wird. Die Filter 12, 13 und 14 trennen den nur erwünschten
Grundwellenanteil von eventuell vorhandenen stärkeren und störenden Oberschwingungen.
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Durch die Hochpässe 3, 36 und 37 wird gleichzeitig erreicht, daß eine
Ausregelung von Gleichanteilen des Statorstromes erfolgt. Jeder an den Spannungsmeßeinrichtungen
3, 4 und 5 gemessene Gleichwert hat durch die Integration 9, 10 und 11 einen laufend.
wachsenden Korrekturgleichwert an den Korrekturstellen 27, 28 und 29 zur Folge,
so daß jeder Gleichstromwert fehlerfrei ausgeregelt wird. Das setzt allerdings einmaligen
Abgleich der Anlage nach Inbetriebnahme voraus, indem ein Offset-Abgleich auf Gleichstrom
Null in den Statorwicklungen z. B. an einem im Kreis liegenden Verstärker z. B.
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9, 10 und 11 erfolgt.
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Der Einfluß der Drift kann bei heute üblichen Verstärkern und Meßeinrichtungen
gegenüber den Fehlern der Meßeinrichtungen vernachlässigt werden. Die Drift wirkt
sich nur wie ein Meßfehler aus.
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Die Abhängigkeit der Ausgleichvorgänge von der Statorfrequenz entfällt
dadurch praktisch ganz, während die geringe noch verbleibende Abhängigkeit vom Schlupf
# #R bis zu Lasten von etwa halben Kippmoment kaum feststellbar ist. Statisch wird
der Nennfluß bis auf Abweichungen von etwa 3 - 5% aufrechterhalten.
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Patentansprüche: