JP2014014248A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、１シャント方式のインバータ制御装置において、変調率を向上させ、かつ、モータの駆動制御を精度良く行なうことができるインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】算出部４３は、３相モータ６の電圧指令値を算出し、その電圧指令値を制御切替部４４に出力する。制御切替部４４は、入力された電圧指令値の変調率を算出する。制御切替部４４は、算出した変調率が上限変調率以下のとき、ＰＷＭ制御部４７を用いてインバータ２をＰＷＭ制御させる。また、制御切替部４４は、算出した変調率が上限変調率よりも大きいとき、矩形波制御部４８を用いてインバータ２を矩形波制御させる。さらに、制御切替部４４は、矩形波制御が連続する場合には、算出した変調率が上限変調率よりも大きいときであっても、一定の周期ごとに、ＰＷＭ制御部４７を用いてインバータ２をＰＷＭ制御させる。そして、電流検出回路４１は、ＰＷＭ制御を行なう時に相電流の電流値を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、３相モータを駆動するためのインバータを備えたインバータ制御装置に関する。

複数のトランジスタ等のスイッチング素子とダイオードにより構成されるインバータは、直流電圧をＰＷＭ変調により交流電圧に変換する回路である。そして、インバータは、同期モータや誘導モータ等の無整流子型モータを駆動するために、コンプレッサ、ＯＡ機器、家電機器、車両走行用電動機の分野において広く利用されている。

このようなインバータを用いた３相モータの駆動において、指定した３相モータ回転数を得るためには、インバータの出力電流を精度良く制御する必要がある。そのために、３相分のモータ電流（以下、相電流という。）の値を検出して、インバータの出力電圧の指令値（以下、電圧指令値という。）のフィードバック制御を行なっている。

この、３相分の相電流の値の検出には、検出する３相モータ各相に電流センサを設けて、電流検出回路により３相分の相電流の値を検出する方法が最も容易な方法として用いられている。

しかし、インバータ装置に複数の電流センサを設けることは、コストアップの要因になる。そのため、電流センサにシャント抵抗を使用し、そのシャント抵抗をインバータと直流電源３との間（以下、直流リンク部という。）にのみ備える１シャント方式が提案されている。

なお、１シャント方式は、直流リンク部を流れる直流リンク電流の値を、所定の制御周期ごとに２回以上検出する。そして、複数のタイミングで検出した直流リンク電流の検出値から、３相分の相電流の値を算出する方式である。つまり、制御周期ごとに３相分の相電流を取得している。また、直流リンク電流の検出は、インバータの各相のスイッチング素子の駆動信号であるＰＷＭ信号のオン状態及びオフ状態を比較し、その比較結果に基づいて、ある１相分の相電流のみが直流リンクに流れているタイミングで検出するように決定している。

さらに、ＰＷＭ制御において、一定の入力電圧のもとでインバータ出力を拡大するために、３相のうち１相分の電圧指令値を基準三角波の振幅と同じ値であるデューティ比１００％、または、電圧指令値を最小値であるデューティ比０％に固定する２相変調を用いる場合がある。さらに、インバータ出力を拡大するために、下記式（１）で表される変調率を１以上（以下、過変調という。）にしてインバータの出力を制御する。
変調率＝電圧指令値／基準三角波 （１）
また、２相変調において１シャント方式で３相分の相電流を検出する場合には、所定の制御周期の間に３相のうち２相分の相電流の値を検出し、残りの１相分の相電流の電流値を算出する。これにより、３相分の相電流の値を取得する方法が提案されている（例えば、下記特許文献１）。

また、２相変調において、さらにインバータ出力を拡大するために、変調率を１より大きくしていくと、３相のうち２相分の電圧指令値がデューティ比１００％またはデューティ比０％に固定される状態となることがある。この状態が所定の制御周期よりも長い場合には、１シャント方式によると、所定の制御周期の間に１相分の相電流の値しか検出できない。そこで、電圧指令値が等しくなっている２相の電圧指令値の一方の値を小さくする、または、一方の位相をシフトすることで、２相分の相電流の値を検出できるようにする方法が提案されている（例えば、下記特許文献２）。

特開２００５−１９２３５８号公報 特開２００６−４２４５４号公報

特許文献２のように所定の制御周期毎に３相分の相電流の値を取得する場合、制御周期毎に電圧指令値が等しくなっている２相の電圧指令値の一方の値を小さくしたり、一方の位相をシフトしたりする必要がある。この場合、変調率が低下し、インバータ出力が低下してしまう。
本発明は、１シャント方式のインバータ制御装置において、変調率を向上させ、かつ、モータの駆動制御を精度良く行なうことができるインバータ制御装置を提供するものである。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明のインバータ制御装置は、複数のスイッチング素子がそれぞれオン、オフすることにより互いに位相が異なる３相交流を出力してモータを駆動するインバータと、前記３相交流が流れる１つのシャント抵抗と、ＰＷＭ制御、または、矩形波制御により、前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御する制御回路と、前記シャント抵抗に流れる３相の電流のうち２相の電流の電流値を所定周期で検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された２相の電流値をもとに残りの１相の電流の電流値を算出する算出部とを備え、前記検出された電流値及び前記算出された電流値に基づいてインバータを制御するインバータ制御装置であって、前記制御回路は、前記矩形波制御が行われると、予め決定された一定の時間経過時に、前記シャント抵抗に流れる３相の電流のうち２相の電流の電流値を前記電流検出回路により検出可能となる前記ＰＷＭ制御に該矩形波制御から切り替える切替制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、１シャント方式のインバータ制御装置において、変調率を向上させ、かつ、モータの駆動制御を精度良く行なうことができる。

実施形態のインバータ制御装置の構成図である。 実施形態の相電流の検出を説明するための回路図である。 実施形態のインバータのスイッチング素子の状態と、検出される相電流の関係を示す図である。 従来の矩形波制御による電流検出を示す図である。 実施形態の正弦波駆動によるＰＷＭ制御と矩形波制御の切替波形を示す図である。 実施形態の台形波駆動によるＰＷＭ制御と矩形波制御の切替波形を示す図である。 従来の台形波駆動によるＰＷＭ制御の波形を示す図である。 従来の台形波駆動によるＰＷＭ制御のシフト波形を示す図である。 実施形態のインバータ制御装置の電流検出動作を示すフロー図である。 実施形態の正弦波駆動によるＰＷＭ制御と矩形波制御の切替波形を示す図である。

以下、図面に基づいて、本発明の実施形態を詳細に説明する。
また、下記の説明では、一例として、３相モータに本発明の実施形態を適用した場合について述べる。なお、複数相モータにおいても、本発明の実施形態を適用することにより、各相それぞれの電流値の検出が可能である。
[実施形態]
図１は、実施形態のインバータ制御装置の構成図である。

インバータ制御装置１は、インバータ２、直流電源３、制御部４、シャント抵抗５を備え、３相モータ６の駆動制御を行う。例えば、３相モータ６は、同期モータや誘導モータ等の無整流子型モータである。

インバータ２は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子２１〜２６を、それぞれ互いにブリッジ接続して構成されている。具体的には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アーム用のスイッチング素子であるスイッチング素子２１〜２３のそれぞれのドレインは、互いに直流電源３のプラス端子に接続されている。また、スイッチング素子２１〜２３のそれぞれのソースは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の下アーム用のスイッチング素子であるスイッチング素子２４〜２６のそれぞれのドレインに接続されている。また、スイッチング素子２４〜２６のそれぞれのソースは、互いに接続されてシャント抵抗５の一方端に接続されている。また、シャント抵抗５の他方端は直流電源３のマイナス端子に接続されている。さらに、スイッチング素子２１とスイッチング素子２４の接続部、スイッチング素子２２とスイッチング素子２５の接続部、スイッチング素子２３とスイッチング素子２６の接続部はインバータ２の出力端子として、それぞれ、３相モータ６の各相に接続されている。

直流電源３は、特に限定されるものではないが、例えば、車載用のバッテリである。
制御部４は、電流検出回路４１、記録部４２、算出部４３、制御切替部４４、ＰＷＭ制御部４７、矩形波制御部４８、駆動部４９を備え、インバータ２のスイッチング素子２１〜２６を駆動する駆動信号を出力する。また、制御部４の各構成要素の動作は、例えば、図示しないＣＰＵ、ＤＳＰ、プログラマブルなデバイスにより制御されることにより実行される。

シャント抵抗５は、例えば、小さい抵抗値の抵抗である。そして、シャント抵抗５にかかる電圧を検出することで、流れる電流の値を検出することができる。なお、本発明では、インバータ制御装置の直流リンク部に接続されているので、シャント抵抗５の電圧を検出することで、直流リンク電流を検出することができる。

３相モータ６は、制御部４により制御されるインバータ２の出力端子と接続され、インバータ２の出力端子から出力される交流電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）により駆動される。これにより、コンプレッサ、ＯＡ機器、家電機器、車両走行用電動機等を動作させる。

さらに、図１を参照し、制御部４の各構成要素の説明をする。
電流検出回路４１は、シャント抵抗５の電圧を検出する回路である。すなわち、シャント抵抗５に流れる直流リンク電流の値を検出する。そして、所定のタイミングで直流リンク電流を検出することにより、所定の制御周期の間に２相分以上の相電流の値を検出する。また、検出した相電流の値（アナログ信号）をＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル信号に変換して、算出部４３に出力する。なお、電流検出回路４１による相電流の検出について、詳細は後述する。

記録部４２は、ＲＯＭ、ＲＡＭなどのメモリであり、３相モータ６を制御するためのプログラムやデータなどが記録されている。例えば、３相モータ６の回転数と、各相に流れる相電流の値の関係を表す回転数テーブル等を記憶している。より具体的には、回転数テーブルは、３相モータ６の回転数と各相に流れる相電流の値を対応づけて記録してあるテーブルであり、３相モータ６ごとに実験により得られた相電流の値を用いて作成されている。

算出部４３は、コンプレッサ、ＯＡ機器、家電機器、車両走行用電動機等の３相モータ６により駆動される外部装置の動作状況を表す信号（以下、動作状況信号という。）を、各外部装置から受信する。そして、受信した各動作状況信号に基づいて、必要とされる３相モータ６の回転数（以下、必要回転数という。）を算出する。また、算出部４３は、回転数テーブルを参照して、必要回転数に対応する各相の相電流（以下、必要電流という。）の値を取得する。すなわち、算出部４３は、記録部４２に記録されている回転数テーブルの回転数欄を参照し、必要回転数と同じ回転数に対応する相電流の値を抽出することにより必要電流を取得する。また、算出部４３は、電流検出回路４１により取得した３相モータ６の各相に流れる相電流の値と、各相の必要電流の値との差分（以下、補正差分値という。）を求める。さらに、算出部４３は、補正差分値をなくすように電圧指令値を補正する。そして、算出部４３は、得られた電圧指令値を制御切替部４４に出力する。算出部４３は、３相モータ６が駆動している間、上記の動作を繰り返すフィードバック制御を行なうことにより、電圧指令値を各外部装置の駆動状況に合わせて適宜補正する。なお、算出部４３における、検出された各相の電流値から電圧指令値を補正する方法に関しては公知であり、上述した回転数テーブルを用いる方法以外にも電圧指令値を適宜補正することができる方法を用いれば良い。

制御切替部４４は、算出部４３で生成及び補正された電圧指令値が入力されると、その電圧指令値に基づいて、インバータ２の駆動をＰＷＭ制御部４７または矩形波制御部４８のどちらを用いて行なうか判定する。そして、制御切替部４４は、３相モータ６の回転速度が低速域であるときは、ＰＷＭ制御部４７により３相モータ６を制御し、３相モータ６の回転速度が高速域であるときには矩形波制御部４８により３相モータ６を制御する切替制御を行なう。また、制御切替部４４は、矩形波制御部４８を用いた矩形波制御が行うときに、予め決定された一定の時間経過時に、ＰＷＭ制御に切り替える切替制御を行う。

一例としては、制御切替部４４は、算出部４３より入力された電圧指令値の変調率を算出する。制御切替部４４は、算出した変調率が上限変調率以下のとき、ＰＷＭ制御部４７を用いてインバータ２をＰＷＭ制御させる。また、制御切替部４４は、算出した変調率が上限変調率よりも大きいとき、矩形波制御部４８を用いてインバータ２を矩形波制御させる。さらに、制御切替部４４は、矩形波制御が連続する場合には、算出した変調率が上限変調率よりも大きいときであっても、一定の時間経過ごとにＰＷＭ制御部４７を用いてインバータ２をＰＷＭ制御させる。

ＰＷＭ制御部４７は、制御切替部４４を介して、算出部４３から入力される電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子２１〜２６のオン／オフを切替えてインバータ２の出力を制御する駆動信号を駆動部４９に出力する。なお、電圧指令値と基準三角波を用いて駆動信号を生成する方法が一般的であるが、このＰＷＭ制御については公知であり、ここでは説明を省略する。

矩形波制御部４８は、制御切替部４４を介して、算出部４３から入力された電圧指令値に基づいて、矩形波制御によりスイッチング素子２１〜２６のオン／オフを切替えてインバータ２の出力を制御する駆動信号を駆動部４９に出力する。なお、電圧指令値として矩形波を用いて駆動信号を生成するが、この矩形波制御については公知であり、ここでは説明を省略する。

駆動部４９は、ＰＷＭ制御部４７、または矩形波制御部４８から入力される駆動信号により、インバータ２の各スイッチング素子２１〜２６をそれぞれオン／オフさせる。
図２は、実施形態の相電流の検出を説明するための回路図である。図２を用いて、電流検出回路４１の相電流の検出について説明する。

図２（ａ）に示す例では、スイッチング素子２１がオン状態であり、かつ、スイッチング素子２２、２３がオフ状態である（このとき、スイッチング素子２４がオフ状態であり、かつ、スイッチング素子２５、２６がオン状態である）。

この場合、電流は、直流電源３、スイッチング素子２１、３相モータ６のＵ相コイル、３相モータ６のＶ相／Ｗ相コイル、スイッチング素子２５、２６、シャント抵抗５、直流電源３の順で流れる。したがって、シャント抵抗５を介して流れる電流は、３相モータ６のＵ相電流Ｉｕに相当する。すなわち、シャント抵抗５の両端電圧からＵ相電流Ｉｕの値を検出できる。

図２（ｂ）に示す例では、スイッチング素子２１、２２がオン状態であり、かつ、スイッチング素子２３がオフ状態である（このとき、スイッチング素子２４、２５がオフ状態であり、かつ、スイッチング素子２６がオン状態である）。

この場合、電流は、直流電源３、スイッチング素子２１、２２、３相モータ６のＵ相／Ｖ相コイル、３相モータ６のＷ相コイル、スイッチング素子２６、シャント抵抗５、直流電源３の順で流れる。したがって、シャント抵抗５を介して流れる電流は、３相モータ６のＷ相電流−Ｉｗに相当する。すなわち、シャント抵抗５の両端電圧からＷ相電流−Ｉｗの値を検出できる。

なお、上述の説明では、インバータ２から３相モータ６へ向かう方向を正、３相モータ６からインバータ２へ向かう方向を負としている。
このように、インバータ２の各スイッチング素子２１〜２６の状態が決まると、シャント抵抗５を介して流れる相電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）が一意にきまる。すなわち、スイッチング素子２１〜２６の状態により、検出可能な相電流が一意に決まる。

図３は、インバータ２の各スイッチング素子の状態と検出可能な相電流の関係を示す図である。
検出電流テーブル３０１には、各スイッチング素子の状態に対応する、電流検出回路４１で検出される相電流を示している。そして、Ｕ相上、Ｖ相上、Ｗ相上、Ｕ相下、Ｖ相下、Ｗ相下とは、それぞれ、スイッチング素子２１、スイッチング素子２２、スイッチング素子２３、スイッチング素子２４、スイッチング素子２５、スイッチング素子２６のことである。また、シャント抵抗５を利用して検出できる相電流とは、インバータ２のスイッチング素子２１〜２６の状態に対応したシャント抵抗５に流れる相電流である。

ここで、電流検出回路４１が電流を検出するタイミングについて説明する。
スイッチング素子２１〜２６のオン／オフの状態は、スイッチング素子２１〜２６の駆動信号により切替えられる。したがって、直流リンク電流の検出は、インバータの各相のスイッチング素子２１〜２６の駆動信号であるＰＷＭ信号の駆動状態を比較し、その比較結果と図３の関係に基づいて、ある相電流が直流リンクに流れているタイミングで検出するように決定している。そして、所定の制御周期の間に２相以上の相電流の値を検出できるタイミングを抽出する。なお、電流検出回路４１が電流を検出するタイミングを決定するときに用いられる駆動信号は、実際のインバータ２の動作状態からフィードバックにより得ても良いし、算出部４３で算出された電圧指令値に基づいて作成した駆動信号でも良い。

次に、図４〜図６を用いて、矩形波制御部４８を用いる実施形態のインバータ制御を説明する。
図４は、従来の矩形波制御による電流検出を示す図である。

矩形波制御波形４０１の破線枠で囲んだ矩形波周期に着目すると、矩形波周期の間、Ｖ相、Ｕ相の電圧指令値が常に「１」となっていて、Ｗ相の電圧指令値が常に「０」となっているので、−Ｉｗの値しか検出することができない。したがって、矩形波制御の場合には、３相分の相電流の値を取得することができないことがわかる。なお、別の矩形波周期においても、各相のスイッチング素子の状態が矩形波周期内で一定の為、１シャント方式を用いると、３相分の相電流の値を検出することができない。

そこで、変調率を向上させ、かつ、３相モータ６の駆動制御を精度良くすることができる本発明の制御切替部４４を用いたインバータの制御波形を図５、図６に示す。なお、図５は実施形態の正弦波駆動によるＰＷＭ制御と矩形波制御の切替波形を示す図である。また、図６は、実施形態の台形波駆動によるＰＷＭ制御と矩形波制御の切替波形を示す図である。

図５に示すＰＷＭ制御波形５０１は、算出部４３からＰＷＭ制御部４７に入力される変調率０≦ａ≦１の正弦波で表される電圧指令値と、基準三角波との関係を示す。また、ＰＷＭ制御波形５０１の周期（１）は、制御切替部４４によるＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８との制御切替時に、ＰＷＭ制御を行なう制御周期である。

また、矩形制御波形５０２は、算出部４３から矩形波制御部４８に入力される電圧指令値と基準三角波の関係を示す。また、矩形制御波形５０２の周期（２）は、制御切替部４４のＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８との制御切替時に、矩形波制御を行なう制御周期である。

そして、制御切替波形５０３は、制御切替部４４が周期（１）と周期（２）とにおいて、ＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８とを切替えることにより、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切替えた時のインバータ２の制御波形である。

なお、矩形波制御波形５０２及び制御切替波形５０３の矩形波の波形は、適宜参照しやすいように、３相の正負の絶対値をずらして示しているが、実際は３相それぞれが同じ振幅である。

図６に示すＰＷＭ制御波形６０１は、算出部４３からＰＷＭ制御部４７に入力される変調率１＜ａ＜ＭＶ１であり台形波で表される電圧指令値と、基準三角波との関係を示す。また、ＰＷＭ制御波形６０１の周期（１）は、制御切替部４４によるＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８との制御切替時に、ＰＷＭ制御を行なう制御周期である。

なお、変調率ＭＶ１とは、１シャント方式で３相分の電流取得が可能である中で、最大の電圧指令値に対応する変調率である（以下、上限変調率という。）。
また、上限変調率は、等しくなっている２相の電圧指令値の一方の大きさを変更したり、一方の位相をシフトしたりすることで、２相の相電流の値を検出できるようになる変調率まで含んでも良い。

具体的には、図７に示す２相変調波形７０１よりも、更に変調率を大きくしていくと、２相変調波形７０２の破線枠に表すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値がＰＷＭ周期内で全てベタオンしてしまう制御周期ができる。すると、ＰＷＭ周期内でスイッチング素子のスイッチングが行なわれず、３相分の相電流の値を取得できなくなってしまう。この場合には、図８の２相変調波形８０１に示すように電圧指令値をシフトさせる。なお、図８の期間は、図７の破線枠で囲まれているＰＷＭ周期と同じ期間である。

また、電圧指令値のシフトの具体例としては、Ｖ相の指令値に示すように、電圧指令値が等しくなっている２相の電圧指令値の一方の値を小さくする。または、Ｕ相の指令値に示すように、一方の電気角の位相をシフトして、Ｕ相とＶ相の電気角の位相をずらしても良い。そして、制御部４は、駆動部４９を制御して、ＰＷＭ周期の内で２相分の相電流を検出できるように、スイッチング素子２１〜２６をスイッチングすることにより、３相分の相電流を取得することができる。これにより、上限変調率をより大きく設定しても、制御部４は、３相分の相電流を取得することができる。

図６の矩形制御波形６０２は、算出部４３から矩形波制御部４８に入力される電圧指令値と基準三角波の関係を示す。また、矩形制御波形５０２の周期（２）は、制御切替部４４によるＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８との制御切替時に、矩形波制御を行なう制御周期である。

そして、制御切替波形６０３は、制御切替部４４が周期（１）と周期（２）とにおいて、ＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８とを切替えることにより、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切替えた時のインバータ２の制御波形である。

なお、矩形波制御波形６０２及び制御切替波形６０３の矩形波の波形は、適宜参照しやすいように、３相の正負の絶対値をずらして示しているが、実際は３相それぞれが同じ振幅である。

制御切替部４４は、入力された動作状況信号に基づいて、算出部４３により算出された電圧指令値が上限変調率よりも高い場合に、ＰＷＭ制御と矩形波制御との制御の切替えを行なうことを決定する。そして、図５、６に示すように、制御切替部４４は、ＰＷＭ制御と矩形波制御を制御周期ごとに行なうように、ＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８とを切替える。

なお、インバータ制御装置１では、電流検出回路４１で検出された各相の電流値に基づいて、３相モータ６の駆動状態を推測し、電圧指令値の補正等のため、フィードバック制御をしている。その制御に用いられる電流値の誤差が許容範囲内になれば、矩形波制御と、ＰＷＭ制御との実施割合は適宜選択しても良い。例えば、ＰＷＭ制御を２周期行なうごとに、矩形波制御を１周期行なう等、必要な制御の精度とインバータ２の出力とによって適宜定めれば良い。また、各相の相電流を検出したいときのみＰＷＭ制御を行なうようにしても良い。なお、矩形波制御を行なう周期が増えるほど、変調率が向上し、インバータ２の出力は増加する。

また、制御周期の１周期ごとに、出力電圧の制御回路をＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８とで使用する制御部を切替える場合には、電流検出回路４１は、矩形波制御部４８を用いる周期（２）では各相の電流値を検出しない。そして、電流検出回路４１は、ＰＷＭ制御部４７を用いる周期（１）において電流を検出する。つまり、周期（１）と周期（２）とを足し合わせた制御周期２周期ごとに、電流検出回路４１は電流値を検出することになる。これにより、電流検出回路４１は２相分以上の相電流を検出し、３相分の相電流を取得することができる。なお、必要に応じて矩形波制御を行なっている周期（２）においても相電流の検出をしても良い。

ここで、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを制御周期の１周期ごとに切替えることにより得られるインバータ２の平均出力を説明する。
インバータ２の出力は、周期（２）＞周期（１）であり、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを１周期ごとに切替えたときのインバータ２の平均出力は下記式（２）で表される。
平均出力＝［周期（１）の出力＋周期（２）の出力］／２ （２）
したがって、上限変調率以下のＰＷＭ制御のみを用いて駆動制御したインバータ２の出力に対して、実施形態では、矩形波制御と上限変調率によるＰＷＭ制御を切替えて行なうため、式（２）に示すようにインバータ２の出力を全体として向上することができることがわかる。

また、実施形態では、ＰＷＭ制御と矩形波制御を切替えて行なうようにしたので、ＰＷＭ制御を行なうタイミングを利用して２相分以上の相電流の値を検出し、３相分の相電流を取得することができる。これにより、１シャント方式のインバータ制御装置において、変調率を向上させ、かつ、モータの駆動制御を精度良く行なうことができる。

図９は、実施形態のインバータ装置の電流検出動作を示すフロー図である。
算出部４３は、記録部４２に記録されている情報（回転数テーブルなど）と、動作状況信号と、取得した３相分の相電流の値から、電圧指令値を算出し、算出した電圧指令値を制御切替部４４に出力する。そして、制御切替部４４は、算出部４３から入力された電圧指令値に基づいて、下記式（３）により、変調率を算出する（Ｓ９０１）。
変調率＝電圧指令値の振幅／基準三角波の振幅 （３）
すなわち、電圧指令値の振幅を基準三角波の振幅で除算することにより、変調率を算出している。

制御切替部４４は、算出された変調率が１以下であるか否かを判定する（Ｓ９０２）。そして、判定の結果が変調率１以下であった場合には、ステップ９０３に進む。
制御切替部４４は、ＰＷＭ制御部４７に正弦波の電圧指令値を出力する。また、ＰＷＭ制御部４７は、インバータ２の駆動信号を駆動部４９に出力する（Ｓ９０３）。

そして、インバータ２の各スイッチング素子２１〜２６は、駆動部４９により駆動信号に基づいて駆動される。電流検出回路４１は、従来の１シャント方式を用いて３相分の相電流を取得する。つまり、電流検出回路４１は制御周期１周期ごとに電流値を検出する。これにより、３相モータ６の各相電流を用いたフィードバック制御を可能としている（Ｓ９０４）。その後、制御周期が１周期経過すると、Ｓ９０５に進む。

算出部４３は、次の制御周期がくると、入力される動作状況信号により３相モータ６を停止させるかどうかを判断する。判断結果において、３相モータ６を継続して駆動する場合には、次回の制御周期でのインバータ２の制御を行なうために、Ｓ９０１に進む。また、判断結果に基づいて、モータ５を停止させる場合には、一連の動作を終了する（Ｓ９０５）。なお、３相モータ６を停止させる場合の一例としては、３相モータ６が車両に備えられている場合には、イグニッションキーのオフ動作を検出した場合等がある。

Ｓ９０２の判定の結果が、変調率１より大きい場合には、Ｓ９０６に進む。
制御切替部４４は、算出された変調率が上限変調率ＭＶ１以下であるか否かを判定する（Ｓ９０６）。そして、判定の結果が上限変調率ＭＶ１以下であった場合には、ステップ９０７に進む。

制御切替部４４は、ＰＷＭ制御部４７に上限変調率ＭＶ１以下の台形波の電圧指令値を出力する。そして、ＰＷＭ制御部４７は、インバータ２の駆動信号を駆動部４９に出力する（Ｓ９０７）。

そして、インバータ２の各スイッチング素子２１〜２６は、駆動部４９により駆動信号に基づいて駆動される。電流検出回路４１は、従来の１シャント方式を用いて３相分の相電流を取得する（Ｓ９０８）。これにより、３相モータ６の各相電流を用いたフィードバック制御を可能としている。その後、制御周期が１周期経過すると、Ｓ９０５に進む。

Ｓ９０６の判定の結果が上限変調率ＭＶ１より大きい場合には、Ｓ９０９に進む。
制御部４は、直前の制御周期が周期（１）であったか、周期（２）であったかを判定する（Ｓ９０９）。そして、制御部４は、Ｓ９０９において、直前の制御周期が周期（１）（ＰＷＭ制御）であったと判定したとき、今回の制御周期を周期（２）とする（Ｓ９１０）。なお、制御開始時で、直前の周期が周期（１）でも周期（２）でもないとき（ＰＷＭ制御も矩形波制御も行なっていないとき）、制御部４は、今回の制御周期を周期（１）（Ｓ９１２）としても良いし、周期（２）（Ｓ９１０）としても良い。

今回の制御周期を周期（２）とした場合（Ｓ９１０）、制御切替部４４は、矩形波制御部４８に矩形波の電圧指令値を出力する。そして、矩形波制御部４８は、インバータ２の駆動信号を駆動部４９に出力する（Ｓ９１１）。

そして、インバータ２の各スイッチング素子２１〜２６は、駆動部４９により駆動信号に基づいて駆動される。この場合には、電流検出回路４１は、電流を検出しない。その後、制御周期が１周期経過すると、Ｓ９０５に進む。

制御部４は、Ｓ９０９において直前の制御周期が周期（１）ではないと判定した場合には、Ｓ９１２にて今回の制御を周期（１）と判断する。３相モータ６の駆動中において、直前の制御周期が周期（１）ではない場合とは、すなわち、制御周期が周期（２）のときに該当する。

そして、制御切替部４４は、ＰＷＭ制御部４７に正弦波、または、上限変調率ＭＶ１以下の台形波の電圧指令値を出力する。そして、ＰＷＭ制御部４７は、インバータ２の駆動信号を駆動部４９に出力する（Ｓ９１３）。つまり、制御切替部４４は矩形波制御の開始から制御周期１周期経過時に、矩形波制御からシャント抵抗５に流れる３相の電流のうち２相の電流の電流値を電流検出回路４１により検出可能となるＰＷＭ制御に切り替える。

そして、インバータ２の各スイッチング素子２１〜２６は、駆動部４９により駆動信号に基づいて駆動される。電流検出回路４１は、従来の１シャント方式を用いて３相分の相電流を取得する（Ｓ９１４）。つまり、電流検出回路４１は制御周期１周期より長い周期となる制御周期２周期の間で、ＰＷＭ制御を行っているときに電流値を取得する。これにより、３相モータ６の各相電流を用いたフィードバック制御を可能としている。その後、制御周期が１周期経過すると、Ｓ９０５に進む。よって、Ｓ９０６の判定の結果が上限変調率ＭＶ１より大きい状態が継続される場合には、制御切替部４４は制御周期の１周期毎に矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替え、制御周期の２周期毎に３相分の相電流の電流値が取得されることになる。

上述した実施形態により、ＰＷＭ制御と矩形波制御を適宜切替えて行なうことで、１シャント方式の電流検出回路５を用いても、ＰＷＭ制御を行なっている間に２相の電流の電流値を検出することができる。これにより、変調率を向上させ、かつ、モータの駆動制御を精度良く行なうことができる。

さらに、矩形波制御を行なう周期を間引きして、間に３相分の電流の電流値を取得可能なＰＷＭ制御を行なう周期を入れることで、１シャント方式の電流検出回路４１を用いて複数相の電流の電流値を検出している。したがって、３相モータ６の各相にシャント抵抗５を設ける必要がない。さらに、複数相の電流の電流値を検出する為に、電流指令値をシフトする制御をしなくても良いので、インバータ制御装置の構成を簡略化することができる。

なお、本実施形態では、制御周期の１周期毎に矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替え、制御周期の２周期毎に３相分の相電流を取得していたが、図１０に示すように基準三角波の１周期ずつを周期（１）及び周期（２）として、基準三角波の１周期毎に矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替え、基準三角波の２周期毎に３相分の相電流を取得しても良い。

図１０は、実施形態の正弦波駆動によるＰＷＭ制御と矩形波制御の切替波形を示す図である。
図１０に示すＰＷＭ制御波形１０１は、算出部４３からＰＷＭ制御部４７に入力される変調率０≦ａ≦１の正弦波で表される電圧指令値と、基準三角波との関係を示す。また、ＰＷＭ制御波形１０１の周期（１）は、制御切替部４４によるＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８との制御切替時に、ＰＷＭ制御を行なう周期である。

また、矩形制御波形１０２は、算出部４３から矩形波制御部４８に入力される電圧指令値と基準三角波の関係を示す。また、矩形制御波形１０２の周期（２）は、制御切替部４４によるＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８との制御切替時に、矩形波制御を行なう周期である。

そして、制御切替波形１０３は、制御切替部４４が周期（１）と周期（２）とにおいて、ＰＷＭ制御部４７と矩形波制御部４８とを切替えることにより、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切替えた時のインバータ２の制御波形である。

なお、矩形波制御波形１０２及び制御切替波形１０３の矩形波の波形は、適宜参照しやすいように、３相の正負の絶対値をずらして示しているが、実際は３相それぞれが同じ振幅である。
また、制御周期の１周期毎に矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えるのではなく、制御周期の２周期毎に切り替えてもよい。制御周期の整数倍毎に切り替えればよい。制御周期の２周期毎に切り替える場合、制御周期の２周期の間、矩形波制御を行い、３周期目にＰＷＭ制御に切り替えて、３周期目に３相分の相電流の電流値を取得するようにしても良い。また、基準三角波の２周期毎に矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えても良い。基準三角波の周期の整数倍毎に矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えるようにしても良い。

１ インバータ制御装置
２ インバータ
３ 直流電源
４ 制御部
５ シャント抵抗
６ ３相モータ
２１、２２、２３ 上アーム用のスイッチング素子
２４、２５、２６ 下アーム用のスイッチング素子
４１ 電流検出回路
４２ 記録部
４３ 算出部
４４ 制御切替部
４７ ＰＷＭ制御部
４８ 矩形波制御部
４９ 駆動部
１０１ ＰＷＭ制御波形
１０２ 矩形波制御波形
１０３ 制御切替波形
３０１ 検出電流テーブル
４０１ 矩形波制御波形
５０１ ＰＷＭ制御波形
５０２ 矩形波制御波形
５０３ 制御切替波形
６０１ ＰＷＭ制御波形
６０２ 矩形波制御波形
６０３ 制御切替波形
７０１ ２相変調波形
７０２ ２相変調波形
８０１ シフト制御波形

Claims (4)

1. 複数のスイッチング素子がそれぞれオン、オフすることにより互いに位相が異なる３相交流を出力してモータを駆動するインバータと、
   前記３相交流が流れる１つのシャント抵抗と、
   ＰＷＭ制御、または、矩形波制御により、前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御する制御回路と、
   前記シャント抵抗に流れる３相の電流のうち２相の電流の電流値を所定周期で検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路により検出された２相の電流値をもとに残りの１相の電流の電流値を算出する算出部とを備え、
   前記検出された電流値及び前記算出された電流値に基づいてインバータを制御するインバータ制御装置であって、
   前記制御回路は、前記矩形波制御が行われると、予め決定された一定の時間経過時に、前記シャント抵抗に流れる３相の電流のうち２相の電流の電流値を前記電流検出回路により検出可能となる前記ＰＷＭ制御に該矩形波制御から切り替える切替制御を行うことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記ＰＷＭ制御の制御波形は正弦波または台形波であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記制御回路は、必要とされる前記インバータの出力に基づいて、前記ＰＷＭ制御及び前記矩形波制御の比率を変更することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記ＰＷＭ制御では、必要とされる前記インバータの出力に基づいて、変調率を変更することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のインバータ制御装置。