JPS58186399A - 非同期モ−タ制御方法及びそのための装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、たとえば、電圧印加パルス型ＤＣ／ＡＣコン
バータ（またはインバータ）、トランジスタＤＣ／ＡＣ
インバータ、電流印加中間（リンク）回路インバータ等
のような迅速動作の制御（あるいは修正）手段により付
勢される非同期モータを制御する方法に関する。この分
ば、本明細書の末尾の参考文献の欄に記載した研究論文
（１）及び（２）、ならびに別の参考文献番こ説明され
ている。本発明は、さらに詳細には、非同期モータ、主
としてかご型ロータを有する非同期モータの回転速度あ
るいはトルクの制御に関する。

この技術分野の進展の歴史を見ると、２つの流れがある
。モータの動特性は今日深く研究され尽しているため、
動特性が整流器付勢型の直流モータと等価もしくはそれ
よりも良好な制御極び調節装置を現在手に入るインバー
タを用いて構成することが可能である。これらの装置は
、ロータ位置もしくは磁界の測定を必要とする。

前者の場合、制御装置を温度とともに変化するロータ抵
抗に自動的に整合する必要がある。さらに、制御は主と
して、回転速度を制御するよう行なう必要があり、この
場合タコメータ電動機が必要となる。補足的に用いる付
属部品としては、タコメータ、ロータ位置センナ、また
必要であれば磁界を直接測定する装置があるが、これら
°はシステム全体を不必要に複雑にし、好ましくない結
果となる。しかしながら、クローリング回転速度を含む
広い範囲の回転速度範囲にわたり良好な動特性で制御を
行なうことが所望される場合は、これらの付属部品は省
略できない。磁界を測定する代りに磁界をシミュレーシ
ョンする場合、フィードバックなしに測定変数を積分す
る必要があるため問題が生じる。さらに、クローリング
回転速度を包含する範囲は除外する必要がある。また、
積分を行なうには初期条件が必要であるというめんどう
な問題かある。

もちろん、モータを用いる用途の大部分は回転速度の調
節を必要とするが、動特性、すなわち制御速度に関する
要求、また設定回転速度の静的精度及び負荷からの独立
性に関する要求は比較的小さい。これらの用途につき、
主制御変数としてステータ周波数あるいは回転速度を制
御する装置が知られている。制御は、主として、電流印
加インバータにより行なわれる。この方法では、ステー
タ電流の代りに中間回路の電流を従属回路で制御する。

速度制御の場合、ステータ周波数は、ロータの回転周波
数と回転速度制御装置により特定される限られたすべり
周波数との和であり、そのすべり周波数は特性曲線発生
器により必要電流値に応じて決まる。タコメータのない
公知の構成では、電流制御器に電圧制御回路を併用し、
その制御回路の実際の値が整流モータ電圧を形成する。

必要電圧値及びステータ周波数の入力データは、定めら
れた特性曲線に従って互いに決まるっ概して、この特定
の構成ではすべりの制限はない。ブレークダウン（停動
）すべりのオーバシュートハ、回転速度を制御すること
により防止される。最後に述べた２つの方法及びその構
成は、信号処理が単純なこと及びセンサの費用が少ない
ことに関連して、５００ミリ秒のオーダの立上り時間及
び過渡現象の減衰が充分でないことに対して手当をする
必要がある一群の用途の一例として述ベた。

本発明の目的は、良好な動特性を得るために高価なセン
サを備えた複雑な装置とセンサのコストが低くかつ動特
性は良好でない装置との間で妥協点を見出し、電流と電
圧の測定だけで良好な動特性、充分な静的制御精度及び
広い範囲の回転速度制御を可能にする制御装置を提供す
ることにある。回転速度の制御とともに、たとえば糸巻
き駆動装置に必要とされるようなトルク制御も行なうこ
とが可能である。かくして、本発明は、たとえばサイリ
スタまたはトランジスタインバータのような迅速動作制
御装置により付勢される非同期モータを、制御のための
重要な測定量（プロセス変数）として端子電流及び端子
電圧を用いて制御する方法及び装置に関する。

以下において説明するすべての変数に共通なことは、以
下においてロータ起電力成分ｅ２ｏ及びｅ２βとして指
示される２つの信号は、以下の式に基づき、第１図に示
すコンピュータ回路１らとり出される。

ｅ２（１’＝Ｌ２　／Ｍ　・［＋Ｊ、ａ＋　Ｊ　Ｉｓｙ
　［１／に１１　］　”　ｄ　’Ｉ（Ｊｌ／ｄ　ｌ　］
　（１）ｅ２β＝Ｌ２　／Ｍ　”　［ｕｘβＪ　１１β
［１／Ｋｌｌ　］　”　ｄ　Ｉ＋β／　ｄ　ｔ　］　（
２）上式において、ｅ２６及びｅ２βは、ステータにふ
いて決まる直交（Ｑ１１β）基準座標においてロータ巻
線に誘導される回転起電力を表わす。

（α、β）のついた量は、上式及び以下においては、た
とえば’１（ｋｌ及びｉ　のようなステーｌβ りにおいて決まる直交基準座標における量である。その
一対の成分は、空間ベクトルを表わす。

ベクトルは、下線を引いた量として象徴的ｌこ記される
。

ロータ起電力成分、測定したステータ電流、及びステー
タ周波数−１より、計算値−８Ｃは、以下の式に基づき
、第１図に従うすべり周波数の瞬時値に対して第１図の
回路２よりとり出される。

この回路２は、また、以下においてすべり計算器と呼ぶ
。

本発明の一実施例において、すべり周波数を求める代り
に、そのすべり周波数に比例しかつ以下においてｉ□と
呼ばれる、ステータ電流成分の計算値’　Ｉｘｃ　　の
評価を行なう。’　ＩＩＣの値は、以下の式に基づき第
１図の回路３により得られる。

この回路は、１ｘ計算器と呼ぶ。

上式においてｘｌｙはいつも、以下において定義する基
準座標における成分を示す。さらに星印のついた量は、
入力データもしくは必要値である。モータの内部トルク
の瞬時値は、ロータ鎖交磁束の値にｉＩ！を掛けた積に
比例し、そのためｉ１８はまたトルクを形成するステー
タ電流成分と呼ぶことができる。

上述の４つの式において大文字で示したパラメータは、
ステータ抵抗Ｒ１ステータ・インダクタンスＬ１、及び
主インダクタンスＭである。Ｌ２は、ステータ側のロー
タ・インダクタンスを表わし、モータの２軸理論におい
て通常そうであるようにＫ　　＝　Ｌ　　／　＋　Ｌ１
Ｌ２−Ｍ”　）１１　　　　　　２ である。ここにおいて、参考文献（１）及び（２）にお
いて用いられた表示法を使用した。ｔなわち、ある。

２つの変流器７．８及び２つの変圧器９及び１０は、ス
テータ電圧及びステータ電流の電位のない（ｐｏｔｅｎ
ｔｉａｌ−ｆｒｅｅ　）　　測定データを発生する。第
１図の回路１における微分値３４及び３９は、微分回路
単独で、また１次の後続遅延のある微分回路によって発
生することができる。

第１図の７１における信号−１の乗算は、乗算器でなく
アナログ回路と比較器を構成する演算増幅器を用いる知
られた方法で行なうこともできる。

第１図に示した測定及び計算回路、及び後述するその使
用法は、新規であり、多くの利点を有する。

従来知られた類似の方法と異なり、ロータ起電力の成分
は、ステータにより決められる直交基準座標において端
子電流及び端子電圧から求める。必要な計算たとえばス
ケーリング、加算、減算、乗算及び割算のすべては、二
重微分のように普通の市販のアナログコンピュータによ
り容易に行なうことができる。他に注目すべき利点とし
ては、ロータ起電力の値は、その構成要素としてステー
タ電流成分の第１次導関数を含むが、それは高調波成分
が非常に低い量である。

一般的に、積分により平滑が期待でき、他方、微分の結
果高調波部分が増加するが、本方法ではモータの構造に
基づき実際には逆の結果が得られる。

モータの界磁あるいはロータ位置の従来優先的に用いら
れてきた配向とは対照的に、ここではロータ起電力の配
向を行なうことができる。

本発明では、そうすることにおいて、磁的にほぼ一定の
ロータ磁束ベクトルにより、ロータ起電力の空間ベクト
ルはロータ鎖交磁束ベクトルＶ、に関して＋７または−
７だけ回転し、またそれらの量に対してＩｅ、１　＝Ｉ
−、Ｉ　ＩＦ、１が成り立つということを利用する。

ロータ磁束ベクトルは常に、ｙ方向にあるがロータ起電
力ベクトルはｘｙ座標の±Ｘ方向にある。第１図に示し
た上述のコンピュータによる構成は、電圧印加インバー
タを使用するか、あるいは電流印加インバータを異なる
態様で用いて利用することができる。それは、ステータ
電圧ベクトルの瞬時値の入力データについてはその成分
（ｕ、”、、ｕｌ−７）、またはステータ電流ベクトル
の入力データについてはその成分（１ｚ、米 ＋１．）、さらにその両方の場合についてすべりデータ
及びすべり制限またはスリップを発生するステータ電流
成分の入力データ及びその制限をするように用いられる
ため、ロータ鎮交磁束の値は主回転速度の領域で一定で
あり続ける。

その結果、モータの過渡電磯効果は阻止され、トルクは
急速に変化でき、式（３）及び（４）に従って計算した
値はすべりの真の値及びすべりに比例する電流成分の真
の値に非常によく一致する。

上述したステータの諸量（３）からすべり周波数を評価
する構成は、モータの静止方程式に基づき、荒近似を利
用する。その結果、静止精度は充分でなく、急速な変化
に対しては動的に正しい再生が確実になされない。さら
に、使用した荒近似のすべり周波数を決定するために、
高調波成分の高いステータ電圧を直接利用する。さらに
、ドリフト及び初期条件の問題がある積分器を用いる。

電圧印加パルス・インバータを用い電圧を印加して、第
２図に示した構成を用いることができる。

従属的なすべり制御回路を用いるが、その回路はたとえ
ば回転速度制御装置のような重畳した制御器から必要な
すべり値−二、またステータ周波数制御器８０ないし８
６からトルク入力値を受ける。

すべり周波数計算器の出力値は、−０制御器８９に供給
される実際の値であり、ステータ周波数は出力量である
。ステータ周波数、ロータ周波数の必要な値、及びロー
タ鎮交磁束の値の入力値は、ロータ鎖交磁束の方向とそ
れに直角な方向の９３の必要電圧成分（ｕ、’、　、　
ｕ７　）を形成するために用いる。

ステータ角の空間偏角　ν１は、　シー〜１　に基づき
公知の態様で−１から得られ、５ｉｎ−ｃｏｓ値９１の
計算により、三相巻線電圧の必要値が２度の座標交換（
９４及び９５）により公知の態様で得られる。

すべり周波数の制限は、すべりの必要値に対して公知の
態様でリミッタ８５を設けることにより達成される。内
部すべり制御回路を構成することは、今日に至るまで不
可能であった。その理由はその回路が正確で動的に正し
い測定値を得る可能性を欠いていたからである。第２図
においてＰＷＭはパルス幅変調プロセスを、ＰＷＲはパ
ルスＤＣ−ＡＣインバータを示ス。

ステータ電流の入力データは２点制御プロセスまたは従
属電流制御により、そしてステータ電圧は制御された量
（制御器の出力）として、第１図に示した構成（第２図
）は、第３図に示した変形例で用いることができる。

第３図によると、ステータ電流成分ｉ□に対して従属制
御回路が設けられ、その回路により一例として示した必
要値はトルク入力データ１１０または回転速度制御装置
もしくはステータ周波数制御器から取り出されるっ第１
図によれば、ｉ□計算器からの出力は’ｌｘ制御器１１
５へ供給される必要値’ｌｘ。であり、ステータ周波数
は出力量である。新たに加えられた改良は、第２図にお
ける改良と非常によく似ている。トルクを発生する電流
の必要値及びロータ鎖交磁束の値の入力データは、電流
成分’ｌｘ及び１シ（１１９）の入力データを決めるた
めに用いら一次の移相部分（または遅延要素）を介して
１１ｘ制御器の必要値から直接得られる。この場合、す
べりの制限は、トルクを発生する電流成分の必要値を制
限（１１２）することにより達成される。

周波数−１を求めそれから角度νを求める代りに、ロー
タ起電力成分を介してすべり周波数の計算値または制御
変数としての計算値１□。で従属制御回路により座標変
換を行なうために、角度シ、はロータ起電力成分から直
接得られる。

たとえば、ν１は商ｅ２β／ｅ２ａ！のアークタンジェ
ントかもしくはアークコサインｅ２Ｑ！ｌｕ。１及びシ
グナムｅ２０１％ｅ２β、−１から直接計算できる。ｅ
２□、ｅ２β及び−１の符号を考慮に入れると、０ない
し２７ｃの角度範囲においてｖｌ　の値が定義される。

　、、。

第４図は、ロータ起電力成分からこの型の角度Ｉ／１　
を求める信号処理手段を示す。非同期モータへの適用に
おいて、電流成分Ｚｘ及びｉｌ；はそれによりロータ起
電力成分へ直接空間的に配向される。

第１図に示した起電力計算器は、ロータ起電力成分を発
生する。ν１計算器１５０における角度の決定は、前述
した通りである。２度にわたる座標変換ならびに電流成
分１１１及び１１；の決定は、上述した実施例の説明か
ら理解される。

角度”、（１４５）の微分によるステータ周波数〜、の
実際値は、角度の値が２πからＯへ（または−が０より
小さい場合は０から２πへ）変化すると遮へいされ、最
後の値−１は短時間保持される。

第５図は、ロータ起電力の成分からその対の値ｃｏｓ　
ν１、及びｓｉｎ　ν１を直接得るための解決法を示す
。ロータ起電力ベクトルの値は、２つの乗算器１６０．
１６１、加算回路１６２及び自乗板を得るための装置１
６３を介して得られる。ロータ起電力の成分をその値で
割算（１６５，１６６）すると、計算した値ｃｏｓν１
、ｓｉｎ　ν１が得られる。

ステータ周波数制御を行なうためのステータ周波数の決
定は、第５図において破線で囲った補足的な回路で行な
うことかできる。非同期モータをいずれの方向にも回転
できるように動作させる場合、ステータ周波数の符号（
シグナムｊ、）は、一対の値ｓｉｎν１及びＣｏＳν、
とステータ周波数の入力データを決定するために知られ
ていなければならない。ステータ周波数の符号は、後述
する制御手順により容易に決定できる。

中間回路の電流が平滑化されかつ位相順序のクエンチン
グのある、電流印加中間回路インバータは、比較的経済
的で動作信頼度の高いインバータであることがわかって
おり、しばしば用いられている。したがって、以下にお
いてこのインバータに関する上述の手順の利用につき説
明する。第６図は、起電力計算器により供給されるロー
タ起電力の成分を用い、位相電流のロータ起電力ベクト
ルへの直接空間アサインメントを利用する中間回路にお
ける電流印加が行なわれるインバータの信号処理装置を
示す。ステータの位相電流（第４図）の必要１直の瞬時
値のデータをもってする以外に、ここでは角度及び値が
別々に与えられる。そうすることによってモータ側での
ＤＣ−ＡＣコンバータ２０３の導通状態を決定する角度
は、角度ν１とロータ起電力ベクトルに関するステータ
電流の必要な値のベクトルの回転を与える補足角ν　か
ら求められるう 中間回路電流の値の決定は、一方、磁化電流成分と、外
部制御回路に属する制御器により与えられるトルク発生
電流成分とから公知の、譚様で行なわれる。ＰＤ（１８
９）は、比例部分と微分部分をもつ位相が進んだ要素を
示す。整流間隔とは別に、モータの２つの相導体だけが
電流を運び、ステータ電流の空間ベクトルがその結果、
不安定で急衝的な回転運動を発生させる。

導電状態は、点弧パルス入力データによりセットされる
。角度ν１のため、したがって計算が初期条件とは無関
係でロータ起電力成分は整流時間外でのみ知られるため
、極座標から直角座標への座標変換の助けにより、本発
明に従えばステータ電流空間ベクトルの値の一指標とし
ての中間直流電流と空間偏角の一指標としてのモータ側
のＤＣ−ＡＣコンバータの導通状態とからステータ電流
の瞬時値を決定することがＢＪ能である。

直角座−への変換の後、電流は上述したようにロータ起
電力及びすべり計算器へ供給される。

したがって、２つの変流器を省略しａｂｃからα、βの
座標へ電流の実際の値を変換する必要がなくなる。

第７図は中間回路電流及びモータ側のＤＣ−ＡＣコンバ
ータの導通状態に基づきモータの端子電流の上述したシ
ミュレーション（バランシンク）ヲアナログ及びデジタ
ル成分を有する構成で行なう場合を示す。

この図において、ｉ２．は中間回路の電流であり、その
電流は変流器により測定され、ここでは電力供給側の整
流器とステータ電流の信号を制御するために用いられる
。

論理信号Ｔは、モータ側の整流器の導通状態から決定さ
れ、関連する整流器が流通するときはいつも論理　Ｈを
有する。それにより、論理信号の第１の符号は、割当て
られた整流ダイオードが接続される相導体を示し、第２
の符号はカソード側に整流ダイオードが接続される場合
は１に等しく、整流ダイオードが電力供給側の整流器の
アノード側に接続されている場合は２に等しい。

非同期モータの制御は、たとえば第３図に例示した構成
によってはトルクの入力データにより、あるいは第２図
に例示した構成ではステータ周波数を併せて制御するこ
とにより、もしくは負荷トルクに関しての回転速度の独
立性に関する増加した要求を満たすため回転速度制御器
を用いることにより行なうことができる。これに関連し
て、第４図及び第６図に従うと、所望の回転速度に比例
する必要値（％１・−１）毫ｐ　　　　　　　　　ｍ が特定される。この信号にはすべりの計算値が加えられ
るが、この加算は１次の１尾延要素１４１．１８１によ
り行なわれる。

和の値は、必要な値としてステータ周波数制御回路へ供
給される。制御器のさらに発展した形は、前例において
説明した。

回転速度の制御はまたタコメータを使っても可能である
。

式（３）及び（４）の分数において分子及び分母は、モ
ータがその静止状態に至ると値ゼロに近づく。

その結果、これまで述べた手順は周波数ゼロに近い臨界
領域において破たんし、その破たんの程度は制御器にお
いてセットしたモータのパラメータのエラーが大きくな
ればなるはと大きい。

本発明によると、この臨界領域を狭くする手段が用いら
れる。これは、計算回路において公知の態様でスケーリ
ングファクタをシフトすることによって行なわれる。

本発明によると、臨界領域での異なる動作方法の実施を
可能にし、すなわち始動、制動、停止及び逆転のプロセ
スを周波数制御するための付加的な手段が設けられる。

これらの手段は本発明の実施例によるが、以下に詳しく
説明する。

第８図は、ステータ周波数の零交差に近い領域を介して
の周波数制御を可能にする補足的な手段を示す。この方
法は、従属すべり制御回路をもつ一１制御器により例示
的に説明されているが、すべり制御器は切換が下方のル
ーＨ２１８，２１９）で行なわれる点において周波数の
値”’ＩＮをアンダーシュートするときマスクされる。

制限された値（ｄ　ｗ−、／　ｄ　ｔ　）ｍｉｎ　は、
高増幅率比例手段２１８と後続の制限手段２１９を介し
てすべり制御器の積分器へ供給される。そのすべり制御
器は、第８図においてＰＩ制御器の構成を有し、（ｄ　
ｗｐ、／ｄ　ｔ）　ｍｉｎの符号は偏差△−３の符号と
同一で△−１＝０のとき消滅する。

上述の補足的な手段により、始動及び停止への制動、逆
転及び連続動作が制御レンジで可能になる。内部トルク
の減少とともに制御レンジで起り、制御レンジ内での加
速あるいは制動と御レンジを通して擬似制御方式で動作
する大型の補足手段により回避することができる。

第９図は１１．制御器を示し、従属回路のその制ａ器は
ＰＩ動作をすることになっている。

−＜ａｗｐ　　　　の条件、すなわち制御レンジｌ　　
　　　　　　　　ＩＮ 円での動作に加えて、ｂａａの関係のｂにより表わされ
る第２の条件が導入される。この第２の条件は、すべり
制御器または１ｘ制御器からもしくはロータ起電力ベク
トルでの直接の配向から評価することができ、また制御
領域内へ入る時（及び／または）制御レンジの横断する
とき一定に保つことができるｆｉｄ−、／ｄｔが確実に
定常状態から決定されるようにし、かつまた必要値のジ
ャンプ後制御レンジへ入るまで充分な時間が経過して、
たとえば従属回路のための制御がそのときまでに定常状
態に到達するようにする。

以上述べた必要条件を観察することによってフリツプフ
ロツプ２５４を介してかつホールド及びスキャン要素２
３６を介して動作する第９図に示した論理回路は、ＰＩ
制御器２３８．２３９の入力を制御レンジへ入る直前の
＋ｕｉ　Ｌこ条件△−Ｐ１　　が満たされるかあるいは
制御レンジが再び制御レンジから再びはずれるときまで
一定に保持する。

一方、静止状態の始動時もしくは制御レンジでの連続動
作径外部制御回路の必要値の変化とともに、ｄ−、／ｄ
ｔは比例増幅器２４２及びリミッタ２４３のある通路を
介して予めセクトされる。

大型の補足的装置を用いる場合、制御レンジで始まる逆
転、または調節レンジから制御レンジへの制動プロセス
は、一定の内部トルりそして磁界に過渡現象がほとんど
生じずＣと行なわれる。

さらに、静止状態から始動するとき、すべり周波数の必
要値−２は、ステータ周波数カＳ制御レンジの周波数リ
ミット””’ＩＮより大きくなり、その結果制御レンジ
が始動ととも（こ直ち４こ離脱されるような値になる。

その結果、非同期モータの割部動作は、モータのパラメ
ータの正確な知識を必要とせずに生じうるほとんどすべ
ての動作状態において達成することができる。

明らかなように、第８図に示した補足的な装置及び第９
図に示した大型の補足的な装置は、特許請求の範囲２な
いし９及び１２ないし１４に示したすべての手順につい
て用いることかでき、その場合以下に述べる利点が得ら
れる。

制御レンジを用いることにより、低いロータ周波数で必
要であったパラメータＲ１Ｒ２、Ｌ　％Ｌ５．及びＭの
正確な知識はもはや必要と１ されない。その結果、高いステータ周波数のときにのみ
存在するパラメータにより影響を受けない制ｉ４１プロ
セスの利点は、回転速度レンジ全体へ及ぶ。一方、制御
から調整への切換が制御レンジから直接そして初期条件
の必要な知識なしに行なえるという利点を利用できる。

以上説明した制御プロセスは、磁界か弱い領域へ大きな
負荷的な費用を必要とすることなしに延長することがで
きる。たとえば、第２及び３図に示したようなプロセス
では’　”Ｉｘ”　ｌｙ米　　、米 又はＺｘ　”　ｌｙは入力データ及び併用する制御回路
に共に組込む必要がある。

第２図において、すべりの必要１直は、弱め界磁率の逆
数によりリミッタ８５の前及び後において２つの箇所で
乗算される。一方、第３．４または６図にしたがって必
要な値の信号もしくは入力値１１Ｋを形成して、リミッ
タ１１２．１４７．１８７の前でただ１回の乗算を行な
う。

ロータ鎖交磁束の入力値は、第２図の９２または第３図
の１１８のような特性曲線により周波数にしたがって修
正され、Ｕ入力値９３または！入力値１１９を形成する
ための入力量として役立つ。

弱め界磁領域におけるロータ磁束入力データのデータ値
の変化は、必要な条件ｄｌｒ、ｌ　／ｄｔ−０に無視で
きるほど小さな影響を及はし、その条件はロータ起電力
成分に関する配向のためたけてなく−、ｃ及び’ｌｉｅ
の計算のための前提茶番　　考　　文　　献 １、　アール拳ジョトン（Ｒ、Ｊｏｔｔｅｎ　）　　著
、制　５・御３相駆動装置″、　ＶＤＥ−Ｆａｃｈｂｅ
ｒｉｃｈｔｅ　、　３０　＋ＶＤＥ　Ｖｅｒｌａｇ、Ｂ
ｅｒｌｉｎ、　１９７９２、　アール・ジョトン著、″
整流された電流で付勢される非同期モータの動特性〃、
ＥＴＧ−Ｆａｃｈｔａｇｕｎｇ　、　　ＥＴＧ−Ｆａｃ
ｈｂｅｒｉｃｈｔｅ　、　Ａ　５　。

０ｃｔｏｂｅｒ　、　　１９７９ ３　エイ・アボンダンティ及びエム・ブレナン（Ａ　、
　Ａｂｂｏｎｄａｎｔｉ　＆　Ｍ　、　Ｂｒｅｎｎｅｎ
　）著、ｌ１％　−夕電圧及び電流に基づく電子的すべ
り計算器を用いる可変速度誘導モータ″、Ｉ　ＥＥＥＴ
ｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　、　Ｖｏｌ　、　ＩＡ−１１
，５ｅｐ−Ｏｃｔ　、。

１９７５、第５ ４　アール中ベンカタラム、ビー・ラマスヮニ。

ジエイ番ホル゛ン（Ｒ、Ｖｅｎｋａｔａｒａｍ　、　Ｂ
　。

Ｒａｍａｓｗａｍｉ　、　　Ｊ　、　Ｈｏ１ｔｚ　）著
、″読導モータ駆動装置のための電子的アナログすべり
計算器”　、　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　
、　ＩｎｄｕｓｔｒｙＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　ａｎｄ
　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ　。

Ｖｏｌ、ＩＥＣ１２７，１９８０

【図面の簡単な説明】

第１〜９図は、本発明の実施例を示す回路図である。 １・・・コンピュータ回路 ２・・・すべり計算器 ３・・・ｉ□計算器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　モータのすべりを直接測定することなしに制御イ
   ンバータを用いて非同期モータの順転及び逆転を制御す
   る装置において、端子電流及び電圧を連続的に測定する
   手段、ステータ側のロータ・インダクタンスＬ２を計算
   する手段、測定したステータ周波数−３を用いて主イン
   ダクタンスＭを測定する手段、測定したステータ電圧よ
   りステータ電圧ｕ１（１、ｕＩβの２つの直交ベクトル
   成分を得る手段、測定したステータ電流よりステータ電
   流’ＩＱ！、’□βの２つの直交ベクトル成分をうる手
   段、Ｌ２、Ｍ％ｕ１ＱＩＳｕ１β、’ＩＱ１％’ｌ／９
   及びステータ抵抗Ｒ１を用いて所定の関係式から２つの
   互いに直交する方向において２つのロータ起電力成分ｅ
   ２□、ｅ２βを計算する手段、ｗ、　　、Ｍ　。 ロータ抵抗Ｒ２”　２　　”　２ａｌ　Ｎ　ｅ２ｐ、１
   １α、蔦、βを用いて所定の関係式からロータすべり周
   波数−２ｅを連続的に計算する手段、”２ｃのの計算値
   に応答して前記制御インバータを制御しモータを制御す
   る手段より成る非同期モータの制御装置。 ２　モータのすべりを直接測定することなしに制御イン
   バータを用いて非同期モータの順転及び逆転を制御する
   方法において、端子電流及び電圧を連続的に測定し、ス
   テータ側のロータ・インダクタンスＬ２を計算し、測定
   したロータ周波数−３を用いて主インダクタンスＭを測
   定し、測定したステータ電圧よりステータ電圧ｕ１α、
   ｕ１βの２つの直交ベクトル成分を導き出し、測定した
   ステータ電流からステータ電流１　、　　の２つの直交
   するべｌα　１１β クトル成分を導き出し、Ｌ１Ｍ１ｕ１ｏ１ｕ１β、’Ｉ
   （ＩＩ”１β及びステータ抵抗Ｒ１を用いて所定の関係
   式から２つの互いに直交する方向において２つのロータ
   起電力成分ｅ２（１／、ｅ２βを計算し、量−３、Ｍ、
   ロータ抵抗ＲＳ　Ｌ２、ｅ２Ｑ！、ｅ２β、’ＩＱ！％
   ’ｌβを用いて所定の関係式からロータすべり周波数−
   ２ｃを連続的に計算し、計算したー、。の値に応答して
   前記制御インバータを電圧制御により制御して通常の非
   同期モータより広いレンジにおいてトルク回転方向及び
   速度を制御するようモータを制御することより成る非同
   期モータの制御方法。 ３　前記すべり周波数所定の関係式は以下に示す通りで
   ある ことを特徴とする前記第２項記載の方法。