CN102420565B - 电机控制装置 - Google Patents

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Abstract

根据本发明一个实施方式的电机控制装置，具备：变换器电路，由三相桥接的多个开关元件构成，经由将直流变换为三相交流来驱动电机；电流检测元件，与上述变换器电路的直流侧连接，并产生与电流值对应的信号；PWM信号生成单元，根据上述电机的相电流来确定转子位置，并生成三相的PWM信号模式以追踪上述转子位置；电流检测单元，根据在上述电流检测元件产生的信号和上述PWM信号模式来检测上述电机的相电流，上述PWM信号生成单元生成上述三相的PWM信号模式，以使上述电流检测单元能在上述PWM信号的载波周期内、在固定的两个定时处检测两相的电流值。

Description

电机控制装置
本申请基于2010年9月27日提交的在先日本专利申请No.2010-215246并要求其优先权，其全部内容通过引用并入此处。
技术领域
本发明的实施方式涉及由配置在变换器电路的直流部的电流检测元件来检测相电流的电机控制装置。
背景技术
现有在为了控制电机而检测U、V、W各相的电流的情况下、使用在变换器电路的直流部插入的一个分流电阻来进行电流检测的技术。
在该方式中，为了检测全部三相的电流，在PWM（脉宽调制，PulseWidth Modulation）载波的一个周期内，需要产生三相的PWM信号模式以能检测两相以上的电流。例如，如图18所示（使载波为锯齿状波），在U、V相的占空比相等的情况下，在U+（“+”表示变换器电路的上支路侧开关元件）、V+导通（on）、W+截止（off）时可检测W相的电流，但是，不能检测其他相电流。因此，如图19所示，可考虑通过使某一相（该情况下为W相）的PWM信号的相位移动而能总是检测两相以上的电流。
但是，在为了电流检测而使各相的PWM信号依次移动（shift）时，如图20A和图20B所示，在从将某一相的PWM信号移动的模式向将另一相的PWM信号移动的模式转变的定时，电机电流呈阶梯状地变化。图20B表示将图20A的一部分放大，但是，在U相电流的变化按照每个载波周期交替地反复增加、减少的情况下，在上述转变定时，连续两次减小，其结果，产生图20A所示的阶梯状的变化。由于此时的电流变化引起转矩的变动，因此出现在电机的驱动时产生的噪音的等级增大的问题。
发明内容
于是，本发明提供一种电机控制装置，通过单个电流检测元件可不增大噪音地检测向电机供给的各相的电流。
根据实施方式的电机控制装置，变换器电路由三相桥接的多个开关元件构成，经由将直流变换为三相交流来驱动电机，电流检测元件与上述变换器电路的直流侧连接，产生与电流值对应的信号。PWM信号生成单元根据上述电机的相电流来确定转子位置，生成三相的PWM信号模式来追踪上述转子位置。电流检测单元根据在上述电流检测元件产生的信号和上述PWM信号模式来检测上述电机的相电流，上述PWM信号生成单元生成上述三相的PWM信号模式，以使上述电流检测单元能在上述PWM信号的载波周期内、在固定的两个定时处检测两相的电流。
根据上述构成，可通过单个电流检测元件不增大噪音地检测向电机供给的各相的电流。
附图说明
图1是第一实施方式，是表示电机控制装置的构成的功能方框图。
图2是表示PWM信号生成部的内部构成的功能方框图。
图3A～图3C是表示各相的PWM载波和占空比指令的关系的图，图3D是表示各相PWM信号的脉冲的生成状态的定时流程图。
图4A和图4B是以表示V相载波最大的相位为基准的情况下的与图3D相当的图。
图5A～图5E是表示在图3D所示的PWM信号的脉冲中产生了时滞的情况下的定时流程图。
图6是表示与电机施加电压为0V附近的情况对应的各相的设定占空比的图。
图7A是表示使各相的PWM信号脉冲的中心与载波的零电平对齐的情况下的图，图7B是与图3D相当的图。
图8是向电机施加的施加电压大的情况下的与图6相当的图。
图9A和图9B是图8中电气角为300度的情况下的与图7B相当的图。
图10A和图10B是图8中电气角为180度的情况下的与图9相当的图。
图11是表示电机电流变动的状态的图。
图12A和图12B是用于说明第二实施方式的图，是进行两相调制的情况下的与图7相当的图。
图13A和图13B是电机施加电压小的情况下的与图10相当的图。
图14A～图14D是用于说明第三实施方式的图，是与图3相当的图。
图15是用于说明第四实施方式的图，是与图2相当的图。
图16A和图16B是与图3相当的图。
图17A和图17B是表示脉冲生成部进行的占空比变换的逻辑的图。
图18A～图18C是表示现有技术的与图7相当的图。
图19A～图19C是表示与图7相当的图。
图20A～图20D是表示实测U相电流的波形的图。
具体实施方式
下面参照图1至图11来说明第一实施方式。图1是表示电机控制装置的构成的功能方框图。直流电源部1由直流电源的符号表示，但是，在从商用交流电源生成直流电源的情况下，包括整流电路和/或平滑电容器等。直流电源部1经由正侧母线2a、负侧母线2b而与变换器电路（直流交流变换器）3连接，但是，在负侧母线2b侧插入有作为电流检测元件的分流电阻4。变换器电路3将例如N通道型的功率MOSFET5（U+、V+、W+、U-、V-、W-）进行三相桥接而构成，各相的输出端子与例如由无刷DC电机构成的电机6的各相线圈分别连接。
分流电阻4的端子电压（与电流值对应的信号）由电流检测部7检测，电流检测部（电流检测单元）7根据上述端子电压和向变换器电路3输出的三相的PWM信号模式，来检测U、V、W各相的电流Iu、Iv、Iw。在电流检测部7检测出的各相电流提供到占空比生成部8且进行A/D变换而读入时，根据电机6的控制条件等来进行运算。其结果，确定用于生成各相的PWM信号的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。
只要是例如进行矢量控制的情况，在从设定控制条件的微型计算机等向占空比生成部8提供电机6的转速指令ωref时，都根据与推定的电机6的实际转速的差分来生成矢量电流指令Iqref。在根据电机6的各相电流Iu、Iv、Iw来确定电机6的转子位置θ时，通过使用该转子位置θ的矢量控制运算来算出转矩电流Iq、励磁电流Id。对转矩电流指令Iqref和转矩电流Iq的差分进行例如PI控制运算，生成电压指令Vq。对励磁电流Id侧也同样地处理而生成电压指令Vd，电压指令Vq、Vd使用上述转子位置θ来变换为Vu、Vv、Vw。而且，根据这三相电压Vu、Vv、Vw，来确定各相占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。
将各相占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY提供给PWM信号生成部（PWM信号生成单元）9，并通过与载波的电平进行比较来生成三相PWM信号。此外，也生成将三相PWM信号反转后的下支路侧的信号，根据需要添加了时滞后，将其向驱动电路10输出。驱动电路10根据施加的PWM信号，来向构成变换器电路3的六个功率MOSFET5（U+、V+、W+、U-、V-、W-）的各栅极输出栅极信号（对于上支路侧，以上升了所需电平的量后的电位来输出）。
接着，对PWM信号生成部9生成三相PWM信号的方式进行说明。在变换器电路3输出已进行PWM调制的三相交流时，如上所述，可根据对上支路侧的FET5（U+、V+、W+）的通电模式来检测特定相的电流。以下，对各相上支路侧的栅极信号进行描述，但是，在例如仅U相为H电平、V相和W相的任一个为L电平的通电模式的期间，在分流电阻4的两端产生的电压与U相电流对应。此外，在U相和V相两者是H电平，W相为L电平的区间内，将分流电阻4的两端电压的符号反转后的电压与W相电流对应。
这样，只要根据PWM信号的通电模式来依次检测两相大小的电流并储存，则虽然是时分割的，但也可检测三相大小的电流。该情况下，由于没有同时检测各相电流，因此实际上产生误差，但是，只要没有特别严格的要求，则实用上没有问题，通过使用三相大小的电流检测值来解电路方程式，可算出下一周期的通电模式。
此外，在FET5的导通、截止状态刚变化后，电流波形不稳定，因此为了将在分流电阻4产生的电压信号在稳定的状态下读入，需要最小待机时间（稳定时间）τ。图11中，在PWM信号所形成的通电模式切换时，用示波器观测U相电流变动的波形（CH4），因此判断电流波形像振铃那样较大地变动。在该待机时间τ是例如3μsec时，为了读入一个相的电流而需要使特定的通电状态（PWM信号模式）持续3μsec以上。换言之，在相同的通电状态下的持续时间比3μsec短的情况下，没有正常地进行电流的读入，不能将在此时需要更新的相的电流值进行更新。即，只要能使全部的PWM信号模式所形成的通电状态持续最小待机时间τ以上，就可以在任何情况下检测相电流。
于是，在本实施方式中，使各相的PWM信号脉冲的输出相位以与以往不同的方式移动。只要各相的脉冲间的占空比差是一定的，则即使使脉冲的上升位置、下降位置移动相同的时间的量，经变换器电路3向电机6施加的电压也不会变化。即，后述的图7A和图7B的PWM信号模式对电机6而言是相同的施加电压（由于相间电压相等）。
图2表示PWM信号生成部9的内部构成，图3A至图3C是表示在PWM信号生成部9的内部、上支路侧的三相PWM信号（U+、V+、W+）的脉冲被生成的状态的时序图。通过占空比生成部8输入的各相占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY，在由占空比增减部11输出相加值的情况下，经加法器12U、12V、12W将占空比相加（对于其详情介绍，在第二实施例中描述）。而且，加法器12U、12V、12W的输出信号向脉冲生成部13输入，与U、V、W相的载波的电平进行比较，结果，生成各相的PWM信号U±、V±、W±。
即，在本实施方式中，按照各相使用不同波形的载波。如图3A至图3C所示，U相载波是锯齿状波，V相载波是三角波，W相载波是相对于U相为逆相（reversing）的锯齿状波。而且，使它们的相位以与U相载波的振幅电平为最大，V、W相载波的振幅电平为最小的相位一致的方式输出。这些载波可由互相同步地进行计数动作的三个计数器生成，U相是降值计数器，V相是升降计数器，W相是升序计数器。但是，升降计数器进行计数动作的频率为其他计数器的二倍。载波周期设为例如50μsec。
而且，在脉冲生成部13中，将各相占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY和各相载波的电平分别比较，在成为（占空比）＞（载波）的期间输出高电平脉冲。其结果，如图3D所示，在使V相载波的振幅最小相位（三角波的波谷）为基准相位时，U相的PWM信号脉冲U+以从基准相位向延迟方向侧（图中左侧）增减的方式脉冲宽度变化，W相的PWM信号脉冲W+以从基准相位向超前方向侧（图中右侧）增减的方式脉冲宽度变化，V相的PWM信号脉冲V+以从基准相位向超前的两方向侧增减的方式脉冲宽度变化。
从PWM信号生成部9向电流检测部7提供电流检测定时信号（例如V相载波），根据电流检测定时信号，确定检测两相的电流的定时。例如，使V相载波的振幅最小相位为基准相位。即，在使基准相位为检测定时A时，使从其经过了待机时间τ以上的时刻为检测定时B。通过如上述那样设定检测定时，可在定时A检测W相电流（－）Iw，且可在定时B检测U相电流（－）Iu。此外，电流检测部7为了确定电流检测定时而参照的载波不限于V相，也可以是U、W相。
这里，在图3D中，U相的PWM信号脉冲的振幅如图示那样，在基准相位恰好为零。实际上，存在各种响应延迟，因此FET5U+在基准相位的检测定时A也导通，所以可没有问题地检测W相电流Iw。而且，由于三相电流的总和为零，因此可根据U、W相电流Iw来求出V相电流Iv。
此外，图4A和图4B是以表示V相载波为最大的相位（三角波的波峰）为基准的情况，虽然对U、W相载波没有图示，但使U相载波为最大的相位、W相载波为最小的相位与上述基准一致，对于V相，只要在V相载波超过占空比V_DUTY的电平的期间输出PWM信号脉冲即可。此外，U、V、W的各相可替换（将哪一波形的载波分配到任意一相是任意的）。
此外，图5A至图5E表示在图3D所示的PWM信号的脉冲中生成了时滞的情况。图5B与图3D所示的波形同样，对于该波形，将U±、V±、W±一律减小预定的占空比的量而生成时滞。在如上述那样生成时滞的情况下，具有在检测定时A时FET5U＋截止的可能性，因此只要将检测定时A调整为比载波振幅为零电平的定时向超前相位侧移动即可。此外，时滞的生成模式不限于图5C至图5E所示的内容，因此电流检测定时A、B的移动方式也只要根据其生成模式来移动即可。
这里，说明在以该相位关系来输出三相的PWM信号脉冲的情况下，通过各相的占空比变化而给电流检测带来的影响。图6表示与电机施加电压为0V附近的情况下的电机的电气角（转子位置θ）对应的各相的设定占空比。该情况下，各相的占空比在50%左右平衡，因此，例如如图7A所示，在以各相的PWM信号脉冲的中心为载波的零电平而对齐时，在检测定时A、B完全不能检测电流。但是，在本实施方式的方式中，各相的PWM信号模式成为如图7B所示那样，因此在检测定时A、B，可进行两相大小的电流检测。
此外，图8表示向电机施加的施加电压大的情况下的各相的设定占空比。图中的（1）是电气角为300度，U、V相的占空比相等，为89%，W相占空比为11%的情况。此时，在图9A和图9B所示的PWM模式中，W相在从三角波的波谷向延迟侧（图中右侧）直到11%附近为止产生脉冲。但是，相对于τ=3μsec，占空比11%的脉冲宽度是6μsec，因此显然在检测定时A、B，可没有问题地检测两相的电流。此外，图10A和图10B是图8中（2）的电气角为180度的情况，相对于（1），占空比89%的相为U、W相，V相为占空比11%。在该情况下，也可在检测定时A、B良好地进行检测。
这样，即使各相的设定占空比的大小变化，使PWM信号脉冲增减的基准相位也保持固定，即使将电流的检测定时固定，也可对全部的PWM模式检测三相的电机电流。因此，如图20A至图20D所示，电流不会阶梯状地变化且不产生转矩变动和/或噪音，因此电机施加电压可从低的状态到高的状态检测三相的电机电流。但是，逻辑上可检测的最大电机电压范围位于，两相的占空比扩展到（载波周期）－（τ时间×2）的情况、和最小占空比下降到（τ时间）×2之间。
如上所述，根据本实施方式，在按照预定的PWM信号模式来对构成变换器电路3的MOSFET5U±、V±、W±进行导通、截止控制时，将分流电阻4连接到变换器电路3的直流母线2b侧，PWM信号生成部9根据电机6的相电流来确定转子位置θ，生成三相的PWM信号模式以追踪该转子位置θ。而且，在电流检测部7根据产生于分流电阻4的信号和PWM信号模式来检测电机的相电流的情况下，PWM信号生成部9生成三相的PWM信号模式，以使电流检测部7可在载波周期内、在固定的两个定时检测两相的电流。因此，与以往不同，相电流没有呈阶梯状地变化，且没有产生电机6的转矩变化和/或驱动时的噪音，因此电机施加电压可从低的状态到高的状态检测三相的电流Iu、Iv、Iw。
该情况下，PWM信号生成部9对于三相的PWM信号中的一相（第一相）以载波周期的任意的相位为基准而向延迟侧、超前侧的双向增减占空比，对于另一相（第二相）以载波周期的任意的相位为基准而向延迟侧、超前侧的一个方向增减占空比，对于剩余一相（第三相）以载波周期的任意的相位为基准而向与上述方向相反的方向增减占空比。
因此，在电流检测部7检测电流的情况下，只要将检测定时以与第一相和第二相的开关元件同时导通的第一期间以及第一相和第三相的开关元件同时导通的第二期间相关的方式固定，就可在第一期间检测第三相的电流，且可在第二期间检测第二相的电流。而且，PWM信号生成部9根据载波的振幅为最大或最小的相位来设定各相的基准，因此电流检测部7所进行的电流检测的定时也可根据上述相位来容易地设定。
再有，PWM信号生成部9，对三相的PWM信号中的V相使用三角波来作为载波，对U相使用表示振幅最大的相位与上述三角波的表示振幅最大或最小的相位一致的锯齿状波来作为载波，对W相使用相对于上述锯齿状波为逆相的锯齿状波来作为载波，根据各载波振幅的最大值或最小值完全一致的相位来设定上述各相的基准。因此，通过按照各相使用不同的波形的载波，可变化使各相PWM信号的占空比增减的相位方向。
图12A、图12B和图13A、图13B是用于说明第二实施方式的图。下面仅说明与第一实施方式不同的部分。在第一实施方式中，虽然描述了必定将三相PWM信号的占空比设定为零以上的三相调制的情况，但是，在第二实施方式中，可考虑使一相的占空比必定为零的两相调制的情况。该情况下，只要两相的占空比皆为（τ时间）×2以上，就可无问题地检测（参照图12A、图12B）。
另一方面，如图13A所示，在电机施加电压小、占空比为（τ时间）×2以下的情况下不能检测，因此如图13B所示那样向三相占空比一律加上相同的占空比（图中的阴影部分），以使三相的占空比最小也为（τ时间）×2。该情况下，暂时进行三相调制。即使向三相加上相同的占空比，各相间的占空比差（电压差）也不会变化，因此向电机施加的电压没有变化。通过进行此类处理，即使在电机施加电压小的情况下也可没有问题地检测电流。
此外，这在三相调制的情况下也相同，只要一律加上占空比以使三相中的最小占空比为（τ时间）×2以上即可。但是，在电机施加电压极高的情况下（例如U相：98%，V相：2%，W相：2%）相间电压为不足τ时间的情况下，不能如上述那样一律地加上占空比，因此其成为加法修正的极限。
以上的处理通过图2所示的PWM信号生成部9的占空比增减部11来进行。占空比增减部11将各相的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY与（τ时间）×2比较，在任一相的指令值为小于（τ时间）×2的值时，向各相的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY加上一样的加法值，以使该相的指令值为（τ时间）×2。
如上所述，根据第二实施方式，PWM信号生成部9通过占空比增减部11，在为了生成电流检测部7可检测两相电流的三相PWM信号模式而各相的PWM占空比不足时，向他们分别加上相同的值的占空比，而生成PWM信号。因此，向电机6施加的线间电压没有变化，电流检测部7可在总是固定的检测定时检测两相的电流。而且，占空比增减部11进行占空比的加法，以使三相中最小的占空比成为保证电流检测部7稳定地进行电流检测的最小待机时间τ的二倍，因此可使占空比增加所需的最小限度的量。
图14A至图14D是用于说明第三实施方式的图。下面仅说明与第一实施方式不同的部分。第一实施方式的图3A至图13D是U、V、W各相的相位基准与三角波的波谷一致的情况，但是，图14A至图14D表示V相的相位基准保持为三角波的波谷、对于U、W相，以三角波的波峰为相位基准的情况。此时，只要以使U相载波的锯齿状波的振幅最大相位和V相载波的逆相锯齿状波的振幅最小相位、与三角波的波谷一致的方式进行输出即可。
而且，在使三角波的波峰为检测定时A，且使从该时刻经过τ时间后作为检测定时B时，在检测定时A，仅U（+）导通，因此可用正极性检测U相电流Iu，在检测定时B，由于仅W（+）导通，因此可用正极性检测W相电流Iw。因此，该情况下也可检测三相电流。如上所述，根据第三实施方式，可得到与第一实施方式同样的效果。
图15、图16A和图16B、图17A和图17B是用于说明第四实施方式的图。图15是相当于图2的图，表示代替PWM信号生成部9的PWM信号生成部（PWM信号生成单元）21的构成。PWM信号生成部21具备代替脉冲生成部13的脉冲生成部22，脉冲生成部22仅使用三角波的载波这一种来与第一实施方式同样地使各相的PWM信号脉冲移动，从而进行逻辑运算。
图16A和图16B表示将各相的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY相对于一个载波如何进行比较来生成各相PWM信号脉冲。在图16A中，占空比U_DUTY是点划线，占空比V_DUTY是实线，占空比W_DUTY是虚线。对于V相，在占空比指令V_DUTY比载波高的期间中输出PWM信号脉冲。而且，若使载波的振幅增加的期间为第一期间、使振幅减少的期间为第二期间，则对于U相，第一期间在占空比指令U_DUTY比载波低的情况下输出PWM信号脉冲，第二期间在占空比指令U_DUTY比载波高的情况下输出PWM信号脉冲。
此外，对于W相，第一期间在占空比指令W_DUTY比载波高的情况下输出PWM信号脉冲，第二期间在占空比指令W_DUTY比载波低的情况下输出PWM信号脉冲。其结果，各相PWM信号脉冲相对于三角波的载波的输出模式与第一实施方式相同。图17A和图17B表示脉冲生成部22进行的上述信号处理的逻辑。
接着，对各相的占空比的设定进行描述。作为具体例，设U_DUTY、V_DUTY=80%，W_DUTY=30%，载波的最大振幅MAX为100%。首先，对于三角波载波，总是在比载波低的区间输出H脉冲的V相将加入了占空比增减部11的处理的V_DUTY，以原本的值80%在区间1、2中都进行与载波的比较（V_DUTY=V_DUTY’）。其结果，将V相脉冲为80%的期间H脉冲以载波的波谷为中心来输出。U相占空比在第一期间将从载波的MAX值100%的二倍减去U相占空比值80%的二倍的值160%之后的值40%作为U_DUTY’，进行与载波的比较。因此，以载波的波峰值位置为基准而产生脉冲。接着，在第二期间，使载波的MAX值100%为U_DUTY’来进行与载波的比较。因此，该区间全部为H脉冲。其结果，U相脉冲输出80%的期间H脉冲。
最后是W相，但是，在第一期间中，将使加入了占空比增减部11的处理的W_DUTY30%为二倍后的值60%作为W_DUTY’来与载波比较。而且，在第二期间，将载波的MAX值100%作为W_DUTY’来进行与载波的比较。虽然是MAX值，但由于是在比载波电平低时输出H电平的脉冲的逻辑，因此没有输出脉冲。其结果，W相脉冲在PWM周期中30%的期间从载波的波谷向波峰输出。以上，对图16A和图16B所示的各相PWM信号脉冲的情况进行了说明，但是，因各相的占空比的大小而使设置值出现不同，因此将进行DUTY→DUTY’的变换的逻辑一般化地表示的图是图17A和图17B。
即，对于V相将占空比V_DUTY原样地设定。对于U相，在占空比U_DUTY的二倍值比载波振幅的最大值（载波MAX值）小的情况下，将在第一期间输出的U_DUTY’设定为载波MAX值，并且将在第二期间输出的U_DUTY’设定为上述二倍值。此外，在上述二倍值比载波MAX值大的情况下，将第一期间的U_DUTY’设定为从载波MAX值的二倍减去上述二倍值后的值，并且将第二期间的U_DUTY’设定为载波MAX值。
对于W相，在占空比W_DUTY的二倍值比载波MAX值小的情况下，将在第一期间输出的W_DUTY’设定为上述二倍值，并且将在第二期间输出的W_DUTY’设定为载波MAX最大值。此外，在二倍值比载波MAX值大的情况下，将第一期间的W_DUTY’设定为载波MAX值，并且将第二期间的W_DUTY’设定为从载波MAX值的二倍减去二倍值后的值。
如上所述，根据第四实施方式，PWM信号生成部21使用三角波作为载波，使上述三角波的振幅增加的区间成为第一期间，使振幅减小的区间成为第二期间，此时，对于三相的PWM信号中的V相，将用于比较三角波振幅和PWM指令的大小关系而输出PWM信号的比较条件，通过第一和第二期间成为一定，对于U、W相，第一期间中的比较条件互不相同，且第二期间中的比较条件通过使第一期间中的各相的比较条件反转而生成三相PWM信号脉冲。
而且，对于V相将占空比V_DUTY原样地设定，对于U、W相，将占空比U_DUTY、W_DUTY的二倍值与载波MAX值比较，根据其结果以按照图17A和图17B所示的逻辑来变换的方式设定第一期间、第二期间设定的占空比U_DUTY’、W_DUTY’。因此，如第一实施方式那样，即使不使用三种载波也可得到与第一实施方式相同的效果。此外，将U、V、W的各相分配为哪个比较条件理所当然是任意的。
虽然说明了本发明的几个实施方式，但是，这些实施方式仅作为实例而举出，并不意在限定发明范围。这些新颖的实施方式能以其他各种方式实施，在不脱离发明主旨的范围内可进行各种省略、替换、改变。这些实施方式及其变形皆包含在发明的范围和主旨中，且包含在权利要求所记载的发明及其等价的范围中。
电流检测部7在载波周期内检测两相的电流的定时不必以表示载波的电平为最小或最大的相位作为基准，只要在可检测两相的电流的范围内、根据载波的任意相位来设定即可。
此外，检测电流的定时不需要与PWM载波的周期一致，也可以例如载波周期的二倍或四倍的周期进行检测。因此，向电流检测部7输入的电流检测定时信号不需要载波其本身，也可以是例如与载波同步地具有预定周期的脉冲信号。
也可将分流电阻4配置在正侧母线2a。此外，电流检测元件不限于分流电阻4，也可设置例如CT（Current Transformer，电流互感器）等。
开关元件不限于N通道型的MOSFET，也可使用P通道型的MOSFET、IGBT、功率晶体管等。

Claims (6)

1.一种电机控制装置，其特征在于，
具备：
变换器电路，由三相桥接的多个开关元件构成，经由将直流变换为三相交流来驱动电机；
电流检测元件，与上述变换器电路的直流侧连接，并产生与电流值对应的信号；
PWM信号生成单元，根据上述电机的相电流来确定转子位置，并生成三相的PWM信号模式以追踪上述转子位置；和
电流检测单元，根据在上述电流检测元件产生的信号和上述PWM信号模式来检测上述电机的相电流，
上述PWM信号生成单元生成上述三相的PWM信号模式，以使上述电流检测单元能在PWM信号的载波周期内、在固定的两个定时处检测两相的电流，
上述PWM信号生成单元对三相的PWM信号中的一相，以上述载波周期的任意相位作为基准，使占空比向延迟侧、超前侧的双向增减，
上述PWM信号生成单元对于另一相，以上述载波周期的任意的相位作为基准，使占空比向延迟侧、超前侧的一个方向增减，
上述PWM信号生成单元对于剩余的一相，以上述载波周期的任意的相位作为基准，使占空比向与上述方向相反的方向增减。
2.根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，
上述PWM信号生成单元根据载波的振幅为最大或最小的相位来设定上述各相的基准。
3.一种电机控制装置，其特征在于，
具备：
变换器电路，由三相桥接的多个开关元件构成，经由将直流变换为三相交流来驱动电机；
电流检测元件，与上述变换器电路的直流侧连接，并产生与电流值对应的信号；
PWM信号生成单元，根据上述电机的相电流来确定转子位置，并生成三相的PWM信号模式以追踪上述转子位置；和
电流检测单元，根据在上述电流检测元件产生的信号和上述PWM信号模式来检测上述电机的相电流，
上述PWM信号生成单元生成上述三相的PWM信号模式，以使上述电流检测单元能在PWM信号的载波周期内、在固定的两个定时处检测两相的电流，
上述PWM信号生成单元使用三角波作为载波，并以如下的方式来进行占空比变换：
当以上述三角波的振幅增加的区间为第一区间、以振幅减小的区间为第二区间时，
对于三相的PWM信号中的一相，使用于比较三角波振幅和PWM指令的大小关系而输出PWM信号的比较条件在上述第一区间和上述第二区间中成为一定，
对于其他两相，上述第一区间中的比较条件互不相同，且上述第二区间中的上述比较条件为使上述第一区间中的各相的比较条件反转，
对于上述其他两相，将设定的各自的占空比的二倍值和上述载波振幅的最大值进行比较，
上述其他两相中的一个，
在上述占空比的二倍值比上述最大值小的情况下，将在上述第一区间和上述第二区间中的任一个区间输出的PWM信号的占空比设定为上述最大值，并且将在另一区间输出的PWM信号的占空比设定为上述占空比的二倍值，在上述占空比的二倍值比上述最大值大的情况下，将在上述一个区间输出的PWM信号的占空比设定为从上述最大值的二倍减去上述占空比的二倍值后的值，并且将在上述另一区间输出的PWM信号的占空比设定为上述最大值，
上述其他两相中的另一个，
在上述占空比的二倍值比上述最大值小的情况下，将在上述第一区间和上述第二区间中的任一个区间输出的PWM信号的占空比设定为上述占空比的二倍值，并且将在另一区间输出的PWM信号的占空比设定为上述最大值，
在上述占空比的二倍值比上述最大值大的情况下，将在上述一个区间输出的PWM信号的占空比设定为上述最大值，并且将在上述另一区间输出的PWM信号的占空比设定为从上述最大值的二倍减去上述占空比的二倍值后的值。
4.一种电机控制装置，其特征在于，
具备：
变换器电路，由三相桥接的多个开关元件构成，经由将直流变换为三相交流来驱动电机；
电流检测元件，与上述变换器电路的直流侧连接，并产生与电流值对应的信号；
PWM信号生成单元，根据上述电机的相电流来确定转子位置，并生成三相的PWM信号模式以追踪上述转子位置；和
电流检测单元，根据在上述电流检测元件产生的信号和上述PWM信号模式来检测上述电机的相电流，
上述PWM信号生成单元生成上述三相的PWM信号模式，以使上述电流检测单元能在PWM信号的载波周期内、在固定的两个定时处检测两相的电流，
上述PWM信号生成单元对三相的PWM信号中的一相使用三角波作为载波，
上述PWM信号生成单元对另一相使用锯齿状波作为载波，上述锯齿状波的表示振幅最大的相位与上述三角波的表示振幅最大或最小的相位一致，
上述PWM信号生成单元对剩余的一相使用相对于上述锯齿状波为逆相的锯齿状波作为载波，
上述PWM信号生成单元根据各载波振幅的最大值或最小值全部一致的相位来设定上述各相的基准。
5.一种电机控制装置，其特征在于，
具备：
变换器电路，由三相桥接的多个开关元件构成，经由将直流变换为三相交流来驱动电机；
电流检测元件，与上述变换器电路的直流侧连接，并产生与电流值对应的信号；
PWM信号生成单元，根据上述电机的相电流来确定转子位置，并生成三相的PWM信号模式以追踪上述转子位置；和
电流检测单元，根据在上述电流检测元件产生的信号和上述PWM信号模式来检测上述电机的相电流，
上述PWM信号生成单元生成上述三相的PWM信号模式，以使上述电流检测单元能在PWM信号的载波周期内、在固定的两个定时处检测两相的电流，
上述PWM信号生成单元，在各相的PWM占空比不足以生成上述电流检测单元能检测两相电流的三相的PWM信号模式时，分别在上述各相的PWM占空比上加上相同的值的占空比以生成PWM信号。
6.根据权利要求5所述的电机控制装置，其特征在于，
上述PWM信号生成单元进行上述占空比的加法运算，以使三相中最小的占空比成为保证上述电流检测单元稳定地进行电流检测的稳定时间的二倍以上。
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