JP2001327172A - インバータ制御装置およびこのインバータ制御装置を用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷に流れる電流がインバータのスイッチン
グ周波数成分が重畳された電流波形または歪んだ電流波
形を有していても制御性能を劣化させることのないイン
バータ制御装置およびこのインバータ制御装置を用いた
空気調和機を提供する。 【解決手段】 本発明のインバータ制御装置は複数のス
イッチング素子を有し、直流を交流に変換して負荷に供
給するインバータの制御装置であって、負荷の少なくと
も１つの相に流れる電流値がゼロになるようにインバー
タの少なくとも１つのスイッチング素子を所定時間オフ
させる駆動停止手段と、駆動停止手段により負荷に流れ
る電流値がゼロになる期間中に電流検出手段が出力する
電圧値を記憶更新するオフセット電圧検出手段と、電流
検出手段が出力する電圧値とオフセット電圧検出手段が
記憶する電圧値とから負荷に流れる実電流値を演算する
実電流演算手段とを備えたことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はインバータ制御装置
およびこのインバータ制御装置を用いた空気調和機に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図９に従来のインバータ制御装置の一例
を示す。図９において、制御部１１０は外部速度指令信
号に基づいてモータ１０３を所定の速度に制御するため
に、電流センサ１０４ａおよび１０４ｂより検出するモ
ータ１０３の巻線電流の値をパラメータとしてインバー
タ１０２を駆動する信号を作成して出力する。この駆動
信号を受けてインバータ駆動部１１１がインバータ１０
２の各スイッチング素子を駆動する。

【０００３】また、電流センサ１０４ａおよび１０４ｂ
は一般的には検出した電流値を電圧値に変換して出力す
る。ここで、電流量がゼロの時のセンサ出力電圧をオフ
セット電圧といい、検出したセンサ出力電圧からこのオ
フセット電圧を引いた値より検出電流値を算出する。

【０００４】ところでこの電流センサ１０４ａおよび１
０４ｂのオフセット電圧には製品の初期ばらつきや周囲
温度の変化等による温度ドリフトのため誤差が生じる。
これは検出する電流値に誤差を与え、モータ１０３の電
流波形の歪み、効率の低下あるいは脱調を引き起こし、
制御性能を劣化させることになる。

【０００５】特開平７−２７１４４５号公報は、このよ
うな電流センサ１０４ａおよび１０４ｂのオフセット電
圧の誤差を補正する方法を開示している。特開平７−２
７１４４５号公報によると、モータ１０３が停止する毎
に電流センサ１０４ａおよび１０４ｂのオフセット電圧
が検出され、逐次更新される。このようにして製品の初
期ばらつきによるオフセット電圧の誤差を補正すること
ができる。また、モータ１０３の運転が停止した後に、
運転中における温度ドリフト等によるオフセット電圧の
誤差も補正することができる。

【０００６】また、特開平５−２５２７８５号公報も電
流センサ１０４ａおよび１０４ｂのオフセット電圧の誤
差を補正する方法を開示している。特開平５−２５２７
８５号公報によると、電流センサ１０４ａおよび１０４
ｂの出力電圧の１周期分を積分することによりオフセッ
ト電圧を算出して、この算出値を用いてオフセット電圧
の誤差を補正する。また電流センサ１０４ａおよび１０
４ｂの出力電圧の１周期分における検出電流値が正であ
る第１の時間と負である第２の時間とを計測し、この第
１の時間と第２の時間との比に基づいてオフセット電圧
を算出し、この算出値を用いてオフセット電圧の誤差を
補正する。従って、製品の初期ばらつきによるオフセッ
ト電圧の誤差を補正することができるとともに、モータ
１０３を運転状態にさせたまま、温度ドリフト等により
生じるオフセット電圧の誤差を補正することができると
している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】例えば空気調和機にお
いて圧縮機モータを駆動するインバータ制御装置は室外
機内に設けられ、この室外機は屋外に設置される。従っ
て、インバータ制御装置における電流センサの温度環境
は外気温の変化やモータの運転状態により大きく変動す
る。

【０００８】上記特開平７−２７１４４５号公報に開示
される従来のインバータ制御装置では、モータ１０３の
停止中あるいは運転停止後の電流センサ１０４ａおよび
１０４ｂのオフセット電圧を検出してその誤差を補正す
ることができるものの、圧縮機モータ運転中の外気温の
変化や温度ドリフト等により変動するオフセット電圧を
補正することができない。従って検出する電流値に誤差
が発生して、インバータ制御装置の制御性能が劣化する
という課題を有していた。

【０００９】また近年、空気調和機の更なる省エネルギ
ー化を達成するために、メカ損失の小さい１ピストンロ
ータリ圧縮機が用いられる場合がある。この場合、特に
低速領域において圧縮機の音・振動が大きくなる。これ
を抑制するためにメカ１回転中のトルクを一定に保つト
ルク制御が用いられることがあり、この場合、圧縮機モ
ータの電流波形は図１０に示すように歪んだ電流波形と
なる。上記特開平５−２５２７８５号公報に開示される
インバータ制御装置では、モータの巻線電流波形が滑ら
かな正弦波状である場合に圧縮機モータの運転中の外気
温の変化や温度ドリフト等により変動するオフセット電
圧を算出してその誤差を補正することができるが、イン
バータのスイッチング周波数成分が重畳された電流波形
や、図１０に示すような１ピストンロータリ圧縮機のト
ルク制御時の歪んだ電流波形では正確なオフセット電圧
を算出することができず、圧縮機モータ運転中の外気温
の変化や温度ドリフト等により変動するオフセット電圧
を補正することができない。従って上記特開平７−２７
１４４５号公報と同様、検出する電流値に誤差が発生し
て、インバータ制御装置の制御性能が劣化するという課
題を有していた。

【００１０】本発明は上記のような課題を解決するため
になされたものであり、負荷に流れる電流がインバータ
のスイッチング周波数成分が重畳された電流波形または
歪んだ電流波形を有していても、制御性能を劣化させる
ことのないインバータ制御装置およびこのインバータ制
御装置を用いた空気調和機を提供することを目的とす
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ制御
装置は、複数のスイッチング素子を有し、直流を交流に
変換して負荷に供給するインバータの制御装置であっ
て、（ａ）前記負荷に流れる電流値を検出し電圧値に変
換して出力する電流検出手段と、（ｂ）前記負荷の少な
くとも１つの相に流れる電流値がゼロになるように前記
インバータの少なくとも１つのスイッチング素子を所定
時間オフさせる駆動停止手段と、（ｃ）前記駆動停止手
段が前記インバータの前記スイッチング素子をオフさせ
ることにより前記負荷に流れる電流値がゼロになる期間
中に前記電流検出手段が出力する電圧値を記憶更新する
オフセット電圧検出手段と、（ｄ）前記電流検出手段が
出力する電圧値と前記オフセット電圧検出手段が記憶す
る電圧値とから前記負荷に流れる実電流値を演算する実
電流演算手段と、（ｅ）前記駆動停止手段および前記実
電流演算手段の出力信号に基づいて前記インバータを制
御する制御部とを備えたことを特徴とする。駆動停止手
段により負荷の少なくとも１つの相に流れる電流値がゼ
ロになるようにインバータの複数のスイッチング素子の
うちの少なくとも１つが所定時間オフされ、この期間中
に電流検出手段により出力される電圧値がオフセット電
圧検出手段により記憶更新され、実電流演算手段におい
て電流検出手段が出力する電圧値とオフセット電圧検出
手段が記憶する電圧値とから負荷に流れる実電流値が演
算され、駆動停止手段および実電流演算手段の出力信号
に基づいてインバータが制御されるので、負荷の電流波
形にインバータのスイッチング周波数成分が重畳される
ような場合であっても、運転中における温度ドリフト等
による電流検出部のオフセット電圧の変動誤差を補正す
ることができる。従って制御性能を劣化させずに信頼性
の高いインバータ制御装置を提供することができる。

【００１２】前記負荷に流れる電流のゼロクロス点を検
出するゼロクロス検出手段をさらに備え、前記駆動停止
手段が前記ゼロクロス検出手段が検出する電流のゼロク
ロス点において前記インバータのスイッチング素子を所
定時間停止させれば、電流波形の歪みを最小限に抑える
ことができる。

【００１３】前記ゼロクロス検出手段が前記実電流演算
手段から得られる前記実電流値よりゼロクロス点を算出
してもよい。

【００１４】前記負荷に流す電流値を算出する指令電流
演算手段をさらに備え、前記ゼロクロス検出手段が前記
指令電流演算手段が算出する電流波形の振幅値と各瞬時
値よりゼロクロス点を算出すれば、非常に簡単な計算式
によって運転中における温度ドリフト等による電流検出
部のオフセット電圧の変動誤差を確実に補正することが
できる。また周期的に変動する負荷を駆動する場合であ
っても、容易にオフセット電圧の変動誤差を確実に補正
することができる。

【００１５】ゼロクロス検出手段は、負荷に流す電流が
正弦波形を有する場合に、電流の振幅値をＡとし、各瞬
時値をＢとし、瞬時値Ｂにおける角度をθとすると、θ
＝Ｂ／Ａ（θ≒０）によりゼロクロス点を算出すること
ができれば、容易にゼロクロス点を推測でき、運転中に
おける温度ドリフト等による電流検出部のオフセット電
圧の変動誤差を確実に補正することができる。

【００１６】前記負荷はモータであることが好ましい。

【００１７】本発明の空気調和機が上記インバータ制御
装置を備えれば、装置の大型化やコストアップを伴わず
に性能の劣化がなく信頼性の高い空気調和機を提供する
ことができる。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るインバータ装
置の実施の形態について添付の図面を参照して詳細に説
明する。なお全ての図面において、実質的に同様の機能
を有する構成要素または部分は同じ参照符号で示す。

【００１９】（実施の形態１）図１および図２は本発明
に係るインバータ制御装置の一実施形態を示す制御ブロ
ック図である。以下これらの図を参照しながら本実施の
形態のインバータ制御装置３０について説明する。

【００２０】本実施の形態のインバータ制御装置３０
は、複数のスイッチング素子を有し、直流を交流に変換
して負荷としてのモータ３に供給するインバータ２の制
御装置である。インバータ制御装置３０は、電流検出手
段４と、駆動停止部１３と、オフセット電圧検出部１４
と、実電流演算部１５ａと、制御部１０とを有する。

【００２１】本実施の形態のインバータ制御装置３０は
特に、駆動停止部１３がモータ３の少なくとも１つの相
に流れる電流値がゼロになるようにインバータ２の有す
る複数のスイッチング素子のうちの２つを所定時間オフ
させ、この期間中に電流検出手段４が出力する電圧値を
オフセット電圧検出部１４が記憶更新することを特徴と
する。なお後述するが、上記所定時間オフさせるスイッ
チング素子の数はモータ３の種類によって適宜決定さ
れ、少なくとも１以上である。

【００２２】モータ３に流れる実電流は、実電流演算部
１５ａにおいて、モータ３の運転時に電流検出手段４に
より検出される検出電圧から上記記憶更新されたオフセ
ット電圧を引いた値を用いて検出される。さらに制御部
１０において、実電流演算部１５ａおよび駆動停止部１
３の出力信号に基づいてインバータ２が制御される。

【００２３】電流検出手段４には例えば電流センサ４ａ
および４ｂが使用され、検出した電流値を対応する電圧
値に変換して出力する。電流センサ４ａおよび４ｂのオ
フセット電圧は通常、製品の初期ばらつきやモータ３の
運転中の温度ドリフト等により変動する。従って、電流
センサ４ａおよび４ｂにより検出される電流値には誤差
が生じ、このような電流値を用いてインバータ２の制御
を行うと制御性能の劣化を引き起こす。しかしながら本
実施の形態のインバータ制御装置３０によると上述した
ように、駆動停止部１３によって負荷であるモータ３の
少なくとも１つの相に流れる電流値が所定時間ゼロにさ
れ、この期間中に電流検出手段４が出力するモータ３の
電圧値がオフセット電圧検出部１４により記憶更新され
る。従ってモータ３の運転中における温度ドリフト等に
よる電流検出手段４のオフセット電圧の変動誤差を確実
に補正することができる。また駆動停止部１３によって
モータ３に流れる電流値が強制的に所定時間ゼロにされ
るので、モータ３の電流波形にインバータ２のスイッチ
ング周波数成分が重畳されても、電流検出手段４のオフ
セット電圧の変動誤差を確実に補正することができる。
よって本発明によると制御性能を劣化させずに信頼性の
高いインバータ制御装置を提供することができる。

【００２４】下記に本実施の形態１のインバータ駆動装
置３０についてさらに具体的に説明する。図２に示され
るようにインバータ２は例えば、６個のスイッチング素
子５ａ〜５ｆを制御することにより、直流電源１から可
変電圧・可変周波数のＵ相、Ｖ相およびＷ相からなる３
相交流をつくりだす。この交流電圧はモータ３に出力さ
れ、モータ３の速度が制御される。負荷としてのモータ
３には例えば、ブラシレスＤＣモータ、誘導電動機また
はリラクタンスモータ等が用いられる。

【００２５】電流検出手段４は例えば電流検出センサ４
ａおよび４ｂからなり、それぞれモータ３のＶ相および
Ｗ相に設けられ、各相に流れる電流値ＩｖおよびＩｗを
検出する。Ｕ相に流れる電流値Ｉｕは下記の（式１） Ｉｕ＝−Ｉｖ−Ｉｗ・・・（式１） より算出する。以下特にモータ３のＶ相に設けられてＩ
ｖを検出する電流センサ４ａによるオフセット電圧の補
正方法について詳細に説明する。

【００２６】駆動停止部１３は、例えばモータ３のＶ相
巻線に接続されたインバータ２のスイッチング素子５ｂ
および５ｅを所定時間強制的に停止させ、これによりモ
ータ３のＶ相に流れる電流値は所定時間ゼロの状態を保
持する。このように駆動停止部１３がインバータ２のス
イッチング素子５ｂおよび５ｅをオフさせることにより
モータ３のＶ相に流れる電流値がゼロになる期間中に、
オフセット電圧検出部１４はモータ３のＶ相に設けられ
た電流センサ４ａの出力電圧値をオフセット電圧として
検出して、オフセット電圧を記憶更新する。更新された
オフセット電圧値と電流センサ４ａより得られる電圧値
とを用いて、実電流演算部１５ａにおいてモータ３に流
れる実電流値が演算される。この演算に用いるオフセッ
ト電圧は常にモータ３の運転中の温度ドリフト等による
変動を含んだ値である。従って実電流演算部１５ａにお
いて、オフセット電圧の変動誤差の影響を受けない真の
実電流値を得ることができる。なお本実施の形態では、
モータ３の少なくとも１つの相（例えばＶ相）に流れる
電流値をゼロになるように、２つのスイッチング素子
（５ｂおよび５ｅ）をオフさせるが、本発明はこれに限
定されることはない。例えば、各相に１つずつスイッチ
ング素子を有する３相のＳＲＭ（スイッチトリラクタン
スモータ）をモータ３として使用する場合には、このう
ちの１つのスイッチング素子をオフさせてモータ３の１
つの相に流れる電流値がゼロになるようにすればよい。

【００２７】図１および図２に示されるように、本実施
の形態のインバータ駆動装置３０は、好ましくはゼロク
ロス検出部１２ａを有する。ゼロクロス検出部１２ａ
は、モータ３の各相に流れる電流波形のゼロクロス点を
検出する。本実施の形態では実電流演算部１５ａにより
算出される実電流値よりゼロクロス点を検出する。上述
したように実電流値は、オフセット電圧検出部１４にお
いて記憶更新されたオフセット電圧値と電流センサ４ａ
より得られる電圧値とを用いて演算され、この実電流値
からゼロクロス点を検出する。

【００２８】ゼロクロス検出部１２ａにより検出された
Ｖ相のゼロクロス点において、駆動停止部１３では駆動
信号作成部１８を介して、図２に示すようにモータ３の
Ｖ相巻線に接続されたインバータ２のスイッチング素子
５ｂおよび５ｅを所定時間停止させる。これにより図３
に示されるようにＶ相に流れる電流値は増加せずにゼロ
の状態を保持する。オフセット電圧検出部１４はこの期
間中における電流センサ４ａの出力電圧値をオフセット
電圧として検出して更新し記憶する。更新されたオフセ
ット電圧値と電流センサ４ａより得られる電圧値とを用
いて、実電流演算部１５ａにおいてモータ３のＶ相に流
れる実電流値が演算される。以上のように、モータ３の
電流波形のゼロクロス点においてオフセット電圧検出が
行われれば、電流波形の歪みを最小限に抑えることがで
きるので、モータの駆動に影響を与えにくい。

【００２９】インバータ２の制御を行う制御部１０は図
１および図２に示されるように例えば、指令電流演算部
１６ａ、電流誤差演算部１７および駆動信号作成部１８
を有する。指令電流演算部１６ａは外部速度指令に基づ
いてモータ３を所定の速度に制御するための指令電流値
を算出する。この指令電流演算部１６ａより算出される
指令電流値と実電流演算部１５ａより算出される実電流
値との誤差を電流誤差演算部１７において求め、この誤
差値から駆動信号作成部１８においてインバータ２へ出
力する駆動信号を作成して出力する。インバータ駆動部
１１はこの駆動信号に基づいてインバータ２のスイッチ
ングを行いモータ３の速度制御を行う。

【００３０】以上の動作を一定時間毎或いは所定周期毎
等に行い、運転中に変動するオフセット電圧の誤差を確
実に補正する。上記の説明では電流センサ４ａのオフセ
ット電圧の補正方法について説明したが、電流センサ４
ｂのオフセット電圧の補正も電流センサ４ａと同様に行
うことが可能であり、モータ３の全ての相において本実
施の形態のインバータ制御を行う。

【００３１】上述したように、本実施の形態のインバー
タ制御装置３０によると、モータ３の電流波形にインバ
ータ２のスイッチング周波数成分が重畳されるような場
合であっても、運転中における温度ドリフト等による電
流センサ４ａおよび４ｂのオフセット電圧の変動誤差を
確実に補正することができるので、制御性能を劣化させ
ずに信頼性の高いインバータ制御装置を提供することが
できる。

【００３２】また、インバータ制御装置３０がモータ３
の各相に流れる電流波形のゼロクロス点を検出するゼロ
クロス検出部１２ａを有し、モータ３の電流波形のゼロ
クロス点においてオフセット電圧検出が行われれば、電
流波形の歪みを最小限に抑えることができる。

【００３３】さらに本実施の形態のインバータ制御装置
において、制御部１０にマイコン等を用いれば全ての制
御をソフトウェアで行うことができるので、新たな回路
等の追加を必要とせず、装置の大型化さらにはコストア
ップの防止を実現することができる。

【００３４】（実施の形態２）図４は実施の形態２のイ
ンバータ制御装置３２の制御ブロック図である。実施の
形態２のインバータ制御装置３２においては、指令電流
演算部１６ｂが算出する指令電流値に基づいてモータ３
の電流波形のゼロクロス点を検出することにおいて実施
の形態１のインバータ制御装置３０と異なる。

【００３５】以下、本実施形態２のインバータ制御装置
３２について図４、図５および図６を用いて詳細に説明
する。なお、電流センサ４ａおよび４ｂの温度ドリフト
等により生じるオフセット電圧の変動誤差の補正方法に
ついては実施の形態１と同様であるので詳細な説明は省
略し、特に電流波形のゼロクロス点の検出方法について
詳細に説明する。

【００３６】図４において、指令電流演算部１６ｂは外
部速度指令に基づいて、モータ３を所定の速度に制御す
るために必要な電流指令値を算出する。この電流指令値
と実電流演算部１５ｂより算出される実電流値とが一致
するようにインバータ２の制御を行う。以下の説明にお
いては、インバータ２からモータ３に流れる電流波形を
正弦波状に制御すると仮定する。この場合、指令電流演
算部１６ｂが算出する指令電流波形は図５に示すような
正弦波状となる。

【００３７】図５において指令電流波形の振幅値をＡと
し、ある瞬間での指令電流の瞬時値をＢとし、このとき
の角度をθとすると、下記（式２）の等式が成り立つ。 Ｂ＝Ａ×ｓｉｎθ・・・（式２）

【００３８】上記（式２）は、角度θがゼロに近い値、
即ち正弦波のゼロクロス点近傍では下記の（式３）のよ
うに近似して表すことができる。 Ｂ≒Ａ×θ・・・（式３）

【００３９】従って、角度θは（式４）のように簡単な
数式により求めることができる。 θ＝Ｂ／Ａ・・・（式４） （式４）の角度θにより、電流波形が次にゼロクロス点
に到達するまでの時間を算出することができる。従っ
て、ゼロクロス検出部１２ｂは、指令電流演算部１６ｂ
が算出する電流波形の振幅値Ａと各瞬時値Ｂとによりゼ
ロクロス点を推測することができる。

【００４０】これにより駆動停止部１３は電流波形のゼ
ロクロス点付近、例えば図６に示すようにゼロクロス点
前後でインバータ２への駆動信号を所定時間停止させる
ことができる。この間にオフセット電圧検出部１４は、
電流センサ４ａおよび４ｂが出力するオフセット電圧を
検出する。このオフセット電圧を用いて実電流演算部１
５ｂは実電流値を演算する。

【００４１】従って本実施形態２のインバータ制御装置
３２によれば、モータ３の電流波形にインバータ２のス
イッチング周波数成分が重畳されるような場合であって
も、（式４）に示す非常に簡単な計算式によって運転中
における温度ドリフト等による電流センサ４ａおよび４
ｂのオフセット電圧の変動誤差を確実に補正することが
できるので、制御性能を劣化させずに信頼性の高いイン
バータ制御装置を容易に実現することができる。

【００４２】また、本実施形態２によっても上述の実施
の形態１と同様に、運転中において変動するオフセット
電圧の誤差を確実に補正することができるので、制御性
能を劣化させることなく信頼性の高いインバータ制御装
置を提供することができる。また、モータ３の電流波形
のゼロクロス点においてオフセット電圧検出が行われる
ので、電流波形の歪みを最小限に抑えることができる。
さらに制御部１０にマイコン等を用いれば、全ての制御
をソフトウェアで行うことができるので、新たな回路等
の追加を必要とせず、装置の大型化さらにはコストアッ
プの防止を実現することができる。

【００４３】（実施の形態３）図７はモータ３の回転速
度に対してその半分の速度で周期的に変動する負荷を駆
動する場合のモータ３の電流波形を示す図である。本実
施の形態３においては、上述の実施の形態２と同様のイ
ンバータ制御装置３２を用い、図７に示されるような脈
動した波形の電流がモータ３に流される。以下の説明は
特に図７に示される電流波形のゼロクロス点の検出方法
に関する。ゼロクロス点検出後の電流センサ４ａおよび
４ｂの温度ドリフト等により生じるオフセット電圧の変
動誤差の補正方法については実施の形態１と同様である
ので詳細な説明は省略する。以下、本発明の実施の形態
３について図４および図７を用いて詳細に説明する。

【００４４】モータ３の回転速度に対して周期的に変動
する負荷のトルクを補正し、一定トルクを発生させる制
御方法として、トルク制御が用いられる。トルク制御
は、周期的に変動する負荷量を検出し、この負荷に対し
てモータ３が発生するトルクが一定値になるように、モ
ータ３に流す電流値を補正するものである。具体的に
は、指令電流演算部１６ｂにおいて、外部速度指令に基
づいた正弦波状の基準電流指令値を算出し、この基準電
流指令値に対して負荷の大きさに対応した電流値の補正
を行う。

【００４５】この結果、トルク制御によりモータ３の発
生トルクは一定になるが、電流波形は図７に示すように
脈動した波形となる。このとき、電流の補正を正弦波状
の基準電流指令値に対して行うため、脈動電流波形のゼ
ロクロス点は基準電流指令値のゼロクロス点と同じにな
る。

【００４６】従って、図７の脈動電流波形のゼロクロス
点を算出するには、基準の電流指令値のゼロクロス点を
算出すればよいことになる。よって上述の実施の形態２
で示した（式４）の計算式を用いて脈動電流波形のゼロ
クロス点を容易に算出することができる。ゼロクロス検
出部１２ａにより得られるゼロクロス点において電流セ
ンサのオフセット電圧を補正すれば、上述の実施の形態
２と同様の効果が得られる。

【００４７】従って本実施の形態３によれば、モータ３
が周期的に変動する負荷を駆動する場合であっても（式
４）に示す非常に簡単な計算式によって運転中における
温度ドリフト等による電流センサ４ａおよび４ｂのオフ
セット電圧の変動誤差を確実に補正することができるの
で、制御性能を劣化させずに信頼性の高いインバータ制
御装置を容易に実現することができる。

【００４８】また、本実施の形態３によっても上述の実
施の形態１および２と同様に、運転中において変動する
オフセット電圧の誤差を確実に補正することができるの
で、制御性能を劣化させることなく信頼性の高いインバ
ータ制御装置を提供することができる。また、モータ３
の電流波形のゼロクロス点においてオフセット電圧検出
が行われるので、電流波形の歪みを最小限に抑えること
ができる。さらに制御部１０にマイコン等を用いれば、
全ての制御をソフトウェアで行うことができるので、新
たな回路等の追加を必要とせず、装置の大型化さらには
コストアップの防止を実現することができる。

【００４９】（実施の形態４）図８は、本発明のインバ
ータ制御装置を有する空気調和機の一構成例を示す。本
発明の空気調和機４０は例えば、図１のインバータ制御
装置３０または図４のインバータ制御装置３２を有す
る。以下図８を用いて本発明の空気調和機４０について
説明する。

【００５０】図８に示される空気調和機４０は、電動圧
縮機８２を駆動させるためのインバータ装置８１と、イ
ンバータ装置８１を制御するための実施の形態１と同様
のインバータ制御装置３０とを有する。空気調和機４０
は電動圧縮機８２、室内ユニット９２、室外ユニット９
５および四方弁９１からなる冷凍サイクルを備えてい
る。室内ユニット９２は室内熱交換器９３と室内送風機
９４とを有し、室外ユニット９５は室外熱交換器９６、
室外送風機９７および膨張弁９８を有する。

【００５１】熱媒体である冷媒が冷凍サイクル中を循環
する。冷媒は電動圧縮機８２により圧縮され、室外熱交
換器９６において室外送風機９７からの送風により室外
の空気と熱交換され、また室内熱交換器９３において室
内送風機９４からの送風により室内の空気と熱交換され
る。室内熱交換器９３での熱交換後の空気により室内の
冷暖房が行われる。冷房または暖房の切換は四方弁９１
を用いて冷媒の循環方向を反転させることにより行われ
る。

【００５２】以上のような冷凍サイクルにおける冷媒の
循環は、インバータ装置８１を用いて電動圧縮機８２を
駆動させることにより行われ、これらインバータ装置８
１および電動圧縮機８２の制御方法は例えば実施の形態
１と同様のインバータ制御装置を用いて行われる。イン
バータ制御装置の構成および動作については前述したと
おりであるので説明は省略する。

【００５３】以上のように本発明によると、効率の低下
や制御性能の劣化などが抑制された空気調和機を提供す
ることができる。

【００５４】本実施形態では圧縮機８２の駆動装置とし
て実施の形態１で説明したインバータ制御装置３０を用
いた空気調和機について説明したが、実施の形態２また
は実施の形態３で説明したインバータ制御装置を用いて
も上記と同様の効果を有する空気調和機を提供すること
ができる。なお、本発明の空気調和機に含まれるインバ
ータ制御装置によると、電動圧縮機８２が１ピストンロ
ータリ圧縮機であっても、実施の形態３に説明したよう
に、運転中の温度ドリフト等による電流センサのオフセ
ット電圧の誤差を補正して制御性能の劣化を抑制するこ
とができる。従って本発明のインバータ制御装置は、特
に使用温度環境の厳しい空気調和機に対して用いること
によりその効果を最大限に利用することができる。

【００５５】さらに上記のオフセット電圧補正制御はソ
フトウエアにより実現することができる。従って、制御
部１０にマイコンなどを使用すれば部品の追加やコスト
アップを伴うことがない。

【００５６】なお、図１および図４に示される本発明の
実施の形態１から３のインバータ制御装置において、制
御部１０に含まれる構成要素は上記実施の形態で説明し
た組合わせに限られず、さらにインバータ駆動部１１、
ゼロクロス検出部１２ａ、１２ｂ、駆動停止部１３、オ
フセット電圧検出部１４、および実電流検出部１５ａ、
１５ｂのうちの一部または全てを含んでもよい。また、
上記実施の形態１から４において、電流センサ４ａおよ
び４ｂのオフセット電圧の初期ばらつきについては、モ
ータ３の起動前にセンサ出力電圧をオフセット電圧とし
て予め検出することにより誤差を補正することができ
る。

【００５７】上記実施の形態１から４では、負荷として
のモータの全ての相に対してオフセット電圧の変動誤差
補正を伴うインバータ制御を行うことを説明したが、本
発明はこれに限られず、モータの少なくとも１つの相に
対して上記のようなインバータ制御を行えば本発明の効
果は得られる。

【００５８】

【発明の効果】上述のように本発明によると、駆動停止
手段によって負荷の少なくとも１つの相に流れる電流値
が所定時間ゼロにされ、この期間中に電流検出手段が出
力する負荷の電圧値がオフセット電圧検出手段により記
憶更新されるので、電流検出手段のオフセット電圧の変
動誤差を確実に補正することができる。従って制御性能
を劣化させずに信頼性の高いインバータ制御装置および
これを用いた空気調和機を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施形態１のインバータ制御装置を
示す制御ブロック図である。

【図２】 本発明の実施形態１のインバータ制御装置の
インバータ回路構成図である。

【図３】 本発明の実施形態１のインバータ制御装置に
おけるモータ電流波形図である。

【図４】 本発明の実施形態２および３のインバータ制
御装置を示す制御ブロック図である。

【図５】 本発明の実施形態２のインバータ制御装置に
おけるゼロクロス点検出方法を示す図である。

【図６】 本発明の実施形態２のインバータ制御装置に
おけるモータ電流波形図である。

【図７】 脈動電流波形およびその基準指令電流波形図
である。

【図８】 本発明の実施形態４の空気調和機を示す構成
のブロック図である。

【図９】 従来のインバータ制御装置における制御ブロ
ック図である。

【図１０】 １ピストンロータリ圧縮機のモータ電流波
形である。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ インバータ ３ モータ ４ 電流検出手段 ４ａ、４ｂ 電流センサ ５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ スイッチング素子 １０ 制御部 １１ インバータ駆動部 １２ａ、１２ｂ ゼロクロス検出部 １３ 駆動停止部 １４ オフセット電圧検出部 １５ａ、１５ｂ 実電流演算部 １６ａ、１６ｂ 指令電流演算部 １７ 電流誤差演算部 １８ 駆動信号作成部 ３０ インバータ制御装置 ３２ インバータ制御装置 ８１ インバータ装置 ８２ 電動圧縮機 ９１ 四方弁 ９２ 室内ユニット ９３ 室内熱交換器 ９４ 室内送風機 ９５ 室外ユニット ９６ 室外熱交換器 ９７ 室外送風機 ９８ 膨張弁

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田澤 徹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 3L060 AA03 CC10 DD02 EE04 5H007 AA06 AA07 AA12 BB06 CA01 CB05 DA05 DB02 DB12 DC02 DC05 GA08 5H576 AA08 AA10 BB06 CC01 DD02 DD04 DD07 DD09 EE18 EE19 GG04 HA02 HB01 JJ03 JJ25 LL22 MM12 MM15

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のスイッチング素子を有し、直流を
   交流に変換して負荷に供給するインバータの制御装置で
   あって、（ａ）前記負荷に流れる電流値を検出し電圧値
   に変換して出力する電流検出手段と、（ｂ）前記負荷の
   少なくとも１つの相に流れる電流値がゼロになるように
   前記インバータの少なくとも１つのスイッチング素子を
   所定時間オフさせる駆動停止手段と、（ｃ）前記駆動停
   止手段が前記インバータの前記スイッチング素子をオフ
   させることにより前記負荷に流れる電流値がゼロになる
   期間中に前記電流検出手段が出力する電圧値を記憶更新
   するオフセット電圧検出手段と、（ｄ）前記電流検出手
   段が出力する電圧値と前記オフセット電圧検出手段が記
   憶する電圧値とから前記負荷に流れる実電流値を演算す
   る実電流演算手段と、（ｅ）前記駆動停止手段および前
   記実電流演算手段の出力信号に基づいて前記インバータ
   を制御する制御部とを備えたことを特徴とするインバー
   タ制御装置。
2. 【請求項２】 前記負荷に流れる電流のゼロクロス点を
   検出するゼロクロス検出手段をさらに備え、前記駆動停
   止手段は前記ゼロクロス検出手段が検出する電流のゼロ
   クロス点において前記インバータのスイッチング素子を
   所定時間停止させることを特徴とする請求項１に記載の
   インバータ制御装置。
3. 【請求項３】 前記ゼロクロス検出手段は前記実電流演
   算手段から得られる前記実電流値よりゼロクロス点を算
   出することを特徴とする請求項２に記載のインバータ制
   御装置。
4. 【請求項４】 前記負荷に流す電流値を算出する指令電
   流演算手段をさらに備え、前記ゼロクロス検出手段は前
   記指令電流演算手段が算出する電流波形の振幅値と各瞬
   時値よりゼロクロス点を算出することを特徴とする請求
   項２に記載のインバータ制御装置。
5. 【請求項５】 前記ゼロクロス検出手段は、前記負荷に
   流す電流が正弦波形を有する場合に、前記電流の振幅値
   をＡとし、各瞬時値をＢとし、瞬時値Ｂにおける角度を
   θとすると、θ＝Ｂ／Ａ（θ≒０）によりゼロクロス点
   を算出することを特徴とする請求項４に記載のインバー
   タ制御装置。
6. 【請求項６】 前記負荷はモータであることを特徴とす
   る請求項１から請求項５のいずれか１つに記載のインバ
   ータ制御装置。
7. 【請求項７】 請求項１から請求項６のいずれか１つに
   記載のインバータ制御装置を備えたことを特徴とする空
   気調和機。