JPS60261382A - エレベ−タの制御装置 - Google Patents
エレベ−タの制御装置Info
- Publication number
- JPS60261382A JPS60261382A JP59117081A JP11708184A JPS60261382A JP S60261382 A JPS60261382 A JP S60261382A JP 59117081 A JP59117081 A JP 59117081A JP 11708184 A JP11708184 A JP 11708184A JP S60261382 A JPS60261382 A JP S60261382A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- resistance value
- induction motor
- magnetic flux
- corrected
- Prior art date
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- Pending
Links
Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B66—HOISTING; LIFTING; HAULING
- B66B—ELEVATORS; ESCALATORS OR MOVING WALKWAYS
- B66B1/00—Control systems of elevators in general
- B66B1/24—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration
- B66B1/28—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical
- B66B1/30—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical effective on driving gear, e.g. acting on power electronics, on inverter or rectifier controlled motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/10—Direct field-oriented control; Rotor flux feed-back control
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はかと巻上用の誘導電動機を可変周波数の交流
で制御するエレベータの制御装置に関し。
で制御するエレベータの制御装置に関し。
特に、誘導電動機の回路定数が変化しても安定した制御
性能を得るエレベータ制御装置に係る。
性能を得るエレベータ制御装置に係る。
近年、半導体技術の急速な発達により、インバータ等の
電力変換器の大容量化が可能となった。
電力変換器の大容量化が可能となった。
これによりエレベータの分野においても１巻土用の誘導
電動機を可変周波数の半導体電力変換器で制御すること
が試みられている。電力変換器による誘導電動機の制御
には種々の方式があるが、励磁電流成分とトルク電流成
分を直流量で扱うことができ、誘導電動機を回転座標上
で等制約に直流電動機として制御する方式が提案されて
いる。
電動機を可変周波数の半導体電力変換器で制御すること
が試みられている。電力変換器による誘導電動機の制御
には種々の方式があるが、励磁電流成分とトルク電流成
分を直流量で扱うことができ、誘導電動機を回転座標上
で等制約に直流電動機として制御する方式が提案されて
いる。
この方式の一例を第１図に示す。はにめに第１図に示す
制御方式の動作原理について説明する。
制御方式の動作原理について説明する。
まず、誘導電動機の基本方程式は、二次鎖交磁束と同一
の角速度ωで回転する直軸ｄ−横軸ｑの座標系において
、下式のように表される。但し。
の角速度ωで回転する直軸ｄ−横軸ｑの座標系において
、下式のように表される。但し。
ｄ軸と二次鎖交磁束ベクトルの位相を一致させである。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・ （１）上式において ｖｄに一次電圧ｄ軸成分 Ｖｑｌニー次電圧ｑ軸成分 Ｉｄｘ ニー次電流ｄ軸成分 Ｉｄｚ ：二次電流ｄ軸成分 Ｉｑ２ ：二次電流ｑ軸成分 Ｉｑｌ ニー次電流ｑ軸成分 Ｒ１ニー次巻線抵抗 Ｒ２：二次巻線抵抗 ｊ Ｌ、ニー次巻線自己インダクタンスＬ２：二次巻線
自己インダクタンス Ｍ ニー次巻線二次巻線間相互インダクタンスＰ ：微
分演算子（ａ／ｄｔ） ｐ：極対数 ωｒ：回転子の機械的角速度 ω ：回転磁界の角速度 ｄ軸を二次磁束軸に選定したのでｑ軸二次磁束は零であ
る。故に Ｍ ｉｑｓ ＋ Ｌ２１ｑ２＝ ０ ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・；・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・ （２）（１１式２行目
と（２）式より。
・・・・ （１）上式において ｖｄに一次電圧ｄ軸成分 Ｖｑｌニー次電圧ｑ軸成分 Ｉｄｘ ニー次電流ｄ軸成分 Ｉｄｚ ：二次電流ｄ軸成分 Ｉｑ２ ：二次電流ｑ軸成分 Ｉｑｌ ニー次電流ｑ軸成分 Ｒ１ニー次巻線抵抗 Ｒ２：二次巻線抵抗 ｊ Ｌ、ニー次巻線自己インダクタンスＬ２：二次巻線
自己インダクタンス Ｍ ニー次巻線二次巻線間相互インダクタンスＰ ：微
分演算子（ａ／ｄｔ） ｐ：極対数 ωｒ：回転子の機械的角速度 ω ：回転磁界の角速度 ｄ軸を二次磁束軸に選定したのでｑ軸二次磁束は零であ
る。故に Ｍ ｉｑｓ ＋ Ｌ２１ｑ２＝ ０ ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・；・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・ （２）（１１式２行目
と（２）式より。
＆Ｉｄｚ＋Ｐ（ＭＩｄｔ＋Ｌ２Ｉｄｚ）＝Ｒ２Ｉｄ２＋
ＰΦ２＝Ｏ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （３１
（３）式において Φ・＝ＭＩｄ・＋Ｌ２Ｉｄ２ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・、−Φ２は二次
巻線に鎖交する磁束（二次鎖交磁束）を表す。
ＰΦ２＝Ｏ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （３１
（３）式において Φ・＝ＭＩｄ・＋Ｌ２Ｉｄ２ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・、−Φ２は二次
巻線に鎖交する磁束（二次鎖交磁束）を表す。
（３）式、（４）式から二次電流のｄ軸成分Ｉｄ２を消
去すると（５）式を得る。
去すると（５）式を得る。
次に、（１）式３行目と（２）式より（６）式を得る。
（ω−ｐω、）Φ２− Ｒ２−； Ｉｑｌ ＝ ０・・
・・・・・−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
−−＋６＋ω５−ω−ｐωｒ（すべり角周波数）とする
と２Ｍ ５−Ｌ２Φ Ｉｑｌ °°゛・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（７）となる。
・・・・・−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
−−＋６＋ω５−ω−ｐωｒ（すべり角周波数）とする
と２Ｍ ５−Ｌ２Φ Ｉｑｌ °°゛・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（７）となる。
以上が第１図に示す制御方式の原理である。
次に第１図について述べる。図中、（１１は電圧指令Ｖ
ｕ”＋Ｖｖ”ｒ Ｖｗ”に従い巻上用の誘導電動機（２
）に電圧Ｖｕ＋ Ｖｖ、 Ｖｗを供給する正弦波インバ
ータ、（３）は誘導電動機（２ンの回転角速度ω１を検
出するための速度計発電機、 （４ａ）２（４ｂ）、
（４Ｃ）はそれぞれ誘導電動機（２）のＵ相、■相、Ｗ
相電流を検出して電流検出値Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗを出
力する変流器、（５）は３相交流電流検出値Ｉｕ＋ Ｉ
ｖ＋ Ｉｗを直交二軸電流Ｉｄ、、 Ｉｑ。
ｕ”＋Ｖｖ”ｒ Ｖｗ”に従い巻上用の誘導電動機（２
）に電圧Ｖｕ＋ Ｖｖ、 Ｖｗを供給する正弦波インバ
ータ、（３）は誘導電動機（２ンの回転角速度ω１を検
出するための速度計発電機、 （４ａ）２（４ｂ）、
（４Ｃ）はそれぞれ誘導電動機（２）のＵ相、■相、Ｗ
相電流を検出して電流検出値Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗを出
力する変流器、（５）は３相交流電流検出値Ｉｕ＋ Ｉ
ｖ＋ Ｉｗを直交二軸電流Ｉｄ、、 Ｉｑ。
に変換する座標変換回路で、（８）式で表わされる一次
電流のｄ軸成分Ｉｄ、とｑ軸成分子ｑ、を出力するもの
である。
電流のｄ軸成分Ｉｄ、とｑ軸成分子ｑ、を出力するもの
である。
（８）式においてｐ Ｃｏｇθ及びｓｉｎθは後述する
関数発生器圓の出力信号であり、この変換により一次電
流のｄ軸成分Ｉｄｘ及びｑ軸成分Ｉｑ、は直流量となる
。
関数発生器圓の出力信号であり、この変換により一次電
流のｄ軸成分Ｉｄｘ及びｑ軸成分Ｉｑ、は直流量となる
。
（６１は（５）式の演算を模擬する一次遅れ回路で、減
算器（６ａ） 、伝達関数ムなる回路（６ｂ）及び伝達
関数Ｒ２／Ｌ２なる回路（６ｃ）より構成される。
算器（６ａ） 、伝達関数ムなる回路（６ｂ）及び伝達
関数Ｒ２／Ｌ２なる回路（６ｃ）より構成される。
回路（６ｂ）の出力は
となり、これは（５）式よりＬ２Φ２／Ｒ２Ｍと等価で
ある。
ある。
（７）は除算器であり、座標変換回路（５１の出力であ
るｑ軸成分Ｉｑｌを回路（６ｂ）の出力Ｌ２Φ２／ＲＺ
Ｍで除することにより（７）式で与えられるすべり角周
波数ω５を演算する。（８）は伝達関数ｐ力る回路で、
誘導電動機＋２１の機械的角速度ω、を電気的角速度ｐ
ω、に変換する。（９）は除算器（７）の出力ω５と回
路（８）の出力ｐω１を加算することによシー次電流角
周波数ω＝ｐω、＋ω５を出力する加算器、０ωは伝達
関数ＩＡなる回路で一次電流角周波数ωを積分すること
により一次電流の位相θを演算する。０υは関数発生器
で２位相θに基づいて余弦波信号ｃｏｓθ及び正弦波信
号ｓｉｎθを出力する。（１りは二次鎖交磁束指令値Φ
２“に対応する励磁電流指令値Φ２νＭを出力する励磁
電流指令装置、Ｃ９は励磁電流指令値Φ２“７Ｍと回路
（６Ｃ）の出力Φ２／Ｍを減算する減算器。
るｑ軸成分Ｉｑｌを回路（６ｂ）の出力Ｌ２Φ２／ＲＺ
Ｍで除することにより（７）式で与えられるすべり角周
波数ω５を演算する。（８）は伝達関数ｐ力る回路で、
誘導電動機＋２１の機械的角速度ω、を電気的角速度ｐ
ω、に変換する。（９）は除算器（７）の出力ω５と回
路（８）の出力ｐω１を加算することによシー次電流角
周波数ω＝ｐω、＋ω５を出力する加算器、０ωは伝達
関数ＩＡなる回路で一次電流角周波数ωを積分すること
により一次電流の位相θを演算する。０υは関数発生器
で２位相θに基づいて余弦波信号ｃｏｓθ及び正弦波信
号ｓｉｎθを出力する。（１りは二次鎖交磁束指令値Φ
２“に対応する励磁電流指令値Φ２νＭを出力する励磁
電流指令装置、Ｃ９は励磁電流指令値Φ２“７Ｍと回路
（６Ｃ）の出力Φ２／Ｍを減算する減算器。
αΦは偏差（Φを一Φ２）７Ｍに基づいてｄ軸−次電流
指令値Ｉｄ−を演算する伝達関数Ｇｌなる回路、０５）
はｄ軸−次電流指令値Ｉｄｔ”＆座標変換回路（５）の
出力信号Ｉｄ＋を減算する減算器、Ｃ６）は偏差（Ｉｄ
ｓ” Ｉｄｌ ）に基づいてｄ軸−次電圧指令値Ｖｄ１
“を演算する伝達関数０２なる回路、０ηはエレベータ
の走行速度指令値ω−を出力する速度指令装置、αＱは
速度指令値ω−と速匿計発電機（３）の出力信号ω、を
減算する減算器、 Ｕｇ）は偏差（ω−−ωｒ）に基づ
いてｑ軸−次電流指令値Ｉｑ１“を演算する伝達関数０
３なる回路。
指令値Ｉｄ−を演算する伝達関数Ｇｌなる回路、０５）
はｄ軸−次電流指令値Ｉｄｔ”＆座標変換回路（５）の
出力信号Ｉｄ＋を減算する減算器、Ｃ６）は偏差（Ｉｄ
ｓ” Ｉｄｌ ）に基づいてｄ軸−次電圧指令値Ｖｄ１
“を演算する伝達関数０２なる回路、０ηはエレベータ
の走行速度指令値ω−を出力する速度指令装置、αＱは
速度指令値ω−と速匿計発電機（３）の出力信号ω、を
減算する減算器、 Ｕｇ）は偏差（ω−−ωｒ）に基づ
いてｑ軸−次電流指令値Ｉｑ１“を演算する伝達関数０
３なる回路。
■はｑ＠−次電流指令値Ｉｑ−と座標変換回路（５）の
出力信号Ｉｑｓを減算する減算恭順は偏差（Ｉｑｌ“−
ｊ Ｉｑｌ）に基づいてｑ軸−次電圧指令値ｙｑ、４１
を演算する伝達関数０４なる回路、（２）は座標変換回
路で下記（９）式により直交二軸電圧Ｖｄ＋”−Ｖｑ−
を三相交流電圧指令値Ｖｕ”、 Ｖｖ’、 Ｖｗ”に変
換する。
出力信号Ｉｑｓを減算する減算恭順は偏差（Ｉｑｌ“−
ｊ Ｉｑｌ）に基づいてｑ軸−次電圧指令値ｙｑ、４１
を演算する伝達関数０４なる回路、（２）は座標変換回
路で下記（９）式により直交二軸電圧Ｖｄ＋”−Ｖｑ−
を三相交流電圧指令値Ｖｕ”、 Ｖｖ’、 Ｖｗ”に変
換する。
郭）は誘導電動機（２）に直結された綱車、（財）はそ
らせ車、（２５＋はロープ、（イ）はエレベータのかご
、＠はカウンタウェイトである。
らせ車、（２５＋はロープ、（イ）はエレベータのかご
、＠はカウンタウェイトである。
さて、誘導電動機（２）の発生トルクは、二次鎖交磁束
Φ２とｑ軸二次電流ｉｑｚより下式のように表される。
Φ２とｑ軸二次電流ｉｑｚより下式のように表される。
Ｔ＝−ｐΦ２ ｉｑｚ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・ ０〔（２）式及び（７）式
より、αα式はαυ式の如く変形できる。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・ ０〔（２）式及び（７）式
より、αα式はαυ式の如く変形できる。
０１１式より明らかなように、誘導電動機（２）の発生
トルクＴは二次巻線の抵抗値Ｒ２の関数となるが、抵抗
値Ｒ２は温度に依存し、誘導電動機（２）が負荷を背負
って長時間運転されると二次巻線の温度が上昇して、抵
抗値Ｒ＋が増大する。従って２回路（６ｃ）の演算に使
用する抵抗値Ｒｚを一定にして誘導電動機（２）を制御
したのでは、温度上昇などにより抵抗値＆の実際値が変
化すると上述した計算式の誤差が大きくなり、エレベー
タの円滑な乗心地を望むことはできない。
トルクＴは二次巻線の抵抗値Ｒ２の関数となるが、抵抗
値Ｒ２は温度に依存し、誘導電動機（２）が負荷を背負
って長時間運転されると二次巻線の温度が上昇して、抵
抗値Ｒ＋が増大する。従って２回路（６ｃ）の演算に使
用する抵抗値Ｒｚを一定にして誘導電動機（２）を制御
したのでは、温度上昇などにより抵抗値＆の実際値が変
化すると上述した計算式の誤差が大きくなり、エレベー
タの円滑な乗心地を望むことはできない。
この発明は上述した欠点を解消するもので、二次巻線の
抵抗値ルを補正することにより常に安定した制御特性を
得ることができるエレベータ制御装置を提供するもので
ある。
抵抗値ルを補正することにより常に安定した制御特性を
得ることができるエレベータ制御装置を提供するもので
ある。
以下、第２図〜第５図によυ本発明の一実施例について
説明する。
説明する。
まず、第２図及び第３図において、 （２ｕ）、 （２
ｖ）（２ｗ）は誘導電動機（２）の固定子に設けられた
磁束検出コイル、（支）〜■は積分器であり、それぞれ
演算増幅器（２８Ａ）〜（３０Ａ）、コンデンサ（２８
Ｃ）〜（３ｃｃ）。
ｖ）（２ｗ）は誘導電動機（２）の固定子に設けられた
磁束検出コイル、（支）〜■は積分器であり、それぞれ
演算増幅器（２８Ａ）〜（３０Ａ）、コンデンサ（２８
Ｃ）〜（３ｃｃ）。
抵抗（２８Ｒ１）、 （２８Ｒ２）、 （２９Ｒ１）、
（２９Ｒ２）、 （３０Ｒ１）、 （３０Ｒ２）で構
成される。Ｓυは比較器で演算増幅器（３１Ａ）、抵抗
（３１Ｒ１）〜（３１Ｒ３）、ゼナーダイオード（３１
ｚ）で構成される。（３２）はインバータゲート、關及
び（財）は単安定マルチバイブレータ、□□□）及び（
至）はレベル変換器でめジ、それぞれ演算増幅器（３ｓ
Ａ）・（３６Ａ）・抵抗（３ｓ Ｒ１）〜（３５Ｒ３）
、 （３６Ｒ１）〜（３６Ｒ３）よシ構成される。
（２９Ｒ２）、 （３０Ｒ１）、 （３０Ｒ２）で構
成される。Ｓυは比較器で演算増幅器（３１Ａ）、抵抗
（３１Ｒ１）〜（３１Ｒ３）、ゼナーダイオード（３１
ｚ）で構成される。（３２）はインバータゲート、關及
び（財）は単安定マルチバイブレータ、□□□）及び（
至）はレベル変換器でめジ、それぞれ演算増幅器（３ｓ
Ａ）・（３６Ａ）・抵抗（３ｓ Ｒ１）〜（３５Ｒ３）
、 （３６Ｒ１）〜（３６Ｒ３）よシ構成される。
（２）及び（至）は、それぞれダイオード（３７Ｄ）、
（３８Ｄ）、抵抗（３７Ｒ）、 （３８Ｒ）、 ＦＥ
Ｔ （３７Ｆ）、 （３８Ｆ）で構成されるアナログス
イッチ、 Ｃ１９）はコンデンサ、 ｆ４０１はボルテ
ージフォロア回路を構成する演算増幅器である。アナロ
グスイッチσｎ、（至）、コンデンサ０９）及びボルテ
ージ７オロア回路（４０１はサンプルホールド回路（４
０Ａ）を構成している。ｆ４１）はアナログスイッチ、
（４２）はアナログスイッチ＋４１１の入力信号を選択
する選択回路。
（３８Ｄ）、抵抗（３７Ｒ）、 （３８Ｒ）、 ＦＥ
Ｔ （３７Ｆ）、 （３８Ｆ）で構成されるアナログス
イッチ、 Ｃ１９）はコンデンサ、 ｆ４０１はボルテ
ージフォロア回路を構成する演算増幅器である。アナロ
グスイッチσｎ、（至）、コンデンサ０９）及びボルテ
ージ７オロア回路（４０１はサンプルホールド回路（４
０Ａ）を構成している。ｆ４１）はアナログスイッチ、
（４２）はアナログスイッチ＋４１１の入力信号を選択
する選択回路。
（４３）はアナログ量をデジタル量に変換するＡ／Ｄ変
換器、（財）は中央処理装置（以下、ＣＰＵという。）
（ハ）は ゛アドレス、データ等のバス、（妬）は第４
図に示すプログラムが記憶されたリード・オンリ・メモ
リ（以下ＲＯＭという。）、（４ηはデータや計算結果
等が−時的に記憶されるランダム・アクセス・メモリ（
以下、ＲＡＭという。）、 ＋４８ｊ −（５０１ｉ、
ｔデジタル量をアナログ量に変換するＤ／Ａ 変換器ｒ
Ｖｃｃは正極電源である。
換器、（財）は中央処理装置（以下、ＣＰＵという。）
（ハ）は ゛アドレス、データ等のバス、（妬）は第４
図に示すプログラムが記憶されたリード・オンリ・メモ
リ（以下ＲＯＭという。）、（４ηはデータや計算結果
等が−時的に記憶されるランダム・アクセス・メモリ（
以下、ＲＡＭという。）、 ＋４８ｊ −（５０１ｉ、
ｔデジタル量をアナログ量に変換するＤ／Ａ 変換器ｒ
Ｖｃｃは正極電源である。
次に上記構成のエレベータの制御装置の動作について述
べる。
べる。
速度指令値ω−２誘導電動機（２）の回転角速成ω、。
電流検出値ＩＬＩＩ Ｉｖｌ ＩＷＩ演算増幅器（４０
）の出力Φは。
）の出力Φは。
順次アナログスイッチ（４１１で選択きれ、Ａ／Ｄ変換
器（４３１に選出される。このＡ／Ｄ変換器（個でアナ
ログ量はデジタル量に変換されてＣＰＵ−に入力される
。
器（４３１に選出される。このＡ／Ｄ変換器（個でアナ
ログ量はデジタル量に変換されてＣＰＵ−に入力される
。
ＣＰ Ｕ （４４１は第１図に示すブＯ−）り（８）１
曲１． （１４ｉ＋ ａ６ｊ、 ｕ９ｊ、 （２ｐ。
曲１． （１４ｉ＋ ａ６ｊ、 ｕ９ｊ、 （２ｐ。
加算ｇ＝＋９）、減算器Ｑ３１． （１５）、 （ｆｉ
ｌｌ、 ＯＪＩ、 除算器（７）、−次遅れ回路（６）
、座柿変換回路（５）、（２）、関数発生器０ｊ）、及
び励磁電流指令０シの機能をするゾログラムを演算する
ことにより、三相交流電圧指令Ｖｕ”、Ｖｖ”、ＶＩを
出力する。
ｌｌ、 ＯＪＩ、 除算器（７）、−次遅れ回路（６）
、座柿変換回路（５）、（２）、関数発生器０ｊ）、及
び励磁電流指令０シの機能をするゾログラムを演算する
ことにより、三相交流電圧指令Ｖｕ”、Ｖｖ”、ＶＩを
出力する。
すなわち、第４図（ａ）及び（ｂ）において１手順（１
００）） で走行指令（エレベータの制御盤から出力されるもので
、ここでは図示しない。）が発せられていない間は手順
（１０１）に移り１位相θ、三相交流電圧指令値Ｖｕ”
＋Ｖｖ”＋Ｖｗ”をいずれも零に設定する。走行指令が
有れば手順（１０２）に移り２選択回路（４２を作動さ
せてアナログスイッチ（４υ及びＡ／Ｄ変換器（４３１
を介して速度指令値ω１１回転角速度ω１．三相交流電
流検出値Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗ及び磁束検出値Φを取り
込む。
００）） で走行指令（エレベータの制御盤から出力されるもので
、ここでは図示しない。）が発せられていない間は手順
（１０１）に移り１位相θ、三相交流電圧指令値Ｖｕ”
＋Ｖｖ”＋Ｖｗ”をいずれも零に設定する。走行指令が
有れば手順（１０２）に移り２選択回路（４２を作動さ
せてアナログスイッチ（４υ及びＡ／Ｄ変換器（４３１
を介して速度指令値ω１１回転角速度ω１．三相交流電
流検出値Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗ及び磁束検出値Φを取り
込む。
手順（１０４）で三相交流電流Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗを（８
）式によって直交二軸電流Ｊｄｌ＋Ｉｑ＋に変換する。
）式によって直交二軸電流Ｊｄｌ＋Ｉｑ＋に変換する。
手順（１０５）で二次電流ｄ軸成分Ｉｄ＋から（５）式
によって値Φ２／ Ｍを得る。二次巻線抵抗Ｒ２に次巻
線自己インダクタンスＬ２及び対極数ｐはＲＯＭ＋４６
１に記憶されており。
によって値Φ２／ Ｍを得る。二次巻線抵抗Ｒ２に次巻
線自己インダクタンスＬ２及び対極数ｐはＲＯＭ＋４６
１に記憶されており。
これらの値を用いて２手順（１０６）〜（１０８）です
べり角速度０５１回転磁界の角速度ω及び位相θを計算
する。手順（１０９）で励磁電流指令値Φ−／Ｍを読み
とり、ｄ軸−次電流指令値Ｉｄ＋を計算する。手順（１
１０）でｄ軸−次電圧指令値Ｖｄ、を計算する。手順（
１１１）でｑ軸−次電流指令値Ｉｑｌ を計算し、この
結果を用いて手順（１１２）でｑ軸−次電圧指令値ｖｑ
Ｊ＊を計算する。手順（１１３）で三相交流電圧指令値
Ｖｕ ＋ Ｖｖ ｒ ’Ｖ’ｖｖを（９）式によって計
算し、Ｄ／Ａ変換器囮〜■を介して出力される。これら
の電圧指令値Ｖｕ 、Ｖｖ 、Ｖｗ はＤ／Ａ変換器關
〜（資））によりアナログ量に変換されてインバータ（
１）に選出される。
べり角速度０５１回転磁界の角速度ω及び位相θを計算
する。手順（１０９）で励磁電流指令値Φ−／Ｍを読み
とり、ｄ軸−次電流指令値Ｉｄ＋を計算する。手順（１
１０）でｄ軸−次電圧指令値Ｖｄ、を計算する。手順（
１１１）でｑ軸−次電流指令値Ｉｑｌ を計算し、この
結果を用いて手順（１１２）でｑ軸−次電圧指令値ｖｑ
Ｊ＊を計算する。手順（１１３）で三相交流電圧指令値
Ｖｕ ＋ Ｖｖ ｒ ’Ｖ’ｖｖを（９）式によって計
算し、Ｄ／Ａ変換器囮〜■を介して出力される。これら
の電圧指令値Ｖｕ 、Ｖｖ 、Ｖｗ はＤ／Ａ変換器關
〜（資））によりアナログ量に変換されてインバータ（
１）に選出される。
次に、インバータ（υが作動して誘導電＠機（２１に三
相交流電圧Ｖｕ、 ｖｖ、 Ｖｗが供給されると、誘導
電動機内部に回転磁束が発生する。固定子内の回転磁束
によシ、磁束検出コイル（２ｕ）、 （２ｖ）、 （２
ｗ）にはそれぞれＶ＋ｇ ＋ Ｖｖｌ＋ Ｖｗ】なる電
圧が誘起される。積分器（２）〜（３０）でこれら電圧
を積分することにより各相の磁束ΦＵ、ΦＶ、−を検出
する。この演算は次式％式％ 但しｒ Ｖｍ ｔｉ磁束検出コイル（２ｕ）〜（２ｗ）
の最大電圧である。
相交流電圧Ｖｕ、 ｖｖ、 Ｖｗが供給されると、誘導
電動機内部に回転磁束が発生する。固定子内の回転磁束
によシ、磁束検出コイル（２ｕ）、 （２ｖ）、 （２
ｗ）にはそれぞれＶ＋ｇ ＋ Ｖｖｌ＋ Ｖｗ】なる電
圧が誘起される。積分器（２）〜（３０）でこれら電圧
を積分することにより各相の磁束ΦＵ、ΦＶ、−を検出
する。この演算は次式％式％ 但しｒ Ｖｍ ｔｉ磁束検出コイル（２ｕ）〜（２ｗ）
の最大電圧である。
第５図（ａ）に各相の磁束ΦＵ、ΦＶ、ΦＷの波形を示
す。
す。
比較器ｃ３υは磁束ΦＵが負になると高レベル（以下「
Ｈ」という。）となり、第５図（ｂ）の如く矩形波を出
力する。単安定マルチバイブレータ（至）は第５図（ｃ
）の如く上記矩形波の立上シ時に一定時間「Ｈ」となる
細いパルスを出力する。一方、上記矩形波をインバータ
ゲーＨ２１で反転して、第５図（ｄ）の波形を得る。同
様にして、単安定マルチバイブレータ（至）は第５図（
ｅ）の波形を出方する。単安定マルチバイブレータ關、
（至）の出方は、レベル変換器Ｃ１５１，（至）でその
゛電圧レベルが変換された後、サンプルホールド回路Ｉ
Ｉ）に接続される。単安定マルチパイプ、レータ（２）
の出力が「Ｈ」になったときは、スイッチ位が導通し、
磁束ΦＶの値がコンデンサＣｌωに記憶される。
Ｈ」という。）となり、第５図（ｂ）の如く矩形波を出
力する。単安定マルチバイブレータ（至）は第５図（ｃ
）の如く上記矩形波の立上シ時に一定時間「Ｈ」となる
細いパルスを出力する。一方、上記矩形波をインバータ
ゲーＨ２１で反転して、第５図（ｄ）の波形を得る。同
様にして、単安定マルチバイブレータ（至）は第５図（
ｅ）の波形を出方する。単安定マルチバイブレータ關、
（至）の出方は、レベル変換器Ｃ１５１，（至）でその
゛電圧レベルが変換された後、サンプルホールド回路Ｉ
Ｉ）に接続される。単安定マルチパイプ、レータ（２）
の出力が「Ｈ」になったときは、スイッチ位が導通し、
磁束ΦＶの値がコンデンサＣｌωに記憶される。
また、単安定マルチバイブレータ（財）の出力が「Ｈ」
になったときは、スイッチ（至）が導通し・磁束らの値
がコンデンサ（３９１に記憶される−従って、コンデン
サＣ３９）の電圧波形は第５図（ｆ）のようになり、ボ
ルテージフォロア（イ）を介し、て磁束検出値Φが出力
される。この検出値Φは第４図（ｂ）の手順（１１４）
でＲＡＭ（４ηに記憶される。
になったときは、スイッチ（至）が導通し・磁束らの値
がコンデンサ（３９１に記憶される−従って、コンデン
サＣ３９）の電圧波形は第５図（ｆ）のようになり、ボ
ルテージフォロア（イ）を介し、て磁束検出値Φが出力
される。この検出値Φは第４図（ｂ）の手順（１１４）
でＲＡＭ（４ηに記憶される。
ところで、上述の如く回路を構成した場合、磁束検出値
Φの大きさは磁束検出コイル（２１１）、 （２ｖ）。
Φの大きさは磁束検出コイル（２１１）、 （２ｖ）。
（２Ｗ）の漏れインダクタンスを無視すると下式で与え
られる。
られる。
Φ＝万にΦ０・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
ＯＪＫ： 回路の利得によシ決まる定数、 Φ０： 空隙部に２ける回転磁束 一方、ｑ１１１１方向の空隙磁束ΦｑはΦｑ＝Ｍ（ＩＱ
ヱ＋ＩＱ２）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（
１４１で与えられるが、これは（２）式より０５）式の
如く変形できる。すなわち Φｑ −Ｍ（１−Ｌ、 ） ■ｑ＋ ・・・・・・・・
・・・・・−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・（１５１次に、ｄ軸方向の空隙磁束をΦｄと
すると、Φ０゜Φｄ、Φｑには０６１式の関係がある。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
ＯＪＫ： 回路の利得によシ決まる定数、 Φ０： 空隙部に２ける回転磁束 一方、ｑ１１１１方向の空隙磁束ΦｑはΦｑ＝Ｍ（ＩＱ
ヱ＋ＩＱ２）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（
１４１で与えられるが、これは（２）式より０５）式の
如く変形できる。すなわち Φｑ −Ｍ（１−Ｌ、 ） ■ｑ＋ ・・・・・・・・
・・・・・−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・（１５１次に、ｄ軸方向の空隙磁束をΦｄと
すると、Φ０゜Φｄ、Φｑには０６１式の関係がある。
Φ０２＝Φｄ２＋Φｑ２ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・ （１６１０３１式、０５１式及
び＋１６１式よシ下式を得る。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・ （１６１０３１式、０５１式及
び＋１６１式よシ下式を得る。
ｊ′
Φｄはｄ軸方向の空隙磁束であるが、前述の如くｑ軸方
向の二次鎖交磁束は零であるので、結局空隙磁束Φｄは
二次鎖交磁束に等しい。第４図（ｂ）の手順（１１５）
でｄ軸方向空隙磁束Φｄが０７）式に基づいて計算され
る。ＲＯＭ （４６１に記憶されている二次巻線抵抗値
＆と実際の二次巻線抵抗値が等しい場合は。
向の二次鎖交磁束は零であるので、結局空隙磁束Φｄは
二次鎖交磁束に等しい。第４図（ｂ）の手順（１１５）
でｄ軸方向空隙磁束Φｄが０７）式に基づいて計算され
る。ＲＯＭ （４６１に記憶されている二次巻線抵抗値
＆と実際の二次巻線抵抗値が等しい場合は。
ｄ軸方向空隙磁束Φｄは二次鎖交磁束指令値Φ２“（励
磁電流指令値Φ２”／ＭにＭを乗算することによりめら
れる）と一致する。言い換えれば、α９式の演算により
得られるｄ軸方向空隙磁束Φｄと二次鎖交磁束指令値Φ
２”が一致するよう二次巻線抵抗値Ｒ２を補正すれば１
発生トルクＴは安定する。
磁電流指令値Φ２”／ＭにＭを乗算することによりめら
れる）と一致する。言い換えれば、α９式の演算により
得られるｄ軸方向空隙磁束Φｄと二次鎖交磁束指令値Φ
２”が一致するよう二次巻線抵抗値Ｒ２を補正すれば１
発生トルクＴは安定する。
そこで、第４図（ｂ）の手順（１１６）でｄ軸空隙磁束
Φｄと二次鎖交磁束指令値Φ−から補正係数Ｋｃ−Φｄ
／Φ−を算出する。手Ｉ＠（１１７）で伝達関数Ｒ２／
Ｌ２をＫｃＲ２／Ｌ２に補正する。これにより、（７）
式より明らかなように二次巻線抵抗値Ｒ２の変化に伴い
すべり角周波数ω８が最適値に補正され、その結果（１
１１式で示される発生トルクＴが安定化される。従って
。
Φｄと二次鎖交磁束指令値Φ−から補正係数Ｋｃ−Φｄ
／Φ−を算出する。手Ｉ＠（１１７）で伝達関数Ｒ２／
Ｌ２をＫｃＲ２／Ｌ２に補正する。これにより、（７）
式より明らかなように二次巻線抵抗値Ｒ２の変化に伴い
すべり角周波数ω８が最適値に補正され、その結果（１
１１式で示される発生トルクＴが安定化される。従って
。
エレベータの運転により、誘導電動機（２）が温度上昇
して二次巻線の抵抗値Ｒ２が変化しても１発生トルクＴ
は安定化され、エレベータの運転性能が阻害されること
はない。
して二次巻線の抵抗値Ｒ２が変化しても１発生トルクＴ
は安定化され、エレベータの運転性能が阻害されること
はない。
この発明は２以上述べたとおり、誘導電動機の二次鎖交
磁束と同一角速度で回転する座標上で誘導電動機の一次
電流を励磁電流成分とトルク電流成分に分解するととも
に、−次電流値、二次側の抵抗値及び自己インダクタン
ス値並びに−次側と二次側間の相互インダクタンス値の
関数としてすべり角周波数を演算して制御するエレベー
タの制御装置において、二次側の抵抗値を補正する補正
手段を設け、この補正された抵抗値によってすべり角周
波数を制御するようにしたので、誘導電動機が温度上昇
をしても発生トルクは安定化され。
磁束と同一角速度で回転する座標上で誘導電動機の一次
電流を励磁電流成分とトルク電流成分に分解するととも
に、−次電流値、二次側の抵抗値及び自己インダクタン
ス値並びに−次側と二次側間の相互インダクタンス値の
関数としてすべり角周波数を演算して制御するエレベー
タの制御装置において、二次側の抵抗値を補正する補正
手段を設け、この補正された抵抗値によってすべり角周
波数を制御するようにしたので、誘導電動機が温度上昇
をしても発生トルクは安定化され。
定められた速度でエレベータを運転することができると
いう効果を有する。
いう効果を有する。
＠ｒ １図は従来Ωエレベータの制御装置、第２図〜第
５図はこの発明の一実施例を示し、第２図は誘導電動機
の磁束を検出する電気回路の接続図。 第３図は制御装置の全体を示すブロック接続図。 第４図（ａ）及び第４図（ｂ）はプログラムのフローチ
ャート、第５図は第２図に示す接続図の所定部位におけ
る信号を示する説明用図である。 図において、（２）は誘導電動機、 （２ｕ）、 （２
ｖ）、（２ｗ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の磁束検出
コイル。 ０２は励磁電流指令装置（二次鎖交磁束の指令値）。 αηは速度指令装置（すべり角周波数）、 （１１６）
は比較手段に相当するプログラムの手順、 （１１７）
は補正手段に相当するプログラムの手順である。 なお１図中同一符号は、同一部分又は相当部分を示す。 代理人大岩増雄 第 ４ 図 （１）） 第 ５ 図 手続補・正帯（自発） ２、発明の名称 エレベータの制御装置 ３、補正をする者 代表者片山仁へ部 ５、補正の対称 ６ 補正の内容 （１）明細書第５頁第１８行〜第２０行にとあるのを下
記のとおり訂正する。 （２）明細書第８頁第３行〜第５行に とあるのを下記のとおり訂正する。 （３）同第９頁第３行に「抵抗値Ｒ，Ｊとあるのを［抵
抗値Ｒ２Ｊと訂正する。 （４）同第−一頁第１０行に「選出」とあるのを「送出
」と訂正する。 （５）同第１４頁第９行〜第１０行に「サンプルホール
ド回路（４す」とあるのを「サンプルホールド回路（４
０Ａ） Ｊと訂正する。 （６）図面中、第１図を添付複写図面に未配して示すと
おシ９表示「２ｂＪを「２０」に訂正する。 （１）同第４図を添付別紙のとおシ訂正する。 以上 １１１４１１Ｍ （０−） 第 ４ ｒＭ （１））
５図はこの発明の一実施例を示し、第２図は誘導電動機
の磁束を検出する電気回路の接続図。 第３図は制御装置の全体を示すブロック接続図。 第４図（ａ）及び第４図（ｂ）はプログラムのフローチ
ャート、第５図は第２図に示す接続図の所定部位におけ
る信号を示する説明用図である。 図において、（２）は誘導電動機、 （２ｕ）、 （２
ｖ）、（２ｗ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の磁束検出
コイル。 ０２は励磁電流指令装置（二次鎖交磁束の指令値）。 αηは速度指令装置（すべり角周波数）、 （１１６）
は比較手段に相当するプログラムの手順、 （１１７）
は補正手段に相当するプログラムの手順である。 なお１図中同一符号は、同一部分又は相当部分を示す。 代理人大岩増雄 第 ４ 図 （１）） 第 ５ 図 手続補・正帯（自発） ２、発明の名称 エレベータの制御装置 ３、補正をする者 代表者片山仁へ部 ５、補正の対称 ６ 補正の内容 （１）明細書第５頁第１８行〜第２０行にとあるのを下
記のとおり訂正する。 （２）明細書第８頁第３行〜第５行に とあるのを下記のとおり訂正する。 （３）同第９頁第３行に「抵抗値Ｒ，Ｊとあるのを［抵
抗値Ｒ２Ｊと訂正する。 （４）同第−一頁第１０行に「選出」とあるのを「送出
」と訂正する。 （５）同第１４頁第９行〜第１０行に「サンプルホール
ド回路（４す」とあるのを「サンプルホールド回路（４
０Ａ） Ｊと訂正する。 （６）図面中、第１図を添付複写図面に未配して示すと
おシ９表示「２ｂＪを「２０」に訂正する。 （１）同第４図を添付別紙のとおシ訂正する。 以上 １１１４１１Ｍ （０−） 第 ４ ｒＭ （１））
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ＋１１ かごを巻上ける誘導電動機の二次鎖交磁束と同
一角速度で回転する座標上で上記誘導電動機の一次電流
を励磁電流成分とトルク電流成分に分解するとともに、
上記−次電流値、二次側の抵抗値及び自己インダクタン
ス値並びに−次側と二次側間の相互インダクタンス値の
関数としてすベシ角周波数を演算して制御するものにお
いて、上記二次側の抵抗値を補正する補正手段を設け、
この補正された抵抗値によって上記すべり角周波数を制
御することを特徴とするエレベータの制御装置。 （２）補正手段は、誘導電動機の固定子に磁束検出コイ
ルを設け、上記誘導電動機の二次鎖交磁束として予め定
められた指令値と上記磁束検出コイルの出力とを比較し
、この比較結果によって二次側の抵抗値を補正するもの
としたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のエ
レベータの制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59117081A JPS60261382A (ja) | 1984-06-07 | 1984-06-07 | エレベ−タの制御装置 |
| US06/741,004 US4677361A (en) | 1984-06-07 | 1985-06-04 | Apparatus for operating an elevator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59117081A JPS60261382A (ja) | 1984-06-07 | 1984-06-07 | エレベ−タの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60261382A true JPS60261382A (ja) | 1985-12-24 |
Family
ID=14702918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59117081A Pending JPS60261382A (ja) | 1984-06-07 | 1984-06-07 | エレベ−タの制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4677361A (ja) |
| JP (1) | JPS60261382A (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62233082A (ja) * | 1986-04-03 | 1987-10-13 | Mitsubishi Electric Corp | 交流エレベ−タ−の速度制御装置 |
| JPH0817599B2 (ja) * | 1988-04-18 | 1996-02-21 | 日本オーチス・エレベータ株式会社 | エレベータの速度制御装置 |
| EP0646902A3 (en) * | 1988-12-06 | 1995-06-07 | Boral Johns Perry Ind Pty Ltd | Device for receiving and transmitting a plurality of parallel signals. |
| JP2845911B2 (ja) * | 1988-12-24 | 1999-01-13 | ファナック株式会社 | 誘導電動機のすべり周波数制御方法 |
| JPH02254987A (ja) * | 1989-03-24 | 1990-10-15 | Okuma Mach Works Ltd | 誘導電動機の制御方式及びその装置 |
| FI86784C (fi) * | 1990-03-13 | 1992-10-12 | Kone Oy | Foerfarande och anordning foer bromsning av en av en frekvenskonverter matad kortsluten asynkronmotor i en hiss i en felsituation |
| EP0490024B1 (en) * | 1990-12-11 | 1995-05-17 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Induction motor vector control |
| JP2816263B2 (ja) * | 1991-09-24 | 1998-10-27 | 日本オーチス・エレベータ株式会社 | 誘導電動機の温度補償回路 |
| KR100224764B1 (ko) * | 1997-01-10 | 1999-10-15 | 윤종용 | 로우 어드레스 스트로우브신호 입력버퍼 |
| JP2006288076A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-19 | Toshiba Elevator Co Ltd | 制御装置 |
| KR101270538B1 (ko) * | 2006-07-12 | 2013-06-03 | 삼성전자주식회사 | 식기세척기 |
| KR20100022145A (ko) * | 2008-08-19 | 2010-03-02 | 삼성전자주식회사 | 세탁기 및 모터의 제어 방법 |
| EP2571158B1 (en) * | 2010-05-14 | 2018-08-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Brushless-motor drive apparatus |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54147416A (en) * | 1978-05-11 | 1979-11-17 | Toshiba Corp | Controller for induction motor |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2144422C2 (de) * | 1971-09-04 | 1973-09-20 | Siemens Ag | Einrichtung zum Steuern oder Regeln einer Asynchronmaschine |
| US3783358A (en) * | 1972-06-22 | 1974-01-01 | Otis Elevator Co | Control system for a reluctance type motor |
| DE3034275A1 (de) * | 1980-09-11 | 1982-04-22 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Vorrichtung zum ermitteln der parameterwerte fuer staenderwiderstand, hauptinduktivitaet und streuinduktivitaet einer asynchronmaschine |
| DE3034252A1 (de) * | 1980-09-11 | 1982-04-15 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Vorrichtung zum feldorientierten betrieb einer umrichtergespeisten asynchronmaschine |
| US4431957A (en) * | 1981-12-29 | 1984-02-14 | General Electric Company | Method and apparatus for generating signals representing motor flux in an AC motor |
-
1984
- 1984-06-07 JP JP59117081A patent/JPS60261382A/ja active Pending
-
1985
- 1985-06-04 US US06/741,004 patent/US4677361A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54147416A (en) * | 1978-05-11 | 1979-11-17 | Toshiba Corp | Controller for induction motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4677361A (en) | 1987-06-30 |
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