CN111756307A - 电动工具 - Google Patents

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CN111756307A CN201910702952.0A CN201910702952A CN111756307A CN 111756307 A CN111756307 A CN 111756307A CN 201910702952 A CN201910702952 A CN 201910702952A CN 111756307 A CN111756307 A CN 111756307A
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许彦卿
杨德中
王宏伟
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Nanjing Chervon Industry Co Ltd
Nanjing Deshuo Industrial Co Ltd
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Nanjing Deshuo Industrial Co Ltd
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Abstract

本发明公开了一种电动工具，电机，包括定子和转子，电机为能够产生磁阻转矩的电机；电源装置，用于提供电能至所述电机；驱动电路，与电机电性连接以驱动电机；控制器，用于控制驱动电路，控制器控制驱动电路时，电机获得第二恒速转矩区间；假设控制器以第一控制方式控制驱动电路时，电机获得第一恒速转矩区间；其中，第二恒速转矩区间的长度大于第一恒速转矩区间的长度。本发明的电动工具电机恒速范围更宽。

Description

电动工具
技术领域
本发明涉及一种电动工具，具体涉及一种恒速范围更宽的电动工具。
背景技术
现有的电动工具，通常采用传统的方波驱动其内电机，通过对方波信号占空比的调节，控制电机速度以及扭矩。
对于直流无刷电机而言，传统方波调制控制方式下，在一个电周期中，无刷电机只有六种状态，或者说定子电流有六种状态（三相桥臂有六种开关状态）。每一种电流状态都可看作合成一个方向的矢量力矩，六个矢量有规律地、一步接一步地转换，从而带动转子转动，电机转子会跟着同步旋转。传统的方波控制实现方式简便，但由于其仅有六个离散的、非连续矢量力矩，这样会使得电机效率低，整机效率低，并且在重载情况下，可能会频繁出现堵转情况。
另外，传统的方波控制方式下电机的恒速范围不够，这对于一些需要工作在恒速范围的电动工具来说，不能满足工作需求。
发明内容
为解决现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种恒速范围更宽的电动工具。
本发明提供如下技术方案：一种电动工具，包括：电机，包括定子和转子，所述电机为能够产生磁阻转矩的电机；电源装置，用于提供电能至所述电机；驱动电路，与所述电机电性连接以驱动所述电机；控制器，用于控制所述驱动电路，所述控制器控制所述驱动电路时，所述电机获得第二恒速转矩区间；假设控制器以第一控制方式控制所述驱动电路时，所述电机获得第一恒速转矩区间；其中，所述第二恒速转矩区间的长度大于所述第一恒速转矩区间的长度。
可选地，所述控制器控制所述驱动电路使所述电机在预设转矩区间转动时，所述电机获得第二转速；假设控制器以第一控制方式控制所述驱动电路使所述电机在所述预设转矩区间转动时，所述电机获得第一转速；其中，所述第二转速大于所述第一转速。
可选地，所述控制器输出PWM信号至所述驱动电路，所述PWM信号的占空比跟随所述转子的位置变化而变化。
可选地，所述控制器控制所述驱动电路以使所述电机的输入电压近似呈正弦波变化。
可选地，所述电机为三相电机，所述电机的三相输入电压互呈120°相位角。
可选地，所述控制器包括：第一转速环，用于根据所述电机的目标转速和所述电机的实际转速生成所述电机的目标电流。
可选地，所述控制器还包括：第一电流分配单元，用于根据所述第一转速环生成的所述电机的目标电流分配直轴目标电流和交轴目标电流；第一电流变换单元，用于根据所述电机的实际电流和所述电机的转子的位置生成直轴实际电流和交轴实际电流；第一电流环，用于根据所述直轴目标电流和直轴实际电流生成第一电压调节量；第二电流环，用于根据所述交轴目标电流和交轴实际电流生成第二电压调节量；第一电压变换单元，用于根据所述第一电压调节量和所述第二电压调节量生成第一电压控制量和第二电压控制量；第一控制信号生成单元，用于根据所述第一电压控制量和第二电压控制量生成控制信号，所述控制信号用于控制所述驱动电路。
可选地，所述控制器包括：第二转速环，用于根据所述电机的目标转速和实际转速生成所述电机的目标转矩。
可选地，所述控制器还包括：转矩环，用于根据所述电机的目标转矩和实际转矩生成第三电压调节量；磁链环，用于根据所述电机的目标定子磁链和实际定子磁链生成第四电压调节量；第二电压变换单元，用于根据所述第三电压调节量和所述第四电压调节量生成第三电压控制量和第四电压控制量；第二控制信号生成单元，用于根据所述第三电压控制量和第四电压控制量生成控制信号，所述控制信号用于控制所述驱动电路。
可选地，所述电动工具还包括：调速机构，至少用于设置所述电机的目标转速。
本发明的有益之处在于：本发明的电动工具的电机恒速范围更宽。
附图说明
图1是电钻的外观结构图；
图2是一种实施方式的电钻的电路系统框图；
图3是另一种实施方式的电钻的电路系统框图；
图4是作为一种更具体的示例性的电钻的电路系统；
图5是一种实施方式的电机的定子和转子；
图6是电机的永磁转矩T1、磁阻转矩T2、电磁转矩Te的矩角特性曲线；
图7是电机的定子磁链、转子磁链以及d-q坐标系下电流的空间矢量图；
图8是电钻的电机母线电流与电机转矩关系曲线图；
图9是电钻的电机转速与电机转矩关系曲线图；
图10是电钻的电机效率与电机转矩关系曲线图；
图11是电钻的输出功率与电机转矩关系曲线图；
图12是角磨的外观图；
图13是图12所述角磨的部分结构剖视图；
图14是作为一种示例性的角磨的电路系统；
图15是电机的定子磁链、转子磁链以及d-q坐标系下电流的空间矢量图；
图16是角磨的电机转速与电机转矩关系曲线图；
图17是电机的永磁转矩T1、磁阻转矩T2、电磁转矩Te的矩角关系曲线；
图18是角磨的电机效率与电机转矩关系曲线图；
图19是角磨的电机母线电流与电机转矩关系曲线图；
图20是角磨的输出功率与电机转矩关系曲线图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本发明作具体的介绍。
本发明的电动工具,可以为手持式电动工具、花园类工具、花园类车辆如车辆型割草机，在此并非有所限制。本发明的电动工具包括但不限于以下内容：螺丝批、电钻、扳手、角磨等需要调速的电动工具，砂光机等可能用来打磨工件的电动工具，往复锯、圆锯、曲线锯等可能用来切割工件；电锤等可能用来做冲击使用的电动工具。这些工具也可能是园林类工具，比如修枝机、链锯、车辆型割草机；另外这些工具也可能作为其它用途，比如搅拌机。只要这些电动工具能够采用以下披露的技术方案的实质内容即可落在本发明的保护范围内。
参照图1，示例性地示出一种电动工具10，该电动工具为电钻。电动工具10主要包括：壳体11、功能件12、握持部13、调速机构14、电机15、电源装置16。当然，电钻还包括传动机构、钻头、电路板等（未暴露在图1的视角中）。
壳体11形成有握持部13，握持部13供用户握持，当然，握持部13可以作为独立的零件。壳体11构成电动工具10主体部分，其用于容纳电机15、传动机构以及其他诸如电路板等电子部件。壳体11的前端用于安装功能件。
功能件12用于实现电动工具10的功能，功能件由电机15驱动运行。对于不同电动工具而言，功能元件不同。对电钻而言，功能件12为钻头（未示出），用于实现钻孔功能。钻头与电机15可操作地连接，具体地，钻头通过输出轴和传动机构与电机15电连接。
电源装置16用于为电动工具10提供电能。在本实施例中，电动工具10电钻采用电池包16供电。作为可选地，电动工具10还包括电池包结合部17，用于使电池包16连接至电钻。
调速机构14至少用于设置电机15的目标转速，也即是说调速机构14用于实现电机15调速，调速机构14可以是但不限于扳机、旋钮等。在本实施方式中，调速机构14被配置成扳机结构。以上仅是示例性说明，并不构成对本发明的限制，在其他实施方式中，电源装置16也可以是交流电源，在另一些实施例中，电动工具10使用交流电源供电，所述的交流电源可以为120V或220V的交流市电，电源装置16包括电源转换单元，其连接于交流电，用于将交流电转换成可供所述电动工具10使用的电能。
在本发明的另一个实施例中，一种手持式电动工具包括电机，具备定子和转子；电机驱动轴或输出轴，由所述电机转子驱动；工具附件轴，用于支持工具附件；传动装置，用于连接电机输出轴至工具附件轴，用以将电机输出的扭矩传递至工具附件。其中电机输出轴可以与工具附件轴同轴、大致平行、大致垂直或倾斜设置，在此并非有所限制。
在本发明的再一个实施例中，一种花园工具，例如车辆型割草机，包括主体，由主体支撑的至少一个驱动轮或驱动轮组；提供扭矩至该至少一个驱动轮或驱动轮组的驱动装置，如电机；以及电路系统，控制电机驱动运行，以下将述及。
参照图2所示的电动工具10的一种实施方式的电路系统20，包括电源装置21、供电电路22、控制器23、驱动电路24、参数获取模块25、转速检测模块26、电机27。
电源装置21用于为电动工具10供电，在一些实施方式中，电源装置21输出直流电，更具体地，电源装置21包括电池包。在另一些实施例中，电源装置21输出交流电，交流电源可以为120V或220V的交流市电，交流电通过硬件电路对交流电源输出的交流信号进行整流、滤波、分压、降压等处理转换成可供电动工具使用的电能。作为可选方案，电动工具10使用电池包供电，电源装置21包括电池包。
供电电路22与电源装置21电连接，用于将来自电源装置21的电能转换成适合电动工具使用的电能，其与控制器23电连接，至少能够为控制器23供电。
电流检测模块25与电机27连接，用于采集电机27的电流，所述电流可以是电机27的母线电流或电机27的相电流，作为一个实施例，电流检测模块25检测电机27的各相电流，电机27的母线则可以由检测到的三相电流直计算获得。
在本发明的较佳实施例中，所述参数获取模块25用于获取所述电机27的电流、电机27的转速和转子的位置中的至少一个。在图2的实施方式中，参数获取模块25包括电流检测模块251以及位置和速度检测模块252，其中，电流检测模块251用于检测电机的电流，所述电流包括相电流，电流检测模块251还可以用于检测电机27的母线电流；速度和位置检测模块252包括传感器，传感器与电机27关联连接，直接检测电机27的速度和位置，速度和位置检测模块252例如是霍尔传感器。
在图2的实施方式中，速度和位置检测模块252直接检测电机27的速度和位置。而在另一实施方式中，参照图3，参数检测模块36则采用位置和速度估算模块362，通过检测到的电机37的电流估算出电机37的转速和电机的转子的位置，例如状态观测器检测法。在本发明的另一些实施例中，所述参数获取模块25用于获取所述电机的电流和电机的转速即可；而电机转子的位置可以通过电机的电流和/或电压分析估算获得，也可以通过其他与电机关联的元件的参数特性获得。在本发明的还有一些实施例中，所述参数获取模块25可以仅获取所述电机的电流，电机转速可以通过电机的电流和/或电压间接获得；而电机转子的位置可以通过电机的电流和/或电压分析估算获得，也可以通过其他与电机关联的元件的参数特性获得，在此并非有所限制。也即是，参数检测模块25至少获取电机27的电流、电机27的转速和转子的位置中的一个，另外的参数则可利用已获得参数通过计算或估算获得。
控制器23电连接至驱动电路24，用以控制驱动电路24工作。在一些实施例中，控制器43采用专用的控制芯片（例如，MCU，微控制单元，Microcontroller Unit）。
驱动电路24电连接至控制器23和电机27，其能够根据控制器23的控制信号驱动电机27运行。对于三相电机而言，驱动电路24具体与电机27的三相绕组电连接。驱动电路24具体包括有开关电路，开关电路用于根据控制器23的控制信号驱动电机27的转子运转。当然，电机27的相数也可以是其他相，在此不作限制。
为了使电机27转动，驱动电路24具有多个驱动状态，在一个驱动状态下电机27的定子绕组会产生一个磁场，控制器23被配置为依据电机27的转子转动位置输出相应的驱动信号至驱动电路24以使驱动电路24切换驱动状态，从而改变加载在电机27的绕组上的电压和/或电流的状态，产生交变的磁场驱动转子转动，进而实现对电机27运行。
图2所示作为一种示例性的驱动电路24，其包括开关元件Q1、Q、Q3、Q4、Q5、Q6，开关元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6组成三相电桥，其中Q1、Q3、Q5为上桥开关，Q2、Q4、Q6为下桥开关。开关元件Q1~Q6 可选用场效应管、IGBT晶体管等。各开关元件的控制端分别与控制器23电性连接，开关元件Q1~ Q6依据控制器23输出的驱动信号改变接通状态，从而改变电源装置21加载在电机27的绕组上的电压和/或电流状态，驱动电机27运转。当然，本发明不限于使用任何特定数目的开关的驱动电路以及任何特定数目的相的电机。
参照图4，作为一种示例性的控制器43，具体包括：第一转速环431、第一电流分配单元432、第一电流环433、第二电流环434、第一电压变换单元435、电流变换单元437、第一控制信号生成单元436。
调速机构48可以是如图1所示的调速机构14，用于供用户设定电机47的目标转速n0。第一转速环431与调速机构48以及位置和速度检测模块452关联连接，第一转速环431获取来自调速机构48的用户设置的电机47的目标转速n0以及来自位置和速度检测模块452检测到的电机47的实际转速n。
第一转速环431用于根据电机47的目标转速n0和实际转速n生成目标电流is0。具体地，第一转速环431能够根据电机47的目标转速n0和实际转速n通过比较和调节，生成目标电流is0。
第一电流分配单元432与第一转速环431连接，用于根据目标电流is0分配出第一目标电流id0和第二目标电流iq0。目标电流is0、第一目标电流id0和第二目标电流iq0电流均为具有方向和大小的矢量，其中第一目标电流id0和第二目标电流iq0方向相互垂直，目标电流is0由第一目标电流id0和第二目标电流iq0矢量合成。其中，第一目标电流id0和第二目标电流iq0可以根据以下公式获得：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
其中，Ψ f 为转子中永磁体产生的磁链，Lq、Ld分别为定子绕组的d轴和q轴的电感。Is即为第一转速环231根据电机27的目标转速n0和实际转速n生成的目标电流is0。
电流检测模块451将检测到的电机47的实际工作中的三相电流Iu、Iv、Iw传输至控制器43中的电流变换单元436。第一电流变换单元236获取三相电流Iu、Iv、Iw，并进行电流变换，并根据三相电流Iu、Iv、Iw变换成两相电流，分别为第一实际电流id和第二实际电流iq。
第一电流环433与第一电流分配单元432和电流变换单元437连接，获取第一目标电流id0和第一实际电流id，并根据第一目标电流id0和第一实际电流id生成第一电压调节量Ud。
第二电流环434与第一电流分配单元432和电流变换单元437连接，获取第二目标电流iq0和第一实际电流iq，并根据第二目标电流iq0和第二实际电流iq生成第二电压调节量Uq。
第一电压变换单元435与第一电流环433和第二电流环434连接，获取第一电压调节量Ud和第二电压调节量Uq，以及来自位置和速度检测模块452的电机47的转子的位置，并能将第一电压调节量Ud和第二电压调节量Uq变换成与加载至电机47的三相电压Uu、Uv、Uw有关的中间量Ua和Ub输出至第一控制信号生成单元436，第一控制信号生成单元436根据中间量Ua和Ub生成PWM信号用于控制驱动电路44的开关元件，从而能够使电源装置41输出三相电压Uu、Uv、Uw加载至电机47的绕组， Uu、Uv、Uw为三相对称正弦波电压或马鞍波电压，三相电压Uu、Uv、Uw互成120°相位差。
也即是说，本实施方式中，第一电流分配单元432用于根据第一转速环431生成的电机47的目标电流分配直轴目标电流和交轴目标电流；电流变换单元427用于根据电机47的实际电流和所述电机的转子的位置生成直轴实际电流和交轴实际电流；第一电流环433用于根据直轴目标电流和直轴实际电流生成第一电压调节量Ud；第二电流环434用于根据交轴目标电流和交轴实际电流生成第二电压调节量Uq；第一电压变换单元435用于根据第一电压调节量Ud和第二电压调节量Uq生成第一电压控制量Ua和第二电压控制量Ub；第一控制信号生成单元436根据第一电压控制量Ua和第二电压控制量Ub生成控制信号，控制信号用于控制驱动电路44。所述控制信号为PWM信号。所述PWM信号的占空比跟随所述转子的位置变化而变化。所述控制器43控制所述驱动电路44以使所述电机47输入电压近似呈正弦波变化。所述电机47为三相电机，所述电机47的三相输入电压互呈120°相位角。
本实施方式控制方式包括：电流变换单元437获取电流检测模块45的检测到的三相电流Iu、Iv、Iw以及转子位置信息，并进行电流变换，将三相电流Iu、Iv、Iw变换成两相电流，分别为第一实际电流id和第二实际电流iq。
第一电流环433获取上述第一目标电流id0和第一实际电流id，并根据第一目标电流id0和第一实际电流id生成第一电压调节量Ud。
第二电流环434获取上述第二目标电流iq0和第一实际电流iq，并根据第二目标电流iq0和第二实际电流iq生成第二电压调节量Uq。
第一电压变换单元435获取第一电压调节量Ud和第二电压调节量Uq以及转子位置，并将第一电压调节量Ud和第二电压调节量Uq变换成与加载至电机47的三相电压Uu、Uv、Uw有关的第一电压控制量Ua和第二电压控制量Ub输出至第一控制信号生成单元436，第一控制信号生成单元436根据第一电压控制量Ua和第二电压控制量Ub生成PWM信号用于控制驱动电路44的开关元件，从而使电源装置41输出三相电压Uu、Uv、Uw加载至电机47的绕组，Uu、Uv、Uw为三相对称正弦波电压或马鞍波电压，Uu、Uv、Uw互成120°相位差。
上述电机47可以采用如图5所示的电机50，电机50为无刷永磁电机。电机50包括定子511、转子52和转子输出轴573。转子52可以内置于定子511，也可以外置于定子51，在此并不做限制。本实施方式，以内转子电机为例，转子52内置于定子51，转子输出轴53与转子52固定连接，转子52转动时带有转子输出轴53转动从而带动功能件12工作。定子51包括定子绕组（未示出），其设置于定子51中。本发明并不限于上述电机，还可以具有其他相数、其他槽数以及其他极数的电机。
转子52包括永磁体521和转子铁芯522，转子铁芯522中设置有用于安装永磁体521的插槽，这样使得转子52在直轴（D轴）和交轴（Q轴）方向的电感（即Ld和Lq）不相等，转子52可以产生两种不同类型的转矩，包括由永磁体521产生的永磁转矩T1，以及由转子铁芯522产生的磁阻转矩T2，永磁转矩T1和磁阻转矩T2矢量合成总的电磁转矩Te，该电磁转矩Te带动转子52转动。直轴D轴和交轴Q轴分别对应于图7和图15中的d轴和q轴，d轴和q轴之间的电角度为90°。d轴为直轴，q轴为交轴。
永磁转矩T1、磁阻转矩T2、电磁转矩Te的关系如图6所示，其中横轴表示电角度，单位为度，纵轴表示转矩，单位为N.m，永磁转矩T1和磁阻转矩T2矢量合成电磁转矩Te，为了方便说明定义此处的电角度为电机50的转矩角。永磁转矩T1、磁阻转矩T2与电磁转矩Te的关系有如下公式：
Te= 1.5P n [Ψ f i q + (L d - L q )i d i q ]，
公式中包含了两项，前者1.5P n Ψ f i q 为永磁转矩T1，如图6中曲线T1；后者1.5P n (L d -L q )i d i q 为磁阻转矩T2，如图6中曲线T2；Te为曲线T1和曲线T2所合成，为图6中Te曲线，其中，Ψ f 为转子磁链，i q 为q轴电流，i d 为d轴电流，Ld为定子绕组d轴电感，Lq为定子绕组q轴电感。从图6中可以看出，合成的电磁转矩Te在对应的转矩角处于90°~135°范围内具有一个近似最大值Tmax或最大值Tmax。在本发明的实施例中，实际上在运行时，加载至电机定子电流id<0：在上述公式中，假设id=0情况下，T1= 1.5P n Ψ f i q ，即此时T1的最大值为1.5P n Ψ f Is（当id=0时，i q= Is），其中Kt=1.5P n y f ，则T1的最大值为KtIs，Is为输入至电机的相电流，P n 为磁铁的极对数目例如4个磁铁有2个极对数，y f 为某一电机的磁链常数；则在电动工具实际运行时，加载至电机定子电流id<0，且L d < L q , 则此时Te的最大值Tmax> KtIs。该公式中，i q 对应于图4中的第一目标电流id0，i d 对应于第二目标电流iq0。在本发明的其他一些实施例中，根据不同电机的实际特性和实际电流，可以使得定子磁链和转子磁链之间的夹角在取值范围为90°~135°内变动。
作为一种实施方案，在本实施方式中，采用如图4所示的控制器43，控制器被43配置为：依据所述电机47的电流、电机47的转速和转子的位置中的至少一个动态调整加载至所述定子的电流以使定子磁链和转子磁链的夹角的取值范围为90°~135°。也即是说，控制器被43依据通过直接获得或检测获得的电机47的转速、电流和转子位置动态控制加载至定子的电流来调整定子磁链，使得定子磁链和转子磁链之间的夹角在取值范围为90°~135°内变动。当然，可以根据电动工具实际作业工况需要，依据电机的转速和电流动态控制加载至定子的电流来调整定子磁链，使得定子磁链和转子磁链之间的夹角持续维持在获得一个近似最大值Tmax或最大值Tmax的那个角度上，即此时Tmax持续维持在大于KtIs，如此可以大大提升电动工具的输出性能。需要说的是，在本发明中，“控制器依据电机的转速、电机的电流和电机的转子位置中的至少一个”指的是，控制器至少获得电机的转速、电机的电流和电机的转子位置中一个，这三个参数中的其他的参数可以根据已经获得的参数通过计算或估算获得，控制器最终依据通过直接或间接获得的获得电机的转速、电机的电流和电机的转子位置以下不在赘述。
在另一些实施方式中，定子磁链和转子磁链之间夹角的取值范围还可以是90°~120°。在另一些实施方式中，所述定子磁链和转子磁链之间夹角的取值范围还可以是110°~120°。在另一些实施方式中，所述定子磁链和转子磁链之间夹角的取值范围还可以是110°~130°。在另一些实施方式中，所述定子磁链和转子磁链之间夹角的取值范围还可以是105°~115°。另一些实施方式中，所述定子磁链和转子磁链之间夹角的取值范围还可以是90°~165°。在本发明的较佳实施例中，可以通过调控定子磁链和转子磁链之间夹角持续维持在近似Tmax或Tmax，能够使合成的电磁转矩Te尽可能达到最大值，从而大大提升电机输出转矩。
在本发明的较佳实施例中，通过控制加载在电机47上的三相Uu、Uv、Uw，以使电机27的定子磁链和转子磁链之间夹角处于90°~135°之间，所述的三相Uu、Uv、Uw为三相对称正弦波电压或马鞍状波形，三相Uu、Uv、Uw互成120°相位差。
图7从电机47的空间矢量角度示出本发明的控制方式，在本实施方式中，采用如图4所示的控制器43，控制器43通过控制加载在电机47上的三相电压Uu、Uv、Uw以控制加载至定子上的电流，以使定子绕组产生定子电流空间矢量is0，所述的定子电流空间矢量is0与定子磁链空间矢量Ψs同相，定子磁链Ψs与转子磁链Ψf的夹角β，这里的夹角β即为图6所示的曲线中横轴所表示的转矩角。具体地，控制器43根据直接或检测获得的电机47的转速、电流以及转子的位置，控制加载在电机47上的电压以控制加载至定子上的电流，加载至定子上的电压为三相对称正弦波电压Uu、Uv、Uw，三相电压Uu、Uv、Uw互成120°相位差，加载至定子上的电流使定子产生定子磁链，控制器43动态调整电流以使定子磁链Ψs和转子磁链Ψf的夹角β的取值范围为90°~135°。
结合图4和图7，控制器47依据调速机构48获得电机47的目标速度n0以及位置和速度检测模块452获得的电机47的实际速度n，并根据目标速度n0和实际速度n通过第一转速环获得目标电流is0，然后第一电流分配单元432根据目标电流is0分配第一目标电流id0和第二目标电流iq0。图4中的目标电流is0对应于图7中的电流空间矢量is0，图4中的第一目标电流id0对应于图7中的d轴分量的电流id0，第二目标电流iq0对应于图7中的q轴分量的电流iq0。
同时控制器43根据电流检测模块451检测到的三相电流Iu、Iv、Iw以及位置和速度检测模块452检测到的电机47的转子位置，通过电流电流变换单元437变换后获得第一实际电流id和第二实际电流iq，然后利用第一电流环433根据第一目标电流id0和第一实际电流id获得第一电压调节量Ud，以及利用第二电流环434根据第二目标电流iq0和第二实际电流iq获得的第二电压调节量Uq，获得第一电压调节量Ud以及第二电压调节量Uq经过第一电压变换单元435变换后的结果送入第一控制信号生成单元436，第一控制信号生成单元436根据第一电压变换单元435传输来的结果生成PWM信号，第一控制信号生成单元436生成的PWM信号控制驱动电路44以控制电源装置41加载至电机47的三相电压Uu、Vu、Ww，该三相电压Uu、Vu、Ww为三相对称正弦波电压或马鞍波电压，且三相电压Uu、Vu、Ww互成120°相互差，并加载至电机47的三相电压Uu、Vu、Ww能够使得定子绕组产生电流，控制器43控制定子电流以调整定子磁链，使得定子磁链Ψs和转子磁链Ψf的夹角β的取值范围为90°~165°。
结合图4、图6和图7，图4中的第一电流分配单元432根据目标电流is0分配出的第一目标电流id0和第二目标电流iq0能够使得电机47的转子产生永磁转矩T1和磁阻转矩T2，电机获得的电磁转矩Te由T1和T2的矢量合成，且Te=1.5P n [Ψf *iq0+ (Ld - Lq) id0*iq0]。
图8从电机母线电流与电机转矩关系曲线角度示出图1所示的电钻的控制方式。其中，实线为采用本实施方式的控制方式，粗虚线表示采用传统的方波控制方式。横轴表示电机输出转矩，单位为N.m，纵轴表示电机母线电流，单位为A。
本实施方式采用如图2所示的电路系统和如图4所示的控制器43，控制器43通过控制电源装置41加载在电机47上的电压来控制电机47的电流，所述的电压为三相对称正弦波电压Uu、Uv、Uw，Uu、Uv、Uw互呈120°相位差。
具体地，控制器43依据电机47的转速、电机的电流和电机的转子位置中的至少一个动态调整加载至所述定子上的电流以使电机的母线电流在第一转矩区间（即0~Tm0转矩区间）以第一电流转矩特性曲线变化，而在第二转矩区间（即Tm0~Tm1转矩区间）以第二电流转矩特性曲线变化，其中，在第一电流转矩特性曲线选取0、Tm0所在的第一虚拟直线L1的斜率定义为第一斜率，在第二电流转矩特性曲线选取Tm0、Tm1所在的第二虚拟直线L2的斜率定义为第二斜率，其中，所述第一电流转矩特性曲线所在的第一虚拟直线L1的第一斜率大于第二电流转矩特性曲线所在的第二虚拟直线L2的第二斜率。作为可选地，第一斜率为第一电流转矩特性曲线在第一转矩区间（即0~Tm0转矩区间）内的任意一点的斜率，第二斜率为第二电流转矩特性曲线在第二转矩区间（即Tm0~Tm1转矩区间）内的任意一点的斜率。也即是说电机47的母线电流存在拐点R，在拐点R之前的第一斜率大于在拐点R之后的第二斜率。也即是说，在拐点之前，电机的母线电流随电机转矩以较快的速度增加，在拐点之后，电机的母线电流随电机转矩以较慢的速度增加。即第一电流转矩特性曲线和第二电流转矩特性曲线随着转矩的增加母线电流增大，但第一电流转矩特性曲线随着转矩的增加电流增大的速度快一些，而第二电流转矩特性曲线随着转矩的增加电流增大的速度慢一些。也就是说，本实施方式的控制方式，电动工具在轻载的情况下，电流增大的速度快一些；电动工具在重载的情况下，电流增大的速度慢一些。
参见图8，采用本发明的控制方式，控制器43控制驱动电路44使电机47以预设转矩转动时，电源装置41的输出电流为第二输出电流；假设控制器43以第一控制方式控制驱动电路44时使电机47以所述预设转矩转动时，电源装置41的输出电流为第一输出电流；其中，所述第二输出电流小于所述第一输出电流。在本实施方式，第一控制方式为传统方波控制方式。
需要说明的是，本发明中的“假设控制器以第一控制方式控制驱动电路”或“假设控制器以第三控制方式控制驱动电路”仅是用于对比本发明的控制方式与其他控制方式，作为可选地，第一控制方式和第三控制方式为传统方波控制方式。也即是说，本发明的控制器43仅用于实施本发明的控制方式，并不会用于实施第一控制方式或第三控制方式来控制驱动电路44。以下涉及到“假设控制器以第一控制方式控制驱动电路”或“假设控制器以第三控制方式控制驱动电路”均如上所述，下文不再赘述。
作为一个具体实施例，预设转矩设置为Tm2，此时，此时采用传统的方波控制方式使电源装置41输出的第一输出电流，对应于图8中电机母线电流为I1，而采用本实施方式的控制方式使电源装置41输出的第二输出电流，对应于图8中电机母线电流为I2，第二输出电流I2小于所述第一输出电流I1。
结合图8和图11，通过这样的控制方式，在重载区域，本实施方式的控制方式相比传统的方波控制方式，在同样的输出转矩下，电机47的母线电流更小，电源装置41的输出电流更小，同时电动工具10的输出功率更高，这样可以节约能源，对于采用电池包作为电源装置41来说，能够提高电池包的航能力。
图9为从电机转速与电机转矩关系曲线的角度来示出图1所示电钻的控制方式。本实施方式采用如图2所示的电路系统以及如图4所示的控制器43，控制器43通过控制电源装置41加载在电机47上的电压来控制电机47的电流，所述的电压为三相对称正弦波电压Uu、Uv、Uw，其中Uu、Uv、Uw互成120°相位差。
具体地，具体地，控制器43依据电机47的转速、电机的电流和电机的转子位置中的至少一个动态调整加载至所述定子上的电流，控制器43通过控制加载在电机47上的电压来控制加载至定子上的电流，加载至定子上的电压为三相对称正弦波电压Uu、Uv、Uw，三线电压Uu、Uv、Uw互成120°相位差，加载至定子上的电流使定子产生定子磁链，控制器43动态调整定子上的电流以使定子磁链和转子磁链的夹角的取值范围为90°~135°。
本实施方式的控制器43控制驱动电路44时，电机47获得第二恒速转矩区间；假设控制器43以第一控制方式控制驱动电路44时，电机47获得第一恒速转矩区间；其中，第二恒速转矩区间的长度大于所述第一恒速转矩区间的长度。
图9中，横轴表示电机输出转矩，单位为N.m，纵轴表示电机转速n，单位为rpm。其中实线为采用本实施方式的控制方式的电机转速随电机转矩变化的效果曲线，粗虚线表示采用传统的方波控制方式的电机转速随电机转矩变化的效果曲线。本实施方式的在转矩处于0~Tm4区间内，电机转速基本处于恒速状态，而传统的方波控制方式并没有这样长的恒速区间。
从图9中可以看出，与传统方波控制方式相比，本实施方式的控制方式具有恒速范围宽的优势，这对于一些工作轻中载范围的电动工具来说，例如，电钻、电动螺丝批等，具有较宽的恒速特性，能够获得较好的较一致的工作效果。
在本实施方式中，控制器43控制驱动电路44使电机47在预设转矩区间转动使时，电机47获得第二转速；假设控制器43以第一控制方式控制驱动电路44使电机在所述预设转矩区间转动时，电机获得第一转速；其中，第二转速大于所述第一转速。参照图9，作为可选地，预设转矩区间设置为转矩大于Tm4的转矩区间即大于Tm4），例如，如图9中的Tm3~Tm2转矩区间，采用本发明的控制方式，在电机输出相同转矩（例如，Tm2）时，电机转速比传统方波控制方式的电机转速更高，对于电钻等电动工具而言，更高的电机转速意味着更高的工作效率。并且，结合图8和图9，在预设转矩（例如，Tm2）时，采用本发明的控制方式，电机转速比传统方波控制方式的电机转速更高，但所需的电流却比传统方波控制的小，也就是说，采用本发明的控制方式可以通过更小的电流获得更高的转速，对于采用电池包作为电源装置41的电动工具来说，能够提高电池包的续航能力。
图10从电机效率与电机转矩关系曲线的角度来比较本实施方式的控制方法与传统方波控制方式的效果。其中，横轴表示电机输出转矩，单位为N.m，纵轴表示电机效率，无单位。其中，实线为采用本实施方式的控制方式的电机效率随电机转矩变化的效果曲线，粗虚线表示采用传统的方波控制方式的电机效率随电机转矩变化的效果曲线。从图10中可以看出，与传统方波控制方式相比，采用实施方式的控制方式的电机的效率更高。
图11从电动工具输出功率与电机转矩关系曲线角度来示出图1所示电钻的控制方式。其中，横轴表示电机输出转矩，单位为N.m，纵轴表示电动工具输出功率，单位为W。其中，实线为采用本实施方式的控制方式，粗虚线表示采用传统方波控制方式。
本实施方式控制器43控制驱动电路44使电机47在预设转矩区间（例如，大于Tm5）以预设转矩（例如，Tm6）转动时，电动工具10的输出功率为第二输出功率w2；假设控制器44以第一控制方式控制驱动电路44使电机47在所述预设转矩区间（例如，大于Tm5）以所述预设转矩（例如，Tm6）转动时，电动工具10的输出功率为第一输出功率w1；其中，第二输出功率w2大于所述第一输出功率w1。在本实施方式中，第一控制方式为传统方波控制方式。
从图11中可以看出，与传统的方波控制方式相比，本实施方式的控制方式能够使电机47在输出转矩相同的情况下，电动工具10的输出功率更高。结合图8和图11，当电机在某个预设转矩区间（例如，大于Tm1）内以某个预设转矩转动（例如，Tm2）时，本发明的控制方式与传统的方波控制方式相比，电源装置41输出的电流更小，同时电动工具的输出功率更高，从而能够使作为电源装置41的电池包的续航能力更高。
结合图8、图9和图11，当电机在某个预设转矩区间（例如，大于Tm1）内以某个预设转矩转动（例如，Tm2）时，本发明的控制方式与传统的方波控制方式相比，本发明的控制方式使得电源装置41输出的电流更小，同时电动工具10的输出功率更高，电机47的转速更高，从而能够使作为电源装置41的电池包的续航能力更高。
当然，上述实施方式并不限于采用上述图4的控制器43通过控制电流或电压矢量来间接控制定子磁链，以调整定子磁链和转子磁链的夹角，还可以采用如图14的控制器73，通过直接控制定子磁链来调整定子磁链和转子磁链的夹角，同样能实现上述效果。具体地，控制器73包括：第二转速环731，用于根据电机77的目标转速和实际转速生成电机77的目标转矩。控制器73还包括：转矩环733，用于根据电机77的目标转矩和实际转矩生成第三电压调节量v1；磁链环734，用于根据电机77的目标定子磁链和实际定子磁链生成第四电压调节量v2；第二电压变换单元735，用于根据所述第三电压调节量v1和所述第四电压调节量v2生成第三电压控制量Uα和第四电压控制量Uβ；第二控制信号生成单元736，用于根据所述第三电压控制量Uα和第四电压控制量Uβ生成控制信号，所述控制信号用于控制所述驱动电路。
图12和图13示例性地示出了另一种电动工具60，该电动工具60为角磨，其主要包括壳体61、功能件62、握持部63、调速机构64、电机65、电源装置66。
壳体61形成有握持部63，握持部63供用户握持，当然，握持部63可以作为独立的零件。壳体61构成电动工具60的主体部分，其用于容纳电机65、传动机构以及其他诸如电路板等电子部件。壳体61的前端用于安装功能件62。
功能件62用于实现电动工具60的功能，功能件由电机65驱动运行。对于不同电动工具60而言，功能元件不同。对角磨而言，功能件62为磨片，用于实现打磨或切割功能。功能件62与电机65可操作地连接，具体地，功能件62通过输出轴69和传动机构68与电机65电连接。
调速机构64至少用于设置电机65的目标转速，也即是说，调速机构64用于实现电机65调速，调速机构65可以是但不限于扳机、旋钮、滑动机构等。在本实施方式中，调速机构64被配置成滑动机构。
电源装置66用于为电动工具60提供电能。在本实施例中，电动工具60采用电池包66供电。作为可选地，电动工具60还包括电池包结合部67，用于使电池包66连接至电动工具60。在其他实施方式中，电源装置66也可以是交流电源，所述的交流电源可以为60V或220V的交流市电，电源装66包括电源转换单元，其连接于交流电，用于将交流电转换成可供所述电动工具使用的电能。
上述电动工具60的运行还依赖于电路系统。参照图14，作为一种示例性的电路系统，其中，控制器73包括：第二转速环731、第二电流分配单元732、转矩环733、磁链环734、第二电压变换单元735、第二控制信号生成单元736，第二电流变换单元737、转矩和磁链计算单元738，目标磁链计算单元739以及反馈线性化控制单元730。其中，反馈线性化控制单元730和第二电压变换单元735可以统称为电压变化单元，均是实现电压变换。
参照图15至图 17，控制器73被配置为执行以下操作：在第一负载区间（0~Tn1），以第一特性控制方式控制驱动电路74以使电机77在第一转速范围内转动；在第二负载区间（大于Tn1），以第二特性控制方式控制驱动电路74以使电机77在第二转速范围内转动；第一特性控制方式包括：依据电机47的电流、电机47的转速和电机47的转子的位置中的至少一个动态调整加载至定子的电流以使定子磁链和转子磁链的夹角β的取值范围为135°~180°；第二特性控制方式包括：依据电机77的电流、电机77的转速和电机77的转子的位置中的至少一个动态调整加载至定子的电流以使定子磁链和转子磁链的夹角β的取值范围为90°~135°；其中，控制器73以第二特性控制方式控制驱动电路74时电机77的输出转矩大于控制器73以第一特性控制方式控制驱动电路74时电机77的输出转矩（参见图17）。电机的输出转矩与电机的电磁转矩Te呈正相关关系，电机的电磁转矩Te越大，则电机的输出转矩越大。
也即是，在第一负载区间（0~Tn1转矩区间段），控制器77以调控定子磁链和转子磁链的夹角的第一特性控制方式进行控制；而在第二负载区间（大于Tn1转矩区间段），以调控定子磁链和转子磁链的夹角且要获得近似Tmax或Tmax的第二特性控制方式进行控制。具体地而言，第一特性控制方式包括：依据电机77的电流、电机77的转速和转子的位置中的至少一个动态调整加载至定子的电流以使定子磁链和转子磁链的夹角β的取值范围为135°~180°，使得所述电机77的转矩以不大于或小于等于预设阈值KtIs运行，其中， Kt=1.5PnΨf，Pn为磁铁的极对数目，例如4个磁铁有2个极对数，Ψf为电机的磁链常数；Is为电机的相电流。所述第二特性控制方式包括：依据电机77的电流、电机77的转速和转子的位置中的至少一个动态调整加载至定子磁链以使定子磁链和转子磁链的夹角β的取值范围为90°~135°，使得所述电机77的转矩在预设时间范围内以持续大于预设阈值KtIs运行，其中，Kt=1.5PnΨf，Pn为磁铁的极对数目，例如4个磁铁有2个极对数，Ψf为电机的磁链常数；Is为电机的相电流；其中，控制器73以第二特性控制方式控制驱动电路74时电机77的输出转矩大于控制器73以第一特性控制方式控制驱动电路74时电机77的输出转矩。
在本发明的其他一些实施例中，在第一特性控制方式中，也可以调控定子磁链和转子磁链的夹角的取值范围为90°~120°，或90°~135°，或110°~120°，或110°~130°，或110°~140°，或105°~135°，或115°~145°，或120°~160°，或135°~165°，或150°~180°，使得所述电机77的转矩以不大于预设阈值KtIs运行；而在第二特性控制方式中，也可以调控定子磁链和转子磁链的夹角的取值范围为110°~120°，或110°~130°，或105°~115°，或115°~135°，或120°~145°，但使得电机77的转矩在预设时间范围内以持续大于预设阈值KtIs运行。具体地，控制器73中的第二转速环731获取来自位置和速度检测模块752的电机77的实际转速n以及用户通过调速机构78设置的电机的目标转速n0，并且根据电机的实际转速n和电机的目标转速n0输出目标电磁转矩Te0。调速机构78可以采用如图12所示的调速机构64。
第二电流分配单元732根据第二转速环731输出的目标转矩Te0分配第一目标id0和第二目标电流iq0。参照图15，第一目标电流id0和第二目标电流iq0为具有方向和大小的矢量，并且第一目标id0和第二目标电流iq0的之间的电角度为90°，第一目标id0和第二目标电流iq0分别位于d轴和q轴上，第一目标id0和第二目标电流iq0能够矢量合成目标电流is0。目标磁链计算单元739能够根据第一目标id0和第二目标电流iq0计算出目标定子磁链Ψs0，目标定子磁链Ψs0与目标电流is0同向。通过这样的方式，控制器73通过直接动态调整定子磁链以控制定子磁链Ψs与转子磁链Ψf之间的夹角β处于90°~135°或135°~180°范围内从而提升电动工具在不同的实际工况下的输出性能。
下面需要将目标定子磁链Ψs0、目标电磁转矩Te0与实际的定子磁链Ψs、实际电磁转矩Te进行比较、调节，生成控制信号来调整实际的定子磁链Ψs和实际的电磁转矩Te，以使得实际的定子磁链Ψs和实际的电磁转矩Te能够尽可能达到目标定子磁链Ψs0、目标电磁转矩Te0。所述实际的定子磁链Ψs与转子磁链Ψf之间的夹角较佳处于90°~135°，或135°~180°范围内。也就是说，通过建立Te=f(Ψs,Ψf, β)函数关系，动态调整定子磁链，使得实际的定子磁链Ψs和实际的转子磁链Ψf,之间的夹角取值范围为90°~135°。在本发明的其他一些实施例中，也可以通过建立Te=f(Ψs,Ψf, β)函数关系，动态调整定子磁链，使得定子磁链和转子磁链之间的夹角取值范围还可以为90°~120°，或110°~120°，或110°~130°，或110°~140°，或105°~115°，或115°~145°，或120°~160°，或135°~165°。
具体地，第二电流变换单元737获取电流检测模块731的检测到的三相电流Iu、Iv、Iw以及位置和速度检测模块732的输出的转子的位置θ，将三相电流Iu、Iv、Iw变换成两相实际电流id和iq，id和iq是具有方向和大小的矢量，且id和iq的方向相互垂直。
转矩和磁链计算单元738获取来自第二电流变换单元737的两相实际电流id和iq，并且根据两相实际电流id和iq生成实际电磁转矩Te和实际定子磁链Ψs。实际电磁转矩Te输出至转矩环733，实际磁链Ψs输出至磁链环734。
转矩环733获取转矩和磁链计算单元738计算得出的实际转矩Te以及第二转速环731输出的目标电磁转矩Te0，并根据实际电磁转矩Te和目标电磁转矩Te0生成电压调节量v1。
磁链环734获取转矩和磁链计算单元计算得出的实际定子磁链Ψs以及目标磁链计算单元739生成的目标定子磁链Ψs0，并根据实际定子磁链Ψs和目标定子磁链Ψs0生成电压调节量v2。
反馈线性化控制单元730依据转矩环733生成的电压调节量v1、磁链环734生成的电压调节量v2、以及转矩和磁链计算单元738生成的实际的定子磁链Ψs的d轴分量Ψd和q轴分量Ψq，并根据v1、v2、Ψd、Ψq生成d-q坐标系下的电压控制量Uq和电压控制量Ud。
第二电压变换单元735获取第一电压控制量Uq和第二电压控制量Ud，并将电压控制量Uq和电压控制量Ud变换成α-β坐标系下的电压控制量Uα和电压控制量Uβ。
第二控制信号生成单元736根据α-β坐标系下的电压控制量Uα和电压控制量Uβ生成用于控制驱动电路74的PWM控制信号, 从而使电源装置71输出三相电压Uu、Uv、Uw加载至电机77的绕组，Uu、Uv、Uw为三相对称正弦波电压或马鞍波电压，Uu、Uv、Uw互成120°相位差，并且加载至电机77的三相Uu、Uv、Uw使得定子磁链Ψs0与转子磁链Ψf之间的夹角处于90°~135°，或135°~180°范围内。
也即是说，第二转速环731用于根据电机77的目标转速和实际转速生成所述电机的目标转矩。转矩环733用于根据电机77的目标转矩和实际转矩生成第三电压调节量v1；磁链环734用于根据电机77的目标定子磁链和实际定子磁链生成第四电压调节量v2；第二电压变换单元735，用于根据所述第三电压调节量v1和所述第四电压调节量v2生成第三电压控制量Uα和第四电压控制量Uβ。作为可选地，控制器73还包括反馈线性化控制单元730，输入端连接转矩环733和磁链环734，输出端连接至第二电压变换单元735。第二控制信号生成单元736用于根据第三电压控制量Uα和第四电压控制量Uβ生成控制信号，所述控制信号用于控制所述驱动电路74。控制信号为PWM信号，PWM信号的占空比跟随转子的位置变化而变化。控制器73控制所述驱动电路74以使所述电机77输入电压近似呈正弦波变化。电机77为三相电机，电机77的三相输入电压互呈120°相位角。
通过这样的方式，直接根据实际反馈的电磁转矩和定子磁链来进行直接转矩控制，使得电机的转子磁链Ψs和定子磁链Ψf的夹角β处于90°~135°，或135°~180°范围内，从而提升电机77的驱动性能。
图16从电机转速与电机转矩曲线角度来示出图12所示角磨的控制方式。其中，横轴表示电机输出转矩，单位为N.m，纵轴表示电机转速，单位为rpm。其中，实线为采用本实施方式的控制方式，粗虚线表示采用传统方波控制方式。
如图16所示，由于电机的负载增大，电机输出转矩也应相应增加，本实施方式中，第一负载区间对应于0至Tn1转矩区间段，第二负载区间对应于大于Tn1的转矩区间段。
在第一负载区间，以第一特性控制方式控制驱动电路74以使所述电机77在第一预设转速范围内转动，第一特性控制方式能够控制电机在加载在电77上的电压在达到电源装置71的最大供电电压后，仍然能够使电机77达到更高的转速。在第一负载区间，控制器73以第一特性控制方式控制驱动电路74时，电机77输出第一转速，在第二负载区间，控制器73以第二特性控制方式控制驱动电路74时，电机77输出第二转速，假设控制器73以第三控制方式控制驱动电路74时，电机77输出第三转速，其中，第一转速大于第三转速，第二转速大于第三转速。通过这样的方式，使得本实施方式的控制方式与传统的方波控制方式相比，无论轻重载还是中重载情况下，在相同的电机输出转矩下，本实施方式的控制方式使得电机转速都高于传统的方波控制方式。作为可选地，所述第三控制方式为传统方波控制方式。
结合图16和图17，在第一负载区间（即0~Tm3转矩区间段内），以第一特性控制方式控制所述驱动电路74以使所述电机77小于预设阈值，所述预设阈值根据电机的特性和电机的电流设置。在本实施方式中，所述预设阈值的大小为KtIs，其中，Kt=1.5PnΨf，Pn为磁铁的极对数目，例如4个磁铁有2个极对数，Ψf为电机的磁链常数。Is为电机的电流。而在第二转矩区间（即大于Tm3区间段内），以第二特性控制方式控制所述驱动电路74以使所述电机77的转矩在至少在预设时间范围内持续大于预设阈值KtIs，所述预设阈值KtIs根据电机的特性kt和电机的电流Is设置。其中，第一负载区间的电机负载扭矩小于第二负载区间的电机负载扭矩。
当然，本实施方式并不限于采用上述图14的控制器73，通过直接控制定子磁链来调整定子磁链和转子磁链的夹角，还可以采用图4的控制器43通过控制电流或电压矢量来间接控制定子磁链，以调整定子磁链和转子磁链的夹角，同样能实现无论轻重载还是中重载情况下，在相同的电机输出转矩下，本实施方式的电机转速都高于传统的方波控制方式。具体地，控制器73包括第一电流分配单元432用于根据第一转速环431生成的电机47的目标电流分配直轴目标电流和交轴目标电流；电流变换单元427用于根据电机47的实际电流和所述电机的转子的位置生成直轴实际电流和交轴实际电流；第一电流环433用于根据直轴目标电流和直轴实际电流生成第一电压调节量Ud；第二电流环434用于根据交轴目标电流和交轴实际电流生成第二电压调节量Uq；第一电压变换单元435用于根据第一电压调节量Ud和第二电压调节量Uq生成第一电压控制量Ua和第二电压控制量Ub；第一控制信号生成单元436根据第一电压控制量Ua和第二电压控制量Ub生成控制信号，控制信号用于控制驱动电路44。所述控制信号为PWM信号。所述PWM信号的占空比跟随所述转子的位置变化而变化。所述控制器43控制所述驱动电路44以使所述电机47输入电压近似呈正弦波变化。所述电机47为三相电机，所述电机47的三相输入电压互呈120°相位角。
图18从电机效率与电机转矩关系曲线的角度来比较本实施方式的控制方式与传统方波控制方式的效果，其中，横轴表示电机输出转矩，单位为N.m，纵轴表示电机效率，无单位。其中实线为采用本实施方式的控制方式下电机效率随电机转矩变化的效果曲线，粗虚线表示采用传统的方波控制方式下电机效率随电机转矩变化的效果曲线。从图中可以看出，与传统方波控制方式相比，采用实施方式的控制方式的电机的在轻中载范围内效率更高。
参照图19，从电机母线电流与电机转矩关系曲线的角度来比较本实施方式的控制方式与传统方波控制方式的效果，其中，横轴表示电机输出转矩，单位为N.m，纵轴表示电机母线电流，单位为A。其中实线为采用本实施方式的控制方式下电机效率随电机转矩变化的效果曲线，粗虚线表示采用传统的方波控制方式下电机效率随电机转矩变化的效果曲线。
在本实施方式中，电机77的母线电流在第一转矩区间（例如，0~Tn2）内以第一斜率增加，在第二转矩区间（例如，Tn2~t4）内以第二斜率增加，其中，所述第一斜率大于第二斜率。无论是第一负载区间的某个转矩区间还是第二负载区间中的某个转矩区间，抑或是跨第一负载区间和第二负载区间的某个转矩区间，总之，在本实施方式中，电机77的母线电流存在拐点S，在拐点之前的第一斜率大于在拐点S之后的第二斜率。也即是说，在拐点S之前，电机的母线电流随电机转矩以较快的速度增加，在拐点之后，电机的母线电流随电机转矩以较慢的速度增加。作为可选地，第一斜率可以是连接第一转矩区间的两个端点0和Tn2对应所在转速的虚拟直线的斜率，第二斜率是连接第二转矩区间的两个端点的虚拟直线L3的斜率，第二是连接第二转矩区间两个端点Tn2和Tn4对应所在转速的虚拟直线L4的斜率。作为可选地，第一斜率是第一转矩区间上电机母线电流随转矩变化曲线上任意一点处的斜率，第二斜率是第二转矩区间上电机母线电流随转矩变化曲线上任意一点处的斜率。
在本实施方式中，控制器73以第二特性控制方式控制驱动电路74使电机77以预设转矩转动时，电源装置71的输出电流为第二输出电流；假设控制器74以第三控制方式控制驱动电路74使电机77以所述预设转矩转动时，所述电源装置71的输出电流为第三输出电流；其中，所述第二输出电流小于所述第三输出电流。作为可选地，所述第三控制方式为传统方波控制方式。
参见图19，在预设转矩Tn4时，采用本实施方式的第二特性控制方式下电机母线电流为I3，传统方波控制下的母线电流为I4，I3<I4。因此，与传统方波控制方式相比，采用实施方式的控制方式的第二控制方式，在中重载时，电源装置71输出的电流更小。
参照图20，在本实施方式中，控制器73以所述第一特性控制方式控制驱动电路74时，电动工具60的输出功率为第一输出功率；控制器73以第二特性控制方式控制驱动电路74时，电动工具60的输出功率为第二输出功率；假设控制器73以第三控制方式控制驱动电路74时，电动工具60的输出功率为第三输出功率；其中，第一输出功率大于第三输出功率，且第二输出功率大于第三输出功率。作为可选地，第三控制方式为传统方波控制方式，也即是说，在本实施方式中，无论是第一特性控制方式还是第二特性控制方式，电动工具60的输出功率都高于传统方波控制下的电动工具60的输出功率。
图20从电动工具输出功率随电机转矩变化曲线的角度来比较本实施方式的控制方式与传统方波控制方式的效果，其中，横轴表示电机转矩，单位为N.m，纵轴表示电动工具输出功率，单位为W。从图20中可以看出，与传统的方波控制方式相比，本实施方式的控制方式在电机输出转矩相同的情况下，电动工具60的输出功率更高。
结合图19和图20，本发明的控制方式，在预设转矩区间（大于Tn3）电机以预设转矩转动（例如，Tn4）时，电机母线电流更小，电源装置71输出电流更小，同时电动工具60的输出功率更高，这样可以节约能源，这对于采用电池包作为电源装置71电动工具而言，这使得电池包的续航能力更高。
结合图16、图19和图20，本发明的控制方式，在预设转矩区间（大于Tn3）电机以预设转矩转动（例如，Tn4）时，电机母线电流更小，电源装置71输出电流更小，同时电动工具60的输出功率更高，电机转速用更高，这样可以节约能源，这对于采用电池包作为电源装置71电动工具而言，这使得电池包的续航能力更高。
在本发明的上述实施例中，通过建立Te=f(Ψs,Ψf, β)函数关系，动态调整定子磁链Ψs和转子磁链Ψf,之间的夹角，来获得在电动工具上实施图8~图11的特性曲线，或在电动工具上实施图16~图20的特性曲线，以使本发明的电动工具的输出性能更优。
在本发明其他一些实施例中，采用的控制器根据电机的电流、电机的转速和转子的位置中的至少一个，输出跟随转子位置变化的而变化的PWM信号来控制驱动电路，使得电机的输入电压呈近似正弦波或马鞍状波变化，调整该输入电压和/或电流的幅值和/或相位，从而来调整定子磁链和转子磁链之间的夹角，从而使得电机在至少一个电周期或部分电周期内在三相定子绕组上均具有连续的、交变的电流状态，所述电机的三相输入电压互呈120°相位角。所述三相定子绕组上的电流状态能够合成矢量力矩，这些矢量力矩近似沿着圆周连续移动，电机的转子跟随近似沿圆周连续移动的矢量力矩同步旋转，相较于传统的方波控制方式下的仅有6个离散的、非连续的驱动状态，本发明能够提升电机驱动效率。通过以上控制方式，本发明的电动工具可以获得图8~图11，或图16~图20的更优的输出性能。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和优点。本行业的技术人员应该了解，上述实施例不以任何形式限制本发明，凡采用等同替换或等效变换的方式所获得的技术方案，均落本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种电动工具，包括：
电机，包括定子和转子，所述电机为能够产生磁阻转矩的电机；
电源装置，用于提供电能至所述电机；
驱动电路，与所述电机电性连接以驱动所述电机；
控制器，用于控制所述驱动电路，所述控制器控制所述驱动电路时，所述电机获得第二恒速转矩区间；
假设控制器以第一控制方式控制所述驱动电路时，所述电机获得第一恒速转矩区间；
其中，所述第二恒速转矩区间的长度大于所述第一恒速转矩区间的长度。
2.根据权利要求1所述的电动工具，其特征在于，
所述控制器控制所述驱动电路使所述电机在预设转矩区间转动时，所述电机获得第二转速；
假设控制器以第一控制方式控制所述驱动电路使所述电机在所述预设转矩区间转动时，所述电机获得第一转速；
其中，所述第二转速大于所述第一转速。
3.根据权利要求1所述的电动工具，其特征在于，
所述控制器输出PWM信号至所述驱动电路，所述PWM信号的占空比跟随所述转子的位置变化而变化。
4.根据权利要求1所述的电动工具，其特征在于，
所述控制器控制所述驱动电路以使所述电机的输入电压近似呈正弦波变化。
5.根据权利要求4所述的电动工具，其特征在于，
所述电机为三相电机，所述电机的三相输入电压互呈120°相位角。
6.根据权利要求1所述的电动工具，其特征在于，
所述控制器包括：第一转速环，用于根据所述电机的目标转速和所述电机的实际转速生成所述电机的目标电流。
7.根据权利要求6所述的电动工具，其特征在于，
所述控制器还包括：
第一电流分配单元，用于根据所述第一转速环生成的所述电机的目标电流分配直轴目标电流和交轴目标电流；
第一电流变换单元，用于根据所述电机的实际电流和所述电机的转子的位置生成直轴实际电流和交轴实际电流；
第一电流环，用于根据所述直轴目标电流和直轴实际电流生成第一电压调节量；
第二电流环，用于根据所述交轴目标电流和交轴实际电流生成第二电压调节量；
第一电压变换单元，用于根据所述第一电压调节量和所述第二电压调节量生成第一电压控制量和第二电压控制量；
第一控制信号生成单元，用于根据所述第一电压控制量和第二电压控制量生成控制信号，所述控制信号用于控制所述驱动电路。
8.根据权利要求1所述的电动工具，其特征在于，
所述控制器包括：
第二转速环，用于根据所述电机的目标转速和实际转速生成所述电机的目标转矩。
9.根据权利要求8所述的电动工具，其特征在于，
所述控制器还包括：
转矩环，用于根据所述电机的目标转矩和实际转矩生成第三电压调节量；
磁链环，用于根据所述电机的目标定子磁链和实际定子磁链生成第四电压调节量；
第二电压变换单元，用于根据所述第三电压调节量和所述第四电压调节量生成第三电压控制量和第四电压控制量；
第二控制信号生成单元，用于根据所述第三电压控制量和第四电压控制量生成控制信号，所述控制信号用于控制所述驱动电路。
10.根据权利要求1所述的电动工具，其特征在于，
所述电动工具还包括：
调速机构，至少用于设置所述电机的目标转速。
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