CN103812410A - 交流电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

交流电动机的控制装置。能够同时抑制恒定输出区域中的转矩响应性的降低和电压利用率的降低。实施方式的交流电动机的控制装置具有d轴去干扰控制器、恒定输出控制器和d轴电压指令校正器。恒定输出控制器根据q轴的电流指令与流过交流电动机的q轴的电流的偏差即q轴电流偏差的积分值，输出针对d轴电压指令的校正电压指令。d轴电压指令校正器从d轴去干扰控制器进行去干扰控制后的d轴电压指令中减去校正电压指令，由此对d轴电压指令进行校正。

Description

交流电动机的控制装置

技术领域

公开的实施方式涉及交流电动机的控制装置。

背景技术

在交流电动机的控制装置中，一般通过如下控制来进行恒定输出区域中的驱动控制：将与交流电动机的磁通平行的轴即d轴的电流指令设定为负方向，减弱磁通。上述控制也被称作电压限制控制（例如参照专利文献1）。

【专利文献1】日本特开2010-022165号公报

在以往的电压限制控制中，在输出电压超过设定阈值的情况下，d轴电流指令被校正为负方向，通过电流控制来对输出电压指令进行控制。将设定阈值设定得比输出电压的界限值低，由此，抑制输出电压的饱和（以下记载为电压饱和）引起的转矩响应性的降低，但使得最大输出电压低于界限值，因此电压利用率降低。另一方面，在要抑制电压利用率的降低时，由于电压饱和，转矩响应性降低。由此，在以往的电压限制控制中，电压饱和引起的转矩响应性的降低和电压利用率的降低成为折衷的关系。

发明内容

实施方式的一个形式是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供能够同时抑制恒定输出区域中的转矩响应性的降低和电压利用率的降低的交流电动机的控制装置。

实施方式的一个形式的交流电动机的控制装置具有d轴电压指令器、d轴去干扰控制器、电流偏差运算器、q轴积分控制器、q轴电压指令器、恒定输出控制器和d轴电压指令校正器。所述d轴电压指令器生成d轴电压指令，该d轴电压指令是将与交流电动机的磁通平行的轴作为d轴、与该d轴垂直的方向作为q轴的dq坐标系中的所述d轴的电压指令，所述d轴去干扰控制器从所述d轴电压指令中去除所述q轴的电流引起的干扰成分。所述电流偏差运算器运算出q轴电流偏差，所述q轴电流偏差是所述q轴的电流指令与流过所述交流电动机的所述q轴的电流的偏差。所述q轴积分控制器输入所述q轴电流偏差，输出所述q轴电流偏差的积分值。所述q轴电压指令器根据所述q轴电流偏差生成作为所述q轴的电压指令的q轴电压指令并输出。所述恒定输出控制器根据所述q轴积分控制器的输出而输出针对所述d轴电压指令的校正电压指令。所述d轴电压指令校正器通过从由所述d轴去干扰控制器去除干扰成分后的d轴电压指令中减去所述校正电压指令，对所述d轴电压指令进行校正。

根据实施方式的一个形式，可提供能够同时抑制恒定输出区域中的转矩响应性的降低和电压利用率的降低的交流电动机的控制装置。

附图说明

图1是示出第1实施方式的交流电动机的控制装置的结构的图。

图2是包含图1所示的矢量控制部中的电流控制和去干扰控制的电流控制系统的框图。

图3是恒定输出状态下的电流控制系统的近似框图。

图4是示出图1所示的矢量控制部的具体结构的一例的图。

图5是示出图4所示的电流控制器的具体结构的一例的图。

图6是示出图4所示的去干扰控制器的具体结构的一例的图。

图7是示出图4所示的电压误差补偿器的具体结构的一例的图。

图8是示出图4所示的恒定输出控制器的具体结构的一例的图。

图9是示出第2实施方式的电动机控制装置的具体结构的一例的图。

图10是包含电流限制指令至输出电流的框图。

标号说明

1、1A：电动机控制装置；2：直流电源；3：三相交流电动机；4：位置检测器；10：电力转换部；11：电流检测部；12：矢量控制部；13：三相逆变电路；14：PWM信号生成部；21：三相/两相变换器；22：dq坐标变换器；23：电流限制器；24～26、30、32、72、86、88、103、113：减法器；27：电流控制器；27a：d轴电流控制器；27b：q轴电流控制器；28：速度运算器（微分器）；29：去干扰控制器；31、38、96：加法器；33：电压误差补偿器；34：恒定输出控制器；35：振幅指令生成器；36：相位指令生成器；37、46、56、74、81、94、97、108、114、118：限幅器；41：d轴比例控制器；42：d轴积分控制器；43：d轴电压指令器；44、54、62、65、66、71、84、90～92、102、105、116、121：系数乘法器；45、55、93、117：积分器；51：q轴比例控制器；52：q轴积分控制器；53：q轴电压指令器；64、67、76、82、85、104、111、115、120：乘法器；73、80、107：绝对值运算器；75、83、109、119：sign函数运算器；77、87、106：除法器；89：死区运算器；95：微分器；101：输出电流运算器；110：电力/电压运算器；112：功率因数运算器。

具体实施方式

以下，参照附图，对本申请公开的交流电动机的控制装置（以下记载为“电动机控制装置”）的实施方式进行详细说明。另外，本发明不受以下所示的实施方式的限定。

（第1实施方式）

首先，说明第1实施方式的电动机控制装置。图1是示出实施方式的电动机控制装置的结构的图。

如图1所示，第1实施方式的电动机控制装置1具有电力变换部10、电流检测部11和矢量控制部12。上述电动机控制装置1通过公知的PWM（Pulse WidthModulation：脉宽调制）控制，将从直流电源2供给的直流电力变换为期望频率和电压的三相交流电力，输出到三相交流电动机3（以下记载为电动机3）。电动机3例如是永磁同步电动机。

电力变换部10具有三相逆变电路13和PWM信号生成器14。三相逆变电路13连接在直流电源2与电动机3之间。上述三相逆变电路13例如是6个开关元件进行三相桥接而构成的。PWM信号生成器14根据来自矢量控制部12的控制信号生成使构成三相逆变电路13的开关元件进行通断的PWM信号，输出到三相逆变电路13。另外，直流电源2是将交流电力变换为直流电力并输出的结构，例如可以是组合基于二极管的整流电路和使得直流输出电压平滑的平滑用电容器后的结构。该情况下，在整流电路的输入侧连接交流电源。

电流检测部11检测流过电力变换部10与电动机3之间的电流。具体而言，电流检测部11检测流过电力变换部10与电动机3的U相、V相、W相的各相之间的电流的瞬时值iu、iv、iw（以下记载为输出电流iu、iv、iw）。另外，电流检测部11例如是利用作为磁电变换元件的霍尔元件检测电流的电流传感器。

矢量控制部12生成基于由电流检测部11检测的输出电流iu、iv、iw和由位置检测器4检测的电动机3的转子电气角相位θ（将电动机3的转子的机械角乘以电动机3的磁极对数后的值作为电气角，以下相同）的控制信号，并输出到电力变换部10。上述矢量控制部12在将与电动机3的磁通平行的轴作为d轴、与该d轴垂直的方向作为q轴的dq坐标系中，将电流成分分为d轴成分和q轴成分而进行矢量控制。

以下，将电流指令的d轴成分和q轴成分分别设为d轴电流指令i_d ^*和q轴电流指令i_q ^*，将流过电动机3的电流的d轴成分和q轴成分分别设为d轴电流i_{d_fb}和q轴电流i_{q_fb}。

在电动机3为IPM（Interior Permanent Magnet：内置式永磁）电机的情况下，dq坐标系上的电压方程式可如下式（1）那样表示。以下，假设电动机3是IPM电机进行说明，但电动机3不限于IPM电机。例如，如果是电动机3为SPM（Surface PermanentMagnet：表面式永磁）电机的情况，则设为L_d＝L_q即可。

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+{\mathrm{pL}}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_d& R+{\mathrm{pL}}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω\φ}\end{array}\right]...\left(1\right)$

在上式（1）中，i_d和i_q是流过电动机3的电流的d轴成分和q轴成分，V_d和V_q是施加到电动机3的电压的d轴成分和q轴成分。此外，R是电动机3的绕组电阻值，L_d是电动机3的d轴电感值，L_q是电动机3的q轴电感值，ω是电动机3的电气角速度，

是感应电压常数，p是微分运算符。另外，R、L_d、L_q、

是电机参数。

图2是包含矢量控制部12中的电流控制和去干扰控制的电流控制系统的框图。如图2所示，矢量控制部12具有减法器24、26、30、32、d轴电流控制器27a、q轴电流控制器27b、去干扰控制器29、加法器31和恒定输出控制器34。

减法器24运算出d轴电流指令i_d ^*与d轴电流i_{d_fb}的偏差即d轴电流偏差，输出到d轴电流控制器27a。d轴电流控制器27a根据输入的d轴电流偏差生成d轴电压指令v_d ^*。减法器26运算出q轴电流指令i_q ^*与q轴电流i_{q_fb}的偏差即q轴电流偏差，并输出到q轴电流控制器27b。q轴电流控制器27b根据q轴电流偏差，生成q轴电压指令v_q ^*。

去干扰控制器29是为了避免d轴与q轴间的干扰而设置的，根据d轴电流i_{d_fb}、q轴电流i_{q_fb}、电气角速度ω和感应电压常数

生成d轴电压补偿值v_{d_q} ^*和q轴电压补偿值v_{q_d} ^*并输出。

恒定输出控制器34从q轴电流偏差的积分值ΣACR_q中减去将绕组电阻值R作为系数与q轴电流i_{q_fb}相乘后的值，并根据上述减法运算结果生成校正电压指令Δv_d ^*。

减法器30从d轴电压指令v_d ^*中减去d轴电压补偿值v_{d_q} ^*来生成d轴电压指令v_d ^**’，减法器32从d轴电压指令v_d ^**’中减去校正电压指令Δv_d ^*来生成d轴电压指令v_d ^**。此外，加法器31将q轴电压指令v_q ^*与q轴电压补偿值v_{q_d} ^*相加来生成q轴电压指令v_q ^**。根据这样生成的d轴电压指令v_d ^**和q轴电压指令v_q ^**对电动机3进行控制。

在电动机3的高速区域中，由于处于下式（2）所示的关系，因此，关于恒定输出区域中的电压饱和，作为转矩轴电压指令的q轴电压指令v_q ^**成为支配性的主要原因。当q轴电压指令v_q ^**饱和时，q轴电流的电流控制停止作用，其结果，转矩响应性降低。

$\left|v_d\right|<\left|v_q\right|...\left(2\right)$

在上述电机参数没有误差、准确进行去干扰控制器29的控制、且q轴电压指令v_q ^**为不饱和状态的情况下，q轴电流控制器27b的后述的q轴积分控制器52仅输出绕组电阻值R引起的电压降低量。另一方面，当q轴电压指令v_q ^**饱和时，q轴积分控制器52的输出增加，因此q轴积分控制器52的输出与绕组电阻值R引起的电压降低量的差分表示q轴电压指令v_q ^**的饱和度。

另外，在流过电动机3的电流成分中存在d轴电流i_{d_fb}的情况下，在q轴上产生因d轴电流i_{d_fb}而引起的干扰电压（图2所示的干扰要素5），q轴电流i_{q_fb}受到其影响而发生变化。在q轴电压指令v_q ^**处于饱和的状态下也同样如此。因此，电动机控制装置1通过校正d轴电压指令v_d ^**’来对d轴电流i_{d_fb}进行增减操作，借助由于进行了增减操作的d轴电流i_{d_fb}而产生的q轴上的所述干扰电压（图2所示的干扰要素5）对q轴电流i_{q_fb}进行控制。

即，在电动机控制装置1中设置有恒定输出控制器34，恒定输出控制器34进行如下控制：根据q轴电流偏差的积分值ΣACR_q生成针对d轴电压指令v_d ^**’的校正电压指令Δv_d ^*，并从d轴电压指令v_d ^**’中减去该校正电压指令Δv_d ^*。由此，即使在q轴电压指令v_q ^**处于饱和状态下也能够进行q轴电流i_{q_fb}的控制。因此，能够将最大输出电压增大设定到界限值，因此能够抑制电压利用率的降低，并且输出电压的范围变大，还能够改善高速区域的转矩响应性。以下，参照图2和图3进一步对该点进行说明。

在图2所示的框图中，当通过去干扰控制器29准确进行了针对由于q轴电流i_{q_fb}而产生的d轴上的干扰电压（＝ωL_q×i_{q_fb}；参照图2的电动机3）的去干扰化控制时，可视为d轴上的所述干扰电压与d轴电压补偿值v_{d_q} ^*相互抵消，因此在恒定输出状态下，能够省略生成d轴电压补偿值v_{d_q} ^*的结构和电动机3内的该部分。通过该去干扰控制器29抵消在d轴上产生的所述干扰电压，因此能够使恒定输出控制器34的d轴电压指令v_d ^**’的校正和q轴电流i_{q_fb}的控制充分发挥作用。此外，可抵消d轴上的所述干扰电压的影响，因此即使利用限幅器将d轴电流控制器27a的输出范围限制得较小，也能够充分控制d轴电流i_{d_fb}。

此外，减小d轴电流控制器27a的后述的d轴积分控制器42的限幅器的上限值，在恒定输出状态下d轴积分控制器42的输出在该限幅器值处饱和时，在d轴电流控制器27a中可省略d轴积分控制器42。此外，在恒定输出状态下，q轴电压指令v_q ^**饱和，q轴电流控制器27b（其中，除q轴积分控制器52以外）和去干扰控制器29的q轴控制停止作用，因此可省略该部分（生成q轴电压指令v_q ^*和q轴电压指令v_q ^**的部分）。此外，即使在设置后述的电压误差补偿器33（参照图4）的情况下，由于通过上述电压误差补偿器33求出的电压误差Δv是参数误差量的电压，通常认为是零，因此还可省略电压误差补偿器33。

因此，图2所示的框图在恒定输出状态下，可如图3所示那样近似。图3是恒定输出状态下的电流控制系统的近似框图。在图3所示的框图中，可如下式（3）那样表示d轴电压指令v_d ^**。

${v_d}^{**}=({i_d}^{*}-i_{d\_\mathrm{fb}})\&CenterDot;K_{p\_\mathrm{ACRd}}-\{({i_q}^{*}-i_{q\_\mathrm{fb}})\&CenterDot;\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}}{s}-{\mathrm{Ri}}_{q\_\mathrm{fb}}\}\&CenterDot;G\left(s\right)...\left(3\right)$

在上式（3）中，K_{p_ACRd}是d轴电流控制器27a的比例增益，K_{i_ACRq}是q轴电流控制器27b的积分增益。

在设i_d ^*≈0的情况下，上式（3）可如下式（4）那样表示。此外，d轴电流i_{d_fb}可如下式（5）那样表示，而且q轴电流i_{q_fb}可如下式（6）那样表示。

${v_d}^{**}=-i_{d\_\mathrm{fb}}\&CenterDot;K_{p\_\mathrm{ACRd}}-\{({i_q}^{*}-i_{q\_\mathrm{fb}})\&CenterDot;\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}}{s}-{\mathrm{Ri}}_{q\_\mathrm{fb}}\}\&CenterDot;G\left(s\right)...\left(4\right)$

$i_{d\_\mathrm{fb}}=\frac{1}{{\mathrm{sL}}_d+R}{v_d}^{**}...\left(5\right)$

$i_{q\_\mathrm{fb}}=\{{v_q}^{**}-\mathrm{\&omega;}(\mathrm{\&phi;}+L_d\&CenterDot;i_{d\_\mathrm{fb}})\}\&times;\frac{1}{{\mathrm{sL}}_q+R}...\left(6\right)$

根据上式（4）、（5）导出下式（7），进而根据下式（7）导出下式（8）。

$({\mathrm{sL}}_d+R)i_{d\_\mathrm{fb}}=-i_{d\_\mathrm{fb}}\&CenterDot;K_{p\_\mathrm{ACRd}}-\{({i_q}^{*}-i_{q\_\mathrm{fb}})\&CenterDot;\frac{K_{i\_\mathrm{ACQq}}}{s}-{\mathrm{Ri}}_{q\_\mathrm{fb}}\}\&CenterDot;G\left(s\right)...\left(7\right)$

$({\mathrm{sL}}_d+R+K_{p\_\mathrm{ACRd}})i_{d\_\mathrm{fb}}=-\{({i_q}^{*}-i_{q\_\mathrm{fb}})\&CenterDot;\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}}{s}-{\mathrm{Ri}}_{q\_\mathrm{fb}}\}\&CenterDot;G\left(s\right)...\left(8\right)$

在恒定输出状态下，q轴电压指令v_q ^**饱和，因此成为固定值（以下记载为饱和极限值）。并且，能够通过将q轴电压指令v_q ^**的饱和极限值设为

将上式（6）简化为下式（9）。

$i_{q\_\mathrm{fb}}=-\mathrm{\&omega;}{L}_d\&CenterDot;i_{d\_\mathrm{fb}}\&times;\frac{1}{{\mathrm{sL}}_q+R}...\left(9\right)$

根据上式（9）导出下式（10）。

$i_{d\_\mathrm{fb}}=-\frac{{\mathrm{sL}}_q+R}{\mathrm{\&omega;}{L}_d}\&CenterDot;i_{q\_\mathrm{fb}}...\left(10\right)$

通过将上式（10）代入到上式（8），导出下式（11），进而根据下式（11）导出下式（12）。

$-({\mathrm{sL}}_d+R+K_{p\_\mathrm{ACRd}})\frac{{\mathrm{sL}}_q+R}{\mathrm{\&omega;}{L}_d}{i}_{q\_\mathrm{fb}}=-\{({i_q}^{*}-i_{q\_\mathrm{fb}})\&CenterDot;\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}}{s}-{\mathrm{Ri}}_{q\_\mathrm{fb}}\}\&CenterDot;G\left(s\right)...\left(11\right)$

$\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}}{s}\&CenterDot;G(s\&CenterDot;{i_q}^{*})=-\{\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}}{s}\&CenterDot;G\left(s\right)+R\&CenterDot;G\left(s\right)+\frac{({\mathrm{sL}}_d+R+K_{p\_\mathrm{ACRd}})({\mathrm{sL}}_q+R)}{\mathrm{\&omega;}{L}_d}\}{i}_{q\_\mathrm{fb}}...\left(12\right)$

因此，恒定输出状态下的从q轴电流指令i_q ^*到q轴电流i_{q_fb}的传递函数G_T（s）可如下式（13）那样表示。

$\begin{array}{c}{G}_T\left(s\right)=\frac{i_{q\_\mathrm{fb}}}{{i_q}^{*}}=\frac{\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}}{s}\&CenterDot;G\left(s\right)}{\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}}{s}\&CenterDot;G\left(s\right)+R\&CenterDot;G\left(s\right)+\frac{({\mathrm{sL}}_d+R+K_{p\_\mathrm{ACRd}})({\mathrm{sL}}_q+R)}{\mathrm{\&omega;}{L}_d}}\\ =\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}\&CenterDot;G\left(s\right)}{K_{i\_\mathrm{ACR}}\&CenterDot;G\left(s\right)+\mathrm{sR}\&CenterDot;G\left(s\right)+\frac{s}{\mathrm{\&omega;}{L}_d}\{s^2{L}_d{L}_q+s({\mathrm{RL}}_d+K_{p\_\mathrm{ACRd}}\&CenterDot;L_q)+(R^2+R\&CenterDot;K_{p\_\mathrm{ACRd}})\}}\\ =\frac{K_{i\_\mathrm{ACRq}}\&CenterDot;G\left(s\right)}{s^3\frac{L_q}{\mathrm{\&omega;}}+s^2\frac{1}{\mathrm{\&omega;}}(R+R\frac{L_q}{L_d}+K_{p\_\mathrm{ACR}}\&CenterDot;\frac{L_q}{L_d})+s\frac{1}{\mathrm{\&omega;}}(\frac{R^2}{L_d}+\frac{R\&CenterDot;K_{p\_\mathrm{ACRd}}}{L_d})+\mathrm{sR}\&CenterDot;G\left(s\right)+K_{i\_\mathrm{ACRd}}\&CenterDot;G\left(s\right)}\\ =\frac{\frac{\mathrm{\&omega;}}{L_q}{K}_{i\_\mathrm{ACRq}}\&CenterDot;G\left(s\right)}{s^3+s^2(\frac{R}{L_q}+\frac{R}{L_d}+\frac{K_{p\_\mathrm{ACRd}}}{L_d})+s(\frac{R^2}{L_d{L}_q}+\frac{R\&CenterDot;K_{p\_\mathrm{ACRd}}}{L_d{L}_q})+s\frac{\mathrm{\&omega;R}}{L_q}\&CenterDot;G\left(s\right)+\frac{\mathrm{\&omega;}}{L_q}{K}_{i\_\mathrm{ACRd}}\&CenterDot;G\left(s\right)}\end{array}...\left(13\right)$

此处，在将电流控制响应ω_ACR[rad/s]作为参数、并如下式（14）所示那样设定了电流控制增益的情况下，上式（13）所示的传递函数G_T（s）可如下式（15）那样表示。

$\begin{array}{c}{K}_{p\_\mathrm{ACRd}}=L_d\&times;{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}\\ K_{i\_\mathrm{ACRd}}=R\&times;{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}\\ K_{p\_\mathrm{ACRq}}=L_q\&times;{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}\\ K_{i\_\mathrm{ACRq}}=R\&times;{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}\end{array}...\left(14\right)$

$G_T\left(s\right)=\frac{i_{q\_\mathrm{fb}}}{{i_q}^{*}}=\frac{\frac{R}{L_q}{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}\&CenterDot;\mathrm{\&omega;G}\left(s\right)}{s^3+s^2(\frac{R}{L_q}+\frac{R}{L_d}+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}})+s(\frac{R^2}{L_d{L}_q}+\frac{R}{L_q}{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}})+s\frac{\mathrm{\&omega;R}}{L_q}\&CenterDot;G\left(s\right)+\frac{R}{L_q}{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}\&CenterDot;\mathrm{\&omega;G}\left(s\right)...\left(15\right)}$

上式（15）的传递函数G_T（s）中包含电动机3的电气角速度ω，因此转矩响应依存于速度。因此，在本实施方式的电动机控制装置1中，将恒定输出控制器34中的恒定输出控制增益G（s）设定为与电气角速度ω成反比，由此去除转矩响应的速度依存性。另外，电气角速度ω与电动机3的电气角旋转频率以及电压指令的输出频率处于比例关系（∵在电动机3为同步电动机的情况下，电动机3的电气角旋转频率与电动机控制装置的输出频率一致），因此通过将恒定输出控制增益G（s）设定为与电动机3的电气角旋转频率、电压指令的输出频率成反比，能够去除转矩响应的速度依存性。另外，电压指令的输出频率是指用输出电压指令规定的输出电压的频率。

此外，在将恒定输出控制器34的控制设为P控制（比例控制）的情况下，当电压饱和时，q轴电流控制的积分值ΣACR_q中产生恒定偏差，从而q轴电流控制的精度降低。因此，作为恒定输出控制器34的控制方式，采用在P控制中增加I控制（积分控制）的控制方式。

在将恒定输出控制器34的控制设为PI控制的情况下，特性方程式的次数增加1而变为4次，因此在PI控制中设计变得复杂。因此，为了使设计更容易，可以将恒定输出控制器34的控制设为PID控制。

在将恒定输出控制器34的控制设为PID控制的情况下，恒定输出控制器34的恒定输出控制增益G（s）可如下式（16）那样表示。在式（16）中，K_{p_CPC}是恒定输出控制的比例增益，K_{d_CPC}是恒定输出控制的微分增益，K_{i_CPC}是恒定输出控制的积分增益。

$G\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{\&omega;}}({\mathrm{sK}}_{d\_\mathrm{CPC}}+K_{p\_\mathrm{CPC}}+\frac{K_{i\_\mathrm{CPC}}}{s})...\left(16\right)$

因此，根据上式（16），上式（15）可如下式（17）那样表示。

$G_T\left(s\right)=\frac{i_{q\_\mathrm{fb}}}{{i_q}^{*}}=\frac{\frac{R}{L_q}{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}\&CenterDot;({\mathrm{sK}}_{d\_\mathrm{CPC}}+K_{p\_\mathrm{CPC}}+\frac{K_{i\_\mathrm{CPC}}}{s})}{s^3+s^{2}A+\mathrm{sB}+C+\frac{D}{s}}...\left(17\right)$

$\frac{R}{L_q}\frac{R}{L_d}{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}+\frac{R}{L_q}{K}_{d\_\mathrm{CPC}}$

$B=\frac{R}{L_q}({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}+\frac{R}{L_d}+K_{p\_\mathrm{CPC}}+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}{K}_{d\_\mathrm{CPC}})$

$C=\frac{R}{L_q}({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}{K}_{p\_\mathrm{CPC}}+K_{i\_\mathrm{CPC}})$

$D=\frac{R}{L_q}{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ACR}}{K}_{i\_\mathrm{CPC}}$

由此，本实施方式的电动机控制装置1具有根据q轴电流控制器27b的q轴积分控制器52的输出而输出针对d轴电压指令v_d ^**’的校正电压指令的恒定输出控制器34。并且，电动机控制装置1通过从d轴电压指令v_d ^**’中减去校正电压指令Δv_d ^*，得到d轴电压指令v_d ^**’。

即，电动机控制装置1根据q轴积分控制器52的输出进行控制d轴电压指令v_d ^**、且控制q轴电流i_{q_fb}的恒定输出控制。由此，可同时抑制电动机3的恒定输出区域中的转矩响应性的降低和电压利用率的降低。而且，在进入到进行恒定输出控制的区域时，不需要进行控制方式的切换，从而能够避免控制的复杂化。

以下，作为本实施方式的电动机控制装置1的具体结构的一例，参照图4～图7对矢量控制部12进行具体说明。图4是示出本实施方式的矢量控制部12的具体结构的一例的图。

如图4所示，矢量控制部12具有三相/两相变换器21、dq坐标变换器22、减法器24、26、30、32、电流控制器27、速度运算器28、去干扰控制器29、加法器31、38、电压误差补偿器33、恒定输出控制器34、振幅指令生成器35、相位指令生成器36和限幅器37。

三相/两相变换器21将输出电流iu、iv、iw变换为固定坐标上的垂直的两个轴的αβ成分，并求出将α轴方向的输出电流i_α和β轴方向的输出电流i_β作为矢量成分的αβ轴坐标系的固定坐标电流矢量。

dq坐标变换器22根据由位置检测器4检测出的表示电动机3的转子位置的转子电气角相位θ，将从三相/两相变换器21输出的αβ轴坐标系的成分变换为dq轴坐标系的成分，由此求出d轴电流i_{d_fb}和q轴电流i_{q_fb}。

减法器24从d轴电流指令i_d ^*中减去d轴电流i_{d_fb}，生成d轴电流偏差并输出到电流控制器27。d轴电流指令i_d ^*是磁通轴电流的目标电流值，例如在不使用磁阻转矩的情况下，将d轴电流指令i_d ^*设定为零。

减法器26从q轴电流指令i_q ^*中减去q轴电流i_{q_fb}，生成q轴电流偏差并输出到电流控制器27。q轴电流指令i_q ^*是转矩轴电流的目标电流值，例如根据转矩指令生成。

电流控制器27通过对d轴电流偏差进行PI控制，生成d轴电压指令v_d ^*并输出到减法器30。此外，电流控制器27通过对q轴电流偏差进行PI控制，生成q轴电压指令v_q ^*并输出到加法器31。并且，电流控制器27将q轴电流偏差的积分值ΣACR_q输出到电压误差补偿器33和恒定输出控制器34。

图5是示出电流控制器27的具体结构的一例的图。如图5所示，电流控制器27具有d轴电流控制器27a和q轴电流控制器27b。d轴电流控制器27a具有d轴比例控制器41、d轴积分控制器42和d轴电压指令器43。

d轴比例控制器41按照比例增益K_{p_ACRd}进行比例控制。d轴积分控制器42具有系数乘法器44、积分器45和限幅器46，按照积分增益K_{i_ACRd}进行积分控制。限幅器46是针对d轴电流控制的积分项的限幅器，设定了上限值和下限值。

限幅器46在积分器45的积分值超过上限值或下限值的情况下，将积分器45的积分值的输出限制为上限值或下限值。

q轴电压指令v_q ^**饱和时的d轴电流i_{d_fb}依存于d轴电压指令v_d ^**而流过。即，通过恒定输出控制器34控制d轴电流i_{d_fb}，以使q轴电流i_{q_fb}如指令值那样流过，从而在与d轴电流控制器27a进行的d轴电流i_{d_fb}的控制之间，控制发生冲突。因此，在q轴电压指令v_q ^**饱和的情况下，需要抑制d轴电流控制器27a进行的控制动作，从而如上所述那样设置有限幅器46。

d轴电压指令器43将d轴比例控制器41的输出与d轴积分控制器42的输出相加而生成d轴电压指令v_d ^*。

q轴电流控制器27b具有q轴比例控制器51、q轴积分控制器52和q轴电压指令器53。q轴比例控制器51按照比例增益K_{p_ACRq}进行比例控制。q轴积分控制器52具有系数乘法器54、积分器55和限幅器56，按照积分增益K_{i_ACRq}进行积分控制。限幅器56在积分器55的积分值ΣACR_q变为预先设定的上限值或下限值的情况下，将积分器55的积分值ΣACR_q的输出限制为上限值或下限值。

q轴电压指令器53将q轴比例控制器51的输出与q轴积分控制器52的输出相加而生成q轴电压指令v_q ^*。此外，将作为q轴积分控制器52的输出的积分值ΣACR_q输出到电压误差补偿器33和恒定输出控制器34。

返回图4，继续说明矢量控制部12。如图4所示，速度运算器28通过对电动机3的转子电气角相位θ进行微分，运算出电动机3的电气角速度ω并输出到去干扰控制器29。

去干扰控制器29根据从dq坐标变换器22输出的q轴电流i_{q_fb}和d轴电流i_{d_fb}、以及电动机3的电气角速度ω，生成d轴电压补偿值v_{d_q} ^*和q轴电压补偿值v_{q_d} ^*并输出。另外，电气角速度ω与电动机3的电气角旋转频率以及电动机控制装置1的输出频率成比例关系。因此，去干扰控制器29可以不根据电气角速度ω，而根据电动机3的电气角旋转频率以及电动机控制装置1的输出频率，生成d轴电压补偿值v_{d_q} ^*和q轴电压补偿值v_{q_d} ^*并输出。

图6是示出去干扰控制器29的具体结构的一例的图。如图6所示，去干扰控制器29具有低通滤波器（LPF）61、65、系数乘法器62、66、加法器63以及乘法器64、67。

LPF61去除d轴电流i_{d_fb}的高频成分，并输出到系数乘法器62。系数乘法器62将LPF61的输出与d轴电感值L_d相乘并输出到加法器63。加法器63将系数乘法器62的输出与感应电压常数

相加并输出到乘法器64。乘法器64通过将加法器63的输出与电气角速度ω相乘，生成下式（18）所示的q轴电压补偿值v_{q_d} ^*。

${v_{q\_d}}^{*}=\mathrm{\&omega;}(L_d\&CenterDot;i_{d\_\mathrm{fb}}+\mathrm{\&phi;})...\left(18\right)$

LPF65去除q轴电流i_{q_fb}的高频成分，并输出到系数乘法器66。系数乘法器66将LPF65的输出与q轴电感值L_q相乘，并输出到乘法器67。乘法器67通过将系数乘法器66的输出与电气角速度ω相乘，生成下式（19）所示的d轴电压补偿值v_{d_q} ^*。

${v_{d\_q}}^{*}=\mathrm{\&omega;Lq}\&CenterDot;i_{q\_\mathrm{fb}}...\left(19\right)$

d轴电流i_{d_fb}依存于如上述那样通过恒定输出控制器34校正后的d轴电压指令v_d ^**而流过，因此不是如d轴电流指令i_d ^*那样流过，而是与d轴电流指令i_d ^*之间存在不小的误差。因此，可认为当根据d轴电流指令i_d ^*这样的指令值生成q轴电压补偿值v_{q_d} ^*时，去干扰控制的精度降低。

因此，去干扰控制器29根据由电流检测部11检测出的d轴电流i_{d_fb}和q轴电流i_{q_fb}这样的检测值，生成q轴电压补偿值v_{q_d} ^*和d轴电压补偿值v_{d_q} ^*。由此，能够高精度地进行去干扰控制。

返回图4，继续说明矢量控制部12。如图4所示，减法器30从d轴电压指令v_d ^*中减去d轴电压补偿值v_{d_q} ^*来生成d轴电压指令v_d ^**’，并将所生成的d轴电压指令v_d ^**’输出到减法器32。另一方面，加法器31将q轴电压指令v_q ^*与q轴电压补偿值v_{q_d} ^*相加来生成q轴电压指令v_q ^**，将所生成的q轴电压指令v_q ^**输出到振幅指令生成器35和相位指令生成器36。

电压误差补偿器33将q轴电流控制的积分值ΣACR_q所包含的成分中的、绕组电阻值R引起的电压降以外的成分同定为电压误差Δv。此外，电压误差Δv的支配性主要原因是依存于电动机3的旋转速度的感应电压常数误差

因此电压误差补偿器33根据电压误差Δv求出感应电压常数误差

电压误差补偿器33判定电压是否饱和，仅在电压未饱和的状态下执行电压误差补偿处理。电压是否饱和的判定根据下式（20）进行。即，在K_h小于v_{1_onlineR}的情况下，电压误差补偿器33执行电压误差补偿处理。另外，v1^*是后述的输出电压指令的振幅（振幅指令生成器35的输出），V_dc是从直流电源2输出的直流电压（以下有时记载为直流母线电压）。此外，v_{1_onlineR}是设定参数，以包含过渡状态在内电压不饱和的方式设定v_{1_onlineR}。

$K_h=\frac{{v1}^{*}}{v_{\mathrm{dc}}/2}<{v1}_{\_\mathrm{onlineR}}...\left(20\right)$

电压误差补偿器33根据q轴电流i_{q_fb}、q轴电流偏差的积分值ΣACR_q和电动机3的电气角速度ω，运算感应电压常数误差并输出到恒定输出控制器34。

图7是示出电压误差补偿器33的具体结构的一例的图。如图7所示，电压误差补偿器33具有系数乘法器71、减法器72、绝对值运算器73、限幅器74、输出电动机3的电气角速度ω的正负符号的sign函数运算器75、乘法器76、除法器77和低通滤波器（LPF）78。

系数乘法器71将q轴电流i_{q_fb}与绕组电阻值R相乘并输出到减法器72。减法器72从q轴电流偏差的积分值ΣACR_q中减去系数乘法器71的输出。

绝对值运算器73运算电动机3的电气角速度ω的绝对值并输出到限幅器74。限幅器74在电气角速度ω的绝对值变为预先设定的限制值的情况下，将电气角速度ω的绝对值限制为限制值。例如，限幅器74将电气角速度ω的绝对值的下限限制为10Hz×2π、电气角速度ω的绝对值的上限限制为100Hz×2π。sign函数运算器75运算电动机3的电气角速度ω的正负，并将运算结果输出到乘法器76。乘法器76将限幅器74的输出和sign函数运算器75的输出相乘并输出到除法器77。另外，sign函数处理例如是如下处理：在输入为正值的情况下输出＋1，在输入为负值的情况下输出－1。

除法器77通过将减法器72的输出除以乘法器76的输出，计算感应电压常数误差

电压误差Δv的支配性主要原因是感应电压常数误差

但是作为其他的电压误差主要原因，存在依存于电流微分的电压成分。上述电压成分难以进行同定，稳态下可忽视，因此通过LPF78去除。

具体而言，LPF78输出去除从除法器77输出的感应电压常数误差

的高次谐波成分而生成的感应电压常数误差

LPF78例如是一次延迟滤波器，截止频率可作为设定参数进行调整。

返回图4，继续说明矢量控制部12。如图4所示，恒定输出控制器34根据q轴电流i_{q_fb}、q轴电流偏差的积分值ΣACR_q和感应电压常数误差

生成校正电压指令Δv_d ^*并输出到减法器32。另外，在通过去干扰控制器29从q轴电压指令v_q ^*中去除干扰成分的情况下，一般将比例增益K_{p_ACRq}设定得较低。并且，如果不将q轴比例控制器51的比例增益K_{p_ACRq}设定得较高，则q轴电流控制器27b的输出的大部分成为积分值ΣACR_q，因此可以不向恒定输出控制器34输入积分值ΣACR_q，而输入q轴电流控制器27b的输出。

图8是示出恒定输出控制器34的具体结构的一例的图。如图8所示，恒定输出控制器34具有绝对值运算器80、限幅器81、乘法器82、85、sign函数运算器83、系数乘法器84、减法器86、88以及除法器87。

绝对值运算器80运算电动机3的电气角速度ω的绝对值并输出到限幅器81。限幅器81在电气角速度ω的绝对值变为预先设定的限制值的情况下，将电气角速度ω的绝对值限制为限制值。例如，限幅器81将电气角速度ω的绝对值的下限限制为10Hz×2π、电气角速度ω的绝对值的上限限制为100Hz×2π。由此，例如在电动机3为超低速时的情况下，能够抑制在除法器77中产生除以零、或者除法器77的输出变得过大的情况。

sign函数运算器83进行电动机3的电气角速度ω的sign函数处理，并将运算结果输出到乘法器82、85。乘法器82将限幅器81的输出和sign函数运算器83的输出相乘并输出到除法器87。

系数乘法器84将q轴电流i_{q_fb}与系数K₁×R相乘并输出到乘法器85。乘法器85将系数乘法器84的输出与sign函数运算器83的输出相乘并输出到减法器86。减法器86从q轴电流偏差的积分值ΣACR_q中减去乘法器85的输出，并将减法运算结果输出到除法器87。

除法器87使减法器86的输出除以乘法器82的输出，并将上述除法运算结果输出到减法器88。减法器88从除法器87的输出中减去感应电压常数误差

并将减法运算结果作为调整值输出到死区运算器89。另外，电压误差补偿器33仅在电压不饱和的状态下运算感应电压常数误差

不进行电压饱和的状态下的运算。因此，在电压饱和的状态下输入到减法器88的感应电压常数误差

中不包含电压饱和量（下式（21）中的ΔV_st），通过减法器88中的处理，从减法器88的输出中去除感应电压常数误差

其结果，提取出与电压饱和量ΔV_st对应的值作为调整值

另一方面，可认为电压饱和的状态下的q轴电流偏差的积分值ΣACR_q中包含下式（21）表示的电压成分。另外，在式（21）中，ΔL_d是d轴电感的参数误差。

$\mathrm{\&Sigma;}{\mathrm{ACR}}_q={\mathrm{Ri}}_{q\_\mathrm{fb}}+\mathrm{\&omega;}(\mathrm{\&Delta;\&phi;}+\mathrm{\&Delta;}{L}_d{i}_{d\_\mathrm{fb}})+\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{st}}...\left(21\right)$

在上式（21）中，右边第1项是电阻引起的电压下降量，右边第2项是感应电压和电感的参数误差量。此外，右边第3项（ΔV_st）是表示电压饱和的项。

关于右边第2项，作为依存于电动机3的旋转速度的项，通过从电压误差补偿器33输出的感应电压常数误差

（在电压不饱和的状态下运算出的值）进行补偿。

死区运算器89在输入的调整值

处于死区以下的情况下，输出零作为调整值

返回图8，继续说明恒定输出控制器34。如图8所示，恒定输出控制器34具有PID控制器，该PID控制器包含系数乘法器90～92、积分器93、限幅器94、97、微分器95和加法器96。

从死区运算器89输出的调整值被输入到系数乘法器90～92。系数乘法器90将调整值

与比例增益K_{p_CPC}相乘并输出。系数乘法器91将调整值

与积分增益K_{i_CPC}相乘并输出。系数乘法器92将调整值

与微分增益K_{d_CPC}相乘并输出。

系数乘法器91的输出通过积分器93进行积分并被输入到限幅器94。限幅器94将积分器93的输出限制在预定范围内，输出到加法器96。具体而言，限幅器94在积分器93的输出变为预先设定的上限值或下限值的情况下，将积分器93的输出限制为上限值或下限值并输出。

此外，系数乘法器92的输出通过微分器95进行微分并被输出到加法器96。加法器96将系数乘法器90的输出、限幅器94的输出和微分器95的输出相加并输出到限幅器97。限幅器97以校正电压指令Δv_d ^*不超过预定范围的方式限制校正电压指令Δv_d ^*。

返回图4，继续说明矢量控制部12。如图4所示，减法器32从d轴电压指令v_d ^**’中减去校正电压指令Δv_d ^*而生成d轴电压指令v_d ^**，将上述d轴电压指令v_d ^**输出到振幅指令生成器35和相位指令生成器36。

振幅指令生成器35根据q轴电压指令v_q ^**和d轴电压指令v_d ^**求出输出电压指令的振幅v1^*。例如，振幅指令生成器35利用下式（22）求出输出电压指令的振幅v1^*并输出到限幅器37。限幅器37将输出电压指令的振幅v1*限制在预定范围内并输出。

v1^*=(v_d ^**2+v_q ^**2)^1/2…(22)

相位指令生成器36根据q轴电压指令v_q ^**和d轴电压指令v_d ^**求出输出相位指令θa^*（与d轴的相位差）。例如，相位指令生成器36利用下式（23）求出输出电压的相位指令θa^*并输出到加法器38。加法器38将输出电压的相位指令θa^*与由位置检测器4检测出的转子电气角相位θ相加，生成输出相位指令θ^*并输出到电力变换部10。

0a^*=tan^-1(v_q ^**/v_d ^**)…(23)

电力变换部10的PWM信号生成器14根据从矢量控制部12输出的输出电压指令的振幅v1^*和输出电压的相位指令θ^*，通过公知的PWM控制，生成PWM信号来对三相逆变电路13进行控制。

如上所述，第1实施方式的电动机控制装置1具有恒定输出控制器34，该恒定输出控制器34根据从q轴积分控制器52输出的q轴电流偏差的积分值ΣACR_q生成校正电压指令Δv_d ^*并输出。并且，电动机控制装置1通过从d轴电压指令v_d ^**’中减去校正电压指令Δv_d ^*，得到d轴电压指令v_d ^**。由此，可同时抑制电动机3的恒定输出区域中的转矩响应性的降低和电压利用率的降低。

（第2实施方式）

接着，说明第2实施方式的电动机控制装置。本实施方式的电动机控制装置相对于第1实施方式的电动机控制装置1，不同之处在于，在矢量控制部中具有电流限制器。另外，对具有与第1实施方式的电动机控制装置1相同功能的结构要素标注相同标号，并省略重复的说明。

图9是示出第2实施方式的电动机控制装置的结构的图。如图9所示，第2实施方式的电动机控制装置1A在矢量控制部12A中具有电流限制器23和减法器25。

如上所述，在进行恒定输出控制时，相比于d轴电流i_{d_fb}的控制，q轴电流i_{q_fb}的控制作用更强，因此无法将d轴电流i_{d_fb}控制成与d轴电流指令i_d ^*对应的值。因此，假如在下式（24）所示的输出电流i_m（表示输出电流的大小）变为过电流状态的情况下，要抑制上述状态的强制力降低。

$i_m=\sqrt{{i_{d\_\mathrm{fb}}}^2+{i_{q\_\mathrm{fb}}}^2}...\left(24\right)$

因此，电动机控制装置1A的矢量控制部12A具有电流限制器23和减法器25，根据上述结构，朝电压饱和相对于输出电流i_m缓和的方向控制运转状态。具体而言，在输出电流i_m超过作为限制值的电流限制指令i_m ^*的情况下，通过在降低速度指令（例如根据电流限制指令i_m ^*与输出电流i_m的电流偏差Δi_m ^*降低速度指令的加减速率或速度指令值，或者根据q轴电流校正指令Δi_q ^*降低速度指令的加减速率或速度指令值）的同时还降低q轴电流指令i_q ^*，能够在朝电压饱和缓和的方向控制运转状态，并且进行电流的提前抑制。另外，速度指令是与电压指令的输出频率成比例的值，在流过电动机3的电流超过限制值的情况下，通过电流限制器23降低例如电压指令的输出频率或输出频率的加减速率。

在电流限制器23中，将输出电流偏差Δi_m ^*与q轴电流校正指令Δi_q ^*之间的传递函数设为Gc（s）时，包含电流限制指令i_m ^*至输出电流i_m的框图可如图10那样表示。另外，在以下的说明中，电流控制器相对于电流限制动作足够高速，因此将电流控制器视作常数值1，并且电流限制动作相对于速度控制器足够高速，因此忽视速度控制器内的变动。

此外，输出电流偏差Δi_m ^*是电流限制指令i_m ^*与输出电流i_m的偏差，电流限制指令i_m ^*在电流限制器23内动态地生成。

此处，当设无功功率为Q[W]、功率因数为

输出电流i_m为I[A]、输出电压为V[v（伏）]时，图10所示的控制框图可如下式（25）那样表示。另外，式（25）所示的转矩T可如式（26）那样表示。

$Q=V\&times;I=\left|V\right|\left|I\right|\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{\&phi;}}=\left|V\right|\left|I\right|-\mathrm{\&omega;}\&times;T...\left(25\right)$

$T={{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iq}}}^{*}\&times;K_t={{\mathrm{\&Delta;T}}_{\mathrm{lin}}}^{*}...\left(26\right)$

此外，当考虑恒定输出状态下的运转，如下式（27）那样将两个参数（V、ω）设定为固定值时，从转矩T到电流｜I｜的传递函数可如下式（28）那样表示。

$\begin{array}{c}V=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}\\ \mathrm{\&omega;}=\mathrm{const}.\end{array}...\left(27\right)$

$\left|I\right|=\frac{\mathrm{\&omega;}}{\left|V\right|(1-\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{\&phi;}})}\&times;T...\left(28\right)$

因此，如果使得输出电流偏差Δi_m ^*和q轴电流校正指令Δi_q ^*之间的传递函数Gc（s）成为积分特性，则能够稳定控制输出电流i_m。因此，传递函数Gc（s）的运算器作为积分控制器，可如下式（29）那样表示。

$\mathrm{Gc}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{dc}}(1-\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{\&phi;}})}{2\mathrm{\&omega;}}\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{AIC}}}{s}...\left(29\right)$

在上式（29）中，将电流限制器23的控制响应设为ω_AIC[rad/s]，将直流母线电压设为Vdc[v（伏）]。另外，ω_AIC是设定参数。根据上式（29），传递函数Gc（s）的积分增益可如下式（30）那样表示。

$K_i=\frac{V_{\mathrm{dc}}(1-\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{\&phi;}})}{2\mathrm{\&omega;}}\&CenterDot;{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{AIC}}...\left(30\right)$

由此，电流限制器23通过使作为电流限制指令i_m ^*与输出电流i_m的偏差的输出电流偏差Δi_m ^*乘以上式（30）表示的积分增益K_i来进行积分，生成q轴电流校正指令Δi_q ^*。并且，如上所述，根据输出电流偏差Δi_m ^*降低速度指令值ω^*，同时根据由减法器25减去q轴电流校正指令Δi_q ^*后的q轴电流指令i_q ^*进行q轴电流控制，由此在输出电流i_m大幅度变动的情况下提前进行抑制。

电流限制器23如上所述那样构成，电流限制器23的积分增益K_i根据功率因数

发生变动。具体而言，以在功率因数

大的情况下变为低增益、功率因数小的情况下变为高增益的方式进行动作。另外，在图9中输入到电流限制器23的V_{d_lim} ^**和V_{q_lim} ^**是对d轴电压指令v_d ^**和q轴电压指令v_q ^**进行饱和极限处理后的各电压指令。

在第1实施方式和第2实施方式中，均使用位置检测器4检测电动机3的转子电气角相位θ。但是，本发明的应用不限于此，即使是根据输出电流和输出电压运算转子电气角相位θ的无位置检测器的结构也可以。

对于本领域技术人员而言，能够容易地导出进一步的效果和变形例。因此，本发明的更广泛的方式不限于如上那样表示并且记述的特定的详细和代表性实施方式。因此，能够在不脱离通过所附权利要求及其等同物定义的概括性发明概念的精神或范围的情况下进行各种变更。

Claims (6)

1.一种交流电动机的控制装置，其特征在于，该控制装置具有：

d轴电压指令器，其生成d轴电压指令，该d轴电压指令是将与交流电动机的磁通平行的轴作为d轴、将与该d轴垂直的方向作为q轴的dq坐标系中的所述d轴的电压指令；

d轴去干扰控制器，其从所述d轴电压指令中去除所述q轴的电流引起的干扰成分；

电流偏差运算器，其运算出q轴电流偏差，该q轴电流偏差是所述q轴的电流指令与流过所述交流电动机的所述q轴的电流的偏差；

q轴积分控制器，其输入所述q轴电流偏差，输出所述q轴电流偏差的积分值；

q轴电压指令器，其根据所述q轴电流偏差生成作为所述q轴的电压指令的q轴电压指令并输出；

恒定输出控制器，其根据所述q轴积分控制器的输出，输出针对所述d轴电压指令的校正电压指令；以及

d轴电压指令校正器，其通过从由所述d轴去干扰控制器去除干扰成分后的d轴电压指令中减去所述校正电压指令，对所述d轴电压指令进行校正。

2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述d轴电压指令器具有：

电流偏差运算器，其运算出d轴电流偏差，该d轴电流偏差是所述d轴的电流指令与流过所述交流电动机的所述d轴的电流的偏差；

d轴积分控制器，其输入所述d轴电流偏差，输出所述d轴电流偏差的积分值；以及

限幅器，其限制所述d轴积分控制器的输出上限值，

所述d轴电压指令器根据所述d轴积分控制器的输出，生成所述d轴电压指令并输出。

3.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述恒定输出控制器具有与所述电压指令的输出频率或所述交流电动机的电气角旋转频率成反比的增益特性。

4.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述恒定输出控制器具有PI控制器和PID控制器中的任意一个。

5.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述恒定输出控制器取代所述q轴积分控制器的输出，而是根据所述q轴电压指令器的输出，输出针对所述d轴电压指令的校正电压指令。

6.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述交流电动机的控制装置具有电流限制器，所述电流限制器在流过所述交流电动机的电流超过限制值的情况下，根据所述限制值与流过所述交流电动机的电流的偏差，减小所述电压指令的输出频率或输出频率的加减速率，且减小所述q轴的电流指令。

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