JP4178946B2 - インバータ装置及びモータ電流検出方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータに流れる電流の電流値を検出することが可能なインバータ装置、及びインバータ装置の複数相に流れる電流の電流値検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
今日のモータ制御では、モータ駆動用のインバータの各相に流れる交流電流の電流値を検出することが不可欠となっている。このように、インバータの各相に流れる電流の電流値を検出することにより、モータの回転位置を推定したり、モータの回転速度を制御したりすることができる。
【０００３】
一般に、回路のある点に流れる電流の電流値を求める場合、予め求めたい点にシャント抵抗を接続しておき、そのシャント抵抗の両端における電圧値を測定し、その電圧値と抵抗の抵抗値とから電流値を求めることが行われている。（特許文献１及び特許文献２参照）
そして、モータ制御のためにインバータの各相に流れる電流の電流値を求める場合、各相のそれぞれに上述するようなシャント抵抗を設けることが行われている。
【０００４】
図７（ａ）は、既存のインバータ装置の回路例を示す図である。
図７（ａ）に示すインバータ装置７０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）モータ７１を駆動させるためのインバータ装置であって、互いに１２０度の位相差をもつ交流電流を各相に生成し、３相モータ７１を駆動させるためのインバータ回路７２と、インバータ回路７２の各相の上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子７３（ＳＷ１〜ＳＷ６）に電力を供給する電源回路７４と、各相にそれぞれ設けられるシャント抵抗７５と、各スイッチング素子７３のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号を生成する制御部７６と、シャント抵抗７５の両端より検出される電圧値に基づいて各相に流れる電流の電流値を検出する電流検出回路７７とで構成されている。
【０００５】
そして、制御部７６から上記６つのスイッチング素子７３にＰＷＭ制御信号を与えることによって、各スイッチング素子７３を、周期的にスイッチングさせ、各相に、互いに位相が１２０度ずれた交流電流を流し、３相モータ７１を駆動させている。
【０００６】
このように、各相にそれぞれ設けられるシャント抵抗７５により各相に流れる電流の電流値を求めることができ、３相モータ７１の動作制御を行うことができる。
また、各相にシャント抵抗７５を設けるインバータ装置７０において、各相のＰＷＭ制御信号は、通常、図７（ｂ）に示すように、同じ位相で生成される。そして、各相のＰＷＭ制御信号を高い変調率で生成する場合で、例えば、破線Ａ１のタイミングで電流検出を行った場合は、初めに、Ｕ相及びＶ相に流れる電流の電流値を検出し、次に、残りのＷ相を算出する。このように、ＰＷＭ制御信号を高い変調率で生成する場合であっても、２相の電流が検出することができれば、３相全ての電流値を求めることができる。
【０００７】
【特許文献１】
特開平５−２１３１７３号 （第４頁、第１図）
【０００８】
【特許文献２】
特開平９−７４７９３号 （第４頁、第１図）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記インバータ装置７０のように、３相モータ７１の動作制御用に各相にシャント抵抗７５を設けると、インバータ装置７０を構成する回路全体が大きくなり、その分のコストもかかるという問題がある。
【００１０】
また、１つのシャント抵抗を用いて各相の電流を検出する方法も存在するが、例えば、図７（ｃ）に示すように、２相のＤＵＴＹが同じ場合で、例えば、破線Ａ２のタイミングで電流検出を行った場合は、３相全ての電流値を求めることができないという問題がある。
【００１１】
そこで、本発明は、低コストで構成でき、且つ、高変調率でＰＷＭ制御を行っても確実に各相の電流値を検出することが可能なインバータ装置及びモータ電流検出方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明のインバータ装置は、複数相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成しモータを駆動させるインバータ装置であって、互いに位相が異なる三角基準波に基づいて上記各相にそれぞれ設けられるスイッチング素子のチョッピング周期位相がずれた制御信号を生成し、上記インバータの各相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成させる制御手段と、上記各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出する電圧検出手段と、上記電圧検出手段で検出される電圧値を、上記各スイッチング素子のＯＮ動作又はＯＦＦ動作に同期して所定時間保持するサンプルホールド回路と、上記サンプルホールド回路において保持される複数の電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出する算出手段とを備える。
【００１３】
このように、各相のスイッチング素子のＯＮ動作のタイミングを互いにずらすことにより、各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出しやすくし、電圧検出手段から所定回数検出される電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出することにより、例えば、従来のインバータ装置７０のように、各相に設けられるシャント抵抗により各相の電流値を求める構成ではなく、１つのシャント抵抗により電流検出を行う構成にすることができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００１４】
また、上記電圧値は、上記各相の制御信号のＤＵＴＹに応じて変化するように構成される。
【００１７】
これより、例えば、１つのシャント抵抗により電流検出を行うことができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
また、電圧保持手段により、どのタイミングでも電圧検出手段の電圧値を検出することができるので、高変調率でＰＷＭ制御信号を生成しても確実に各相の電流値を検出することが可能となる。
【００１８】
また、本発明の範囲は、インバータの各相に流れる交流電流の電流値を検出するための電流検出方法にまで及ぶ。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。
【００２０】
図１に示すように、インバータ装置１０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）モータ１１を駆動させるためのインバータ装置であって、互いに１２０度の位相差をもつ交流電流を各相に生成し、３相モータ１１を駆動させるためのインバータ回路１２と、インバータ回路１２の各相の上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子１３（ＳＷ１〜ＳＷ６）に電力を供給する電源回路１４と、インバータ回路１２に設けられる電圧検出手段としてのシャント抵抗１５と、インバータ回路１２の動作制御などを行う制御部１６（例えば、ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔなど）とで構成されている。なお、インバータ装置１０は、他に、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサを備えている。
【００２１】
上記制御部１６は、各スイッチング素子１３のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成する制御手段としてのＰＷＭ制御機能１６−１と、シャント抵抗１５の両端より検出される電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換機能１６−２と、デジタル値に変換された電圧データに基づいて各相に流れる電流の電流値を算出する算出手段としての算出機能１６−３を有して構成される。
【００２２】
そして、制御部１６から生成されるＰＷＭ制御信号を上記６つのスイッチング素子１３に与えることによって、各スイッチング素子３３を周期的にスイッチングさせ、各相に、互いに位相が１２０度ずれる交流電流を流し、３相モータ１１を駆動させる。
【００２３】
次に、図２は、制御部１６において生成される各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗１５の電圧波形を示す図である。
図２に示すように、制御部１６で使用される三角基準波は、互いに所定の位相差をもっており、この三角基準波に基づいて、各相毎にＰＷＭ制御信号が生成される。また、図２には、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の下のスイッチング素子１３（ＳＷ４、ＳＷ５、及びＳＷ６）のＰＷＭ制御信号が示されている。また、図２の一番下に示す波形は、各相のＰＷＭ制御信号のＯＮタイミング（ＯＮ期間）及びＯＦＦタイミング（ＯＦＦ期間）に対応して発生するシャント抵抗１５の電圧波形を示している。
【００２４】
このように、所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を、各相毎に生成することにより、図２に示すように、各相のスイッチング素子のチョッピング周期位相がずれるので、シャント抵抗１５のみで電流検出する場合で、且つ、３相の内、２相のＤＵＴＹが同じになる場合であっても、各相の電流を検出することができる。
【００２５】
次に、インバータ装置１０における制御部１６の動作を説明する。
図３は、制御部１６の動作を説明するためのフローチャートである。
まず、ステップＳ１において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の三角基準波の電圧値と各相に所望な交流を生成させるための指令値（電圧値）とを比較し、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹを決定する。
【００２６】
次に、ステップＳ２において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の上下のスイッチング素子１３に対してそれぞれＰＷＭ制御信号を出力する。ここで、予めＡ／Ｄ変換機能１６−２において、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹに基づいてＡ／Ｄ変換のためのタイマ値を各相毎に求めておく。例えば、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹに基づいて、図２に示すような範囲Ｂ（Ｖ相下のスイッチング素子１３のみがＯＮしている時間帯）及び範囲Ｃ（Ｖ相下及びＷ相下のスイッチング素子１３の両方がＯＮしている時間帯）を求めておく。
【００２７】
次に、ステップＳ３において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、複数のタイマ値から所定のタイマをスタートさせる。例えば、図２において、タイマ値がＢに設定された第１のタイマと、タイマ値がＣに設定された第２のタイマとを用意しておき、その２つのタイマの内、Ｕ相下ドライブ信号（又はＷ相下ドライブ信号）の立下がりと同時に第１のタイマをスタートさせる。
【００２８】
次に、ステップＳ４において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、シャント抵抗１５からの電圧値を、ステップＳ３で選択されたタイマ値に基づいて読み込み、デジタル値に変換する。例えば、範囲Ｂのシャント抵抗１５の電圧値（Ｖ相下のスイッチング素子１３がＯＮのときのシャント抵抗１５の電圧値）を読み込み、デジタル値に変換する。
【００２９】
次に、ステップＳ５において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、複数のタイマ値からステップＳ３で選択されたタイマ値以外のタイマ値を選択し、そのタイマ値をスタートさせる。例えば、Ｗ相下ドライブ信号の立ち上がりと同時に第２のタイマをスタートさせる。尚、ステップＳ３で選択されたタイマ値を再度選択し、そのタイマ値をスタートさせてもよい。また、ステップＳ３において、第２のタイマをスタートさせ、ステップＳ４において、第１のタイマをスタートさせてもよい。
【００３０】
次に、ステップＳ６において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、シャント抵抗１５からの電圧値を、ステップＳ５において選択されたタイマ値で読み込み、デジタル値に変換する。例えば、第２のタイマがタイムアップするまでの時間（タイマ値Ｃ）内で、シャント抵抗１５の電圧値（Ｖ相下及びＷ相下のスイッチング素子１３がＯＮのときのシャント抵抗１５の電圧値）を読み込み、デジタル値に変換させる。
【００３１】
そして、ステップＳ７において、算出機能１６−３により、ステップＳ４及びステップＳ６で読み込んだ２つの電圧値より、３相分の電流を算出する。すなわち、例えば、ステップＳ４及びステップＳ６においてＶ相の電圧値（範囲Ｂの電圧値）とＶ相＋Ｗ相の電圧値（範囲Ｃの電圧値）が読み込こまれた場合、まず、そのＶ相の電圧値とＶ相＋Ｗ相の電圧値とからＶ相及びＷ相の各電圧値を求める。そして、Ｖ相及びＷ相の各電圧値とシャント抵抗１５の抵抗値によりＶ相及びＷ相の各電流値を求め、Ｖ相及びＷ相の合計電流値から残りのＵ相の電流値を求める。
【００３２】
なお、図２において、タイマ値は範囲Ｂや範囲Ｃに限らず、それ以外の領域、例えば、Ｗ相のみがＯＮしている領域や、Ｕ相とＷ相の両方がＯＮしている領域としてもよい。
このように、各相に流れる電流の電流値を検出するためのシャント抵抗１５を設け、且つ、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成することにより、図２に示すように各相のＯＮタイミングをずらし、シャント抵抗１５により各相に流れる電流の合計電流値に応じた電圧値を２回検出し、その２回の検出による２つの電圧値に基づいて各相に流れる電流の電流値を算出しているので、従来のように各相にシャント抵抗を設けなくとも、１つのシャント抵抗１５により各相に流れる電流の電流値を算出することができるので、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００３３】
また、各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて生成することにより、図２に示すように各相のＯＮタイミングがずらすことができるので、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。これより、その平滑用コンデンサを小さくすることができ、更に、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となる。
【００３４】
＜第２の実施形態＞
図４は、本発明の他の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。なお、図１に示すインバータ装置１０と同じ構成のものは、同じ符号を付けている。
【００３５】
図４に示すように、インバータ装置４０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）モータ１１を駆動させるためのインバータ装置であって、互いに１２０度の位相差をもつ交流電流を各相に生成し、３相モータ１１を駆動させるためのインバータ回路１２と、インバータ回路１２の各相の上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子１３（ＳＷ１〜ＳＷ６）に電力を供給する電源回路１４と、インバータ回路１２に設けられる電圧検出手段としてのシャント抵抗１５と、各相のＰＷＭ制御信号のＯＮ／ＯＦＦのタイミングをトリガにしてシャント抵抗１５の両端にかかる電圧の電圧値を所定時間保持する電圧保持手段としてのサンプルホールド回路４１と、インバータ回路１２の動作制御などを行う制御部１６とで構成されている。なお、インバータ装置１０は、他に、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサを備えている。
【００３６】
上記制御部１６は、各スイッチング素子１３のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成する制御手段としてのＰＷＭ制御機能１６−１と、サンプルホールド回路４１で保持している電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換機能１６−２と、デジタル値に変換された電圧データに基づいて各相に流れる電流の電流値を算出する算出手段としての算出機能１６−３を有して構成される。
【００３７】
そして、制御部１６から生成されるＰＷＭ制御信号を上記６つのスイッチング素子１３に与えることによって、各スイッチング素子３３を周期的にスイッチングさせ、各相に、互いに位相が１２０度ずれる交流電流を流し、３相モータ７１を駆動させる。
【００３８】
次に、図５は、制御部１６において生成される各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗１５の電圧波形を示す図である。
図５に示すように、制御部１６で使用される三角基準波は、互いに所定の位相差をもっており、この三角基準波に基づいて、各相毎にＰＷＭ制御信号が生成される。また、図５には、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の下のスイッチング素子１３（ＳＷ４、ＳＷ５、及びＳＷ６）のＰＷＭ制御信号が示されている。また、図５の一番下に示す波形は、サンプホールド回路４１において各相のＰＷＭ制御信号のＯＮタイミング又はＯＦＦタイミングに同期して保持されたシャント抵抗１５の電圧波形を示している。図５に示す例では、Ｕ相下のスイッチング素子１３のＯＮタイミングに同期して（トリガＤにより）、Ｕ相及びＷ相のＰＷＭ制御信号がＯＮとなるときのシャント抵抗１５の電圧値を所定時間（範囲Ｇ）保持している。また、Ｗ相下のスイッチング素子１３のＯＮタイミングに同期して（トリガＥにより）、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ制御信号がＯＮとなるときのシャント抵抗１５の電圧値を所定時間（範囲H）保持している。また、Ｖ相下のスイッチング素子１３のＯＦＦタイミングに同期して（トリガＦにより）、Ｗ相のＰＷＭ制御信号がＯＮとなるときのシャント抵抗１５の電圧値を所定時間（範囲Ｉ）保持している。
【００３９】
このように、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成することにより、図５に示すように各相のＯＮタイミングがずれ、且つ、サンプルホールド回路４１によりシャント抵抗１５の両端にかかる電圧の電圧値が所定時間保持されるので、どのタイミングでもシャント抵抗１５の電圧値を検出することができる。また、サンプホールド回路４１により、どのタイミングでもシャント抵抗１５の電圧値を検出することができるので、インバータ装置１０の制御部１６のように、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹに基づいてＡ／Ｄ変換用のタイマ値を求める必要がなくなる。
【００４０】
次に、インバータ装置４０における制御部１６の動作を説明する。
図６は、制御部１６の動作を説明するためのフローチャートである。
まず、ステップＳＴ１において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の三角基準波と各相の交流生成指令値に基づいて、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹを決定する。
【００４１】
次に、ステップＳＴ２において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の上下のスイッチング素子１３に対してそれぞれＰＷＭ制御信号を出力する。
次に、ステップＳＴ３において、どの相のシャント抵抗１５の電圧値を読み込むかを決定する。すなわち、例えば、Ｗ相及びＶ相の電圧値（範囲Ｇ）を読み込むことを決定する。
【００４２】
次に、ステップＳＴ４において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、サンプルホールド回路４１からステップＳＴ３において決定された相の電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。例えば、範囲Ｇにおいてサンプルホールド回路４１が保持している電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。
【００４３】
次に、ステップＳＴ５において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、ステップＳＴ３において決定された相以外のどの相のシャント抵抗１５の電圧値を読み込むか決定する。すなわち、例えば、Ｗ相及びＶ相の電圧値（範囲Ｈ）を読み込むことを決定する。
【００４４】
次に、ステップＳＴ６において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、サンプルホールド回路４１からステップＳＴ５において決定された相の電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。例えば、範囲Ｈにおいてサンプルホールド回路４１が保持している電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。
【００４５】
そして、ステップＳＴ７において、算出機能１６−３により、ステップＳＴ４及びステップＳＴ６で読み込んだ２つの電圧データより、３相分の電流を算出する。すなわち、例えば、ステップＳＴ４及びステップＳＴ６においてＵ相＋Ｗ相の電圧値（範囲Ｇの電圧値）とＶ相＋Ｗ相の電圧値（範囲Ｈの電圧値）が読み込こまれた場合、まず、そのＵ相＋Ｗ相の電圧値とシャント抵抗１５の抵抗値とからＶ相に負方向に流れる電流の電流値を求め、Ｖ相＋Ｗ相の電圧値とシャント抵抗１５の抵抗値とからＵ相に負方向に流れる電流の電流値を求める。そして、Ｖ相及びＵ相の各電流値から残りのＷ相の電流値を求める。
【００４６】
このように、各相に流れる電流の電流値を検出するためのシャント抵抗１５を設け、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成することにより、図５に示すように各相のＯＮタイミングをずらし、そして、各相に流れる電流の合計電流値に応じた電圧値を所定時間保持しておき、その所定時間保持された電圧値を２回検出し、その２回の電圧検出による２つの電圧値に基づいて各相に流れる電流の電流値を算出しているので、従来のように各相にシャント抵抗を設けなくとも、１つのシャント抵抗１５により各相に流れる電流の電流値を算出することができるので、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００４７】
また、サンプホールド回路４１によりどのタイミングでもシャント抵抗１５の電圧値を検出することができるので、高変調率でＰＷＭ制御信号を生成しても確実に各相の電流値を検出することが可能となる。
また、各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて生成することにより、図５に示すように各相のＯＮタイミングをずらすことができるので、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。これより、その平滑用コンデンサを小さくすることができ、更に、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となる。
＜その他の実施形態＞
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、各請求項に記載した範囲において、種々の構成を採用可能である。例えば、以下のような構成変更も可能である。
【００４８】
（１）上記実施形態では、シャント抵抗１５から電圧値を２回検出し、その２回分の電圧値から各相の電流値を求めているが、シャント抵抗１５で検出する電圧値の回数は、特に限定されない。すなわち、３つ以上の電圧値に基づいて各相の電流値を求めてもよい。
【００４９】
（２）上記実施形態では、各相の電流値をシャント抵抗１５により算出しているが、トランスなど他の負荷ディバイスで各相の電流値を算出するようにしてもよい。
（３）上記実施形態では、各相の三角基準波の互いの位相差は、モータ駆動時では、一定であるが、この位相差を動的に可変させてもよい。
【００５０】
（４）上記実施形態では、制御部１６において、３相のスイッチング素子のＯＮタイミングをずらして各相のＰＷＭ制御信号を出力しているが、制御部１６の後段に３相のスイッチング素子のＯＮタイミングをずらすための制御回路を搭載し、その制御回路から各相のＰＷＭ制御信号出力するようにしてもよい。
【００５１】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、従来のように各相にシャント抵抗を設けなくとも、各相に流れる電流の電流値を算出することができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００５２】
また、電圧保持手段によりどのタイミングでも電圧検出手段の電圧値を検出することができるので、高変調率でＰＷＭ制御信号を生成しても確実に各相の電流値を検出することが可能となる。
また、各相のＰＷＭ制御信号を、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて生成することにより、各相のＯＮタイミングがずらすことができるので、インバータに印加される電圧を制限する平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。これより、その平滑用コンデンサを小さくすることができ、更に、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。
【図２】各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗１５の電圧波形を示す図である。
【図３】制御部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】本発明の他の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。
【図５】各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗の電圧波形を示す図である。
【図６】制御部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図７】（ａ）は、既存のインバータ装置の回路例を示す図である。（ｂ）及び（ｃ）は、既存のインバータ装置におけるＰＷＭ制御信号の波形を示す図である。
【符号の説明】
１０ インバータ装置
１１ ３相モータ
１２ インバータ回路
１３ スイッチング素子
１４ 電源回路
１５ シャント抵抗
１６ 制御部
４０ インバータ装置
４１ サンプルホールド回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータに流れる電流の電流値を検出することが可能なインバータ装置、及びインバータ装置の複数相に流れる電流の電流値検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
今日のモータ制御では、モータ駆動用のインバータの各相に流れる交流電流の電流値を検出することが不可欠となっている。このように、インバータの各相に流れる電流の電流値を検出することにより、モータの回転位置を推定したり、モータの回転速度を制御したりすることができる。
【０００３】
一般に、回路のある点に流れる電流の電流値を求める場合、予め求めたい点にシャント抵抗を接続しておき、そのシャント抵抗の両端における電圧値を測定し、その電圧値と抵抗の抵抗値とから電流値を求めることが行われている。（特許文献１及び特許文献２参照）
そして、モータ制御のためにインバータの各相に流れる電流の電流値を求める場合、各相のそれぞれに上述するようなシャント抵抗を設けることが行われている。
【０００４】
図７（ａ）は、既存のインバータ装置の回路例を示す図である。
図７（ａ）に示すインバータ装置７０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）モータ７１を駆動させるためのインバータ装置であって、互いに１２０度の位相差をもつ交流電流を各相に生成し、３相モータ７１を駆動させるためのインバータ回路７２と、インバータ回路７２の各相の上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子７３（ＳＷ１〜ＳＷ６）に電力を供給する電源回路７４と、各相にそれぞれ設けられるシャント抵抗７５と、各スイッチング素子７３のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号を生成する制御部７６と、シャント抵抗７５の両端より検出される電圧値に基づいて各相に流れる電流の電流値を検出する電流検出回路７７とで構成されている。
【０００５】
そして、制御部７６から上記６つのスイッチング素子７３にＰＷＭ制御信号を与えることによって、各スイッチング素子７３を、周期的にスイッチングさせ、各相に、互いに位相が１２０度ずれた交流電流を流し、３相モータ７１を駆動させている。
【０００６】
このように、各相にそれぞれ設けられるシャント抵抗７５により各相に流れる電流の電流値を求めることができ、３相モータ７１の動作制御を行うことができる。
また、各相にシャント抵抗７５を設けるインバータ装置７０において、各相のＰＷＭ制御信号は、通常、図７（ｂ）に示すように、同じ位相で生成される。そして、各相のＰＷＭ制御信号を高い変調率で生成する場合で、例えば、破線Ａ１のタイミングで電流検出を行った場合は、初めに、Ｕ相及びＶ相に流れる電流の電流値を検出し、次に、残りのＷ相を算出する。このように、ＰＷＭ制御信号を高い変調率で生成する場合であっても、２相の電流が検出することができれば、３相全ての電流値を求めることができる。
【０００７】
【特許文献１】
特開平５−２１３１７３号 （第４頁、第１図）
【０００８】
【特許文献２】
特開平９−７４７９３号 （第４頁、第１図）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記インバータ装置７０のように、３相モータ７１の動作制御用に各相にシャント抵抗７５を設けると、インバータ装置７０を構成する回路全体が大きくなり、その分のコストもかかるという問題がある。
【００１０】
また、１つのシャント抵抗を用いて各相の電流を検出する方法も存在するが、例えば、図７（ｃ）に示すように、２相のＤＵＴＹが同じ場合で、例えば、破線Ａ２のタイミングで電流検出を行った場合は、３相全ての電流値を求めることができないという問題がある。
【００１１】
そこで、本発明は、低コストで構成でき、且つ、高変調率でＰＷＭ制御を行っても確実に各相の電流値を検出することが可能なインバータ装置及びモータ電流検出方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明のインバータ装置は、複数相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成しモータを駆動させるインバータ装置であって、互いに位相が異なる三角基準波に基づいて上記各相にそれぞれ設けられるスイッチング素子のチョッピング周期位相がずれた制御信号を生成し、上記インバータの各相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成させる制御手段と、上記各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出する電圧検出手段と、上記電圧検出手段で検出される電圧値を、上記各スイッチング素子のＯＮ動作又はＯＦＦ動作に同期して所定時間保持するサンプルホールド回路と、上記サンプルホールド回路において保持される複数の電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出する算出手段とを備える。
【００１３】
このように、各相のスイッチング素子のＯＮ動作のタイミングを互いにずらすことにより、各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出しやすくし、電圧検出手段から所定回数検出される電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出することにより、例えば、従来のインバータ装置７０のように、各相に設けられるシャント抵抗により各相の電流値を求める構成ではなく、１つのシャント抵抗により電流検出を行う構成にすることができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００１４】
また、上記電圧値は、上記各相の制御信号のＤＵＴＹに応じて変化するように構成される。
【００１７】
これより、例えば、１つのシャント抵抗により電流検出を行うことができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
また、電圧保持手段により、どのタイミングでも電圧検出手段の電圧値を検出することができるので、高変調率でＰＷＭ制御信号を生成しても確実に各相の電流値を検出することが可能となる。
【００１８】
また、本発明の範囲は、インバータの各相に流れる交流電流の電流値を検出するための電流検出方法にまで及ぶ。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。
【００２０】
図１に示すように、インバータ装置１０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）モータ１１を駆動させるためのインバータ装置であって、互いに１２０度の位相差をもつ交流電流を各相に生成し、３相モータ１１を駆動させるためのインバータ回路１２と、インバータ回路１２の各相の上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子１３（ＳＷ１〜ＳＷ６）に電力を供給する電源回路１４と、インバータ回路１２に設けられる電圧検出手段としてのシャント抵抗１５と、インバータ回路１２の動作制御などを行う制御部１６（例えば、ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔなど）とで構成されている。なお、インバータ装置１０は、他に、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサを備えている。
【００２１】
上記制御部１６は、各スイッチング素子１３のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成する制御手段としてのＰＷＭ制御機能１６−１と、シャント抵抗１５の両端より検出される電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換機能１６−２と、デジタル値に変換された電圧データに基づいて各相に流れる電流の電流値を算出する算出手段としての算出機能１６−３を有して構成される。
【００２２】
そして、制御部１６から生成されるＰＷＭ制御信号を上記６つのスイッチング素子１３に与えることによって、各スイッチング素子３３を周期的にスイッチングさせ、各相に、互いに位相が１２０度ずれる交流電流を流し、３相モータ１１を駆動させる。
【００２３】
次に、図２は、制御部１６において生成される各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗１５の電圧波形を示す図である。
図２に示すように、制御部１６で使用される三角基準波は、互いに所定の位相差をもっており、この三角基準波に基づいて、各相毎にＰＷＭ制御信号が生成される。また、図２には、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の下のスイッチング素子１３（ＳＷ４、ＳＷ５、及びＳＷ６）のＰＷＭ制御信号が示されている。また、図２の一番下に示す波形は、各相のＰＷＭ制御信号のＯＮタイミング（ＯＮ期間）及びＯＦＦタイミング（ＯＦＦ期間）に対応して発生するシャント抵抗１５の電圧波形を示している。
【００２４】
このように、所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を、各相毎に生成することにより、図２に示すように、各相のスイッチング素子のチョッピング周期位相がずれるので、シャント抵抗１５のみで電流検出する場合で、且つ、３相の内、２相のＤＵＴＹが同じになる場合であっても、各相の電流を検出することができる。
【００２５】
次に、インバータ装置１０における制御部１６の動作を説明する。
図３は、制御部１６の動作を説明するためのフローチャートである。
まず、ステップＳ１において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の三角基準波の電圧値と各相に所望な交流を生成させるための指令値（電圧値）とを比較し、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹを決定する。
【００２６】
次に、ステップＳ２において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の上下のスイッチング素子１３に対してそれぞれＰＷＭ制御信号を出力する。ここで、予めＡ／Ｄ変換機能１６−２において、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹに基づいてＡ／Ｄ変換のためのタイマ値を各相毎に求めておく。例えば、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹに基づいて、図２に示すような範囲Ｂ（Ｖ相下のスイッチング素子１３のみがＯＮしている時間帯）及び範囲Ｃ（Ｖ相下及びＷ相下のスイッチング素子１３の両方がＯＮしている時間帯）を求めておく。
【００２７】
次に、ステップＳ３において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、複数のタイマ値から所定のタイマをスタートさせる。例えば、図２において、タイマ値がＢに設定された第１のタイマと、タイマ値がＣに設定された第２のタイマとを用意しておき、その２つのタイマの内、Ｕ相下ドライブ信号（又はＷ相下ドライブ信号）の立下がりと同時に第１のタイマをスタートさせる。
【００２８】
次に、ステップＳ４において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、シャント抵抗１５からの電圧値を、ステップＳ３で選択されたタイマ値に基づいて読み込み、デジタル値に変換する。例えば、範囲Ｂのシャント抵抗１５の電圧値（Ｖ相下のスイッチング素子１３がＯＮのときのシャント抵抗１５の電圧値）を読み込み、デジタル値に変換する。
【００２９】
次に、ステップＳ５において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、複数のタイマ値からステップＳ３で選択されたタイマ値以外のタイマ値を選択し、そのタイマ値をスタートさせる。例えば、Ｗ相下ドライブ信号の立ち上がりと同時に第２のタイマをスタートさせる。尚、ステップＳ３で選択されたタイマ値を再度選択し、そのタイマ値をスタートさせてもよい。また、ステップＳ３において、第２のタイマをスタートさせ、ステップＳ４において、第１のタイマをスタートさせてもよい。
【００３０】
次に、ステップＳ６において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、シャント抵抗１５からの電圧値を、ステップＳ５において選択されたタイマ値で読み込み、デジタル値に変換する。例えば、第２のタイマがタイムアップするまでの時間（タイマ値Ｃ）内で、シャント抵抗１５の電圧値（Ｖ相下及びＷ相下のスイッチング素子１３がＯＮのときのシャント抵抗１５の電圧値）を読み込み、デジタル値に変換させる。
【００３１】
そして、ステップＳ７において、算出機能１６−３により、ステップＳ４及びステップＳ６で読み込んだ２つの電圧値より、３相分の電流を算出する。すなわち、例えば、ステップＳ４及びステップＳ６においてＶ相の電圧値（範囲Ｂの電圧値）とＶ相＋Ｗ相の電圧値（範囲Ｃの電圧値）が読み込こまれた場合、まず、そのＶ相の電圧値とＶ相＋Ｗ相の電圧値とからＶ相及びＷ相の各電圧値を求める。そして、Ｖ相及びＷ相の各電圧値とシャント抵抗１５の抵抗値によりＶ相及びＷ相の各電流値を求め、Ｖ相及びＷ相の合計電流値から残りのＵ相の電流値を求める。
【００３２】
なお、図２において、タイマ値は範囲Ｂや範囲Ｃに限らず、それ以外の領域、例えば、Ｗ相のみがＯＮしている領域や、Ｕ相とＷ相の両方がＯＮしている領域としてもよい。
このように、各相に流れる電流の電流値を検出するためのシャント抵抗１５を設け、且つ、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成することにより、図２に示すように各相のＯＮタイミングをずらし、シャント抵抗１５により各相に流れる電流の合計電流値に応じた電圧値を２回検出し、その２回の検出による２つの電圧値に基づいて各相に流れる電流の電流値を算出しているので、従来のように各相にシャント抵抗を設けなくとも、１つのシャント抵抗１５により各相に流れる電流の電流値を算出することができるので、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００３３】
また、各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて生成することにより、図２に示すように各相のＯＮタイミングがずらすことができるので、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。これより、その平滑用コンデンサを小さくすることができ、更に、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となる。
【００３４】
＜第２の実施形態＞
図４は、本発明の他の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。なお、図１に示すインバータ装置１０と同じ構成のものは、同じ符号を付けている。
【００３５】
図４に示すように、インバータ装置４０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）モータ１１を駆動させるためのインバータ装置であって、互いに１２０度の位相差をもつ交流電流を各相に生成し、３相モータ１１を駆動させるためのインバータ回路１２と、インバータ回路１２の各相の上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子１３（ＳＷ１〜ＳＷ６）に電力を供給する電源回路１４と、インバータ回路１２に設けられる電圧検出手段としてのシャント抵抗１５と、各相のＰＷＭ制御信号のＯＮ／ＯＦＦのタイミングをトリガにしてシャント抵抗１５の両端にかかる電圧の電圧値を所定時間保持する電圧保持手段としてのサンプルホールド回路４１と、インバータ回路１２の動作制御などを行う制御部１６とで構成されている。なお、インバータ装置１０は、他に、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサを備えている。
【００３６】
上記制御部１６は、各スイッチング素子１３のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成する制御手段としてのＰＷＭ制御機能１６−１と、サンプルホールド回路４１で保持している電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換機能１６−２と、デジタル値に変換された電圧データに基づいて各相に流れる電流の電流値を算出する算出手段としての算出機能１６−３を有して構成される。
【００３７】
そして、制御部１６から生成されるＰＷＭ制御信号を上記６つのスイッチング素子１３に与えることによって、各スイッチング素子３３を周期的にスイッチングさせ、各相に、互いに位相が１２０度ずれる交流電流を流し、３相モータ７１を駆動させる。
【００３８】
次に、図５は、制御部１６において生成される各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗１５の電圧波形を示す図である。
図５に示すように、制御部１６で使用される三角基準波は、互いに所定の位相差をもっており、この三角基準波に基づいて、各相毎にＰＷＭ制御信号が生成される。また、図５には、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の下のスイッチング素子１３（ＳＷ４、ＳＷ５、及びＳＷ６）のＰＷＭ制御信号が示されている。また、図５の一番下に示す波形は、サンプホールド回路４１において各相のＰＷＭ制御信号のＯＮタイミング又はＯＦＦタイミングに同期して保持されたシャント抵抗１５の電圧波形を示している。図５に示す例では、Ｕ相下のスイッチング素子１３のＯＮタイミングに同期して（トリガＤにより）、Ｕ相及びＷ相のＰＷＭ制御信号がＯＮとなるときのシャント抵抗１５の電圧値を所定時間（範囲Ｇ）保持している。また、Ｗ相下のスイッチング素子１３のＯＮタイミングに同期して（トリガＥにより）、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ制御信号がＯＮとなるときのシャント抵抗１５の電圧値を所定時間（範囲H）保持している。また、Ｖ相下のスイッチング素子１３のＯＦＦタイミングに同期して（トリガＦにより）、Ｗ相のＰＷＭ制御信号がＯＮとなるときのシャント抵抗１５の電圧値を所定時間（範囲Ｉ）保持している。
【００３９】
このように、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成することにより、図５に示すように各相のＯＮタイミングがずれ、且つ、サンプルホールド回路４１によりシャント抵抗１５の両端にかかる電圧の電圧値が所定時間保持されるので、どのタイミングでもシャント抵抗１５の電圧値を検出することができる。また、サンプホールド回路４１により、どのタイミングでもシャント抵抗１５の電圧値を検出することができるので、インバータ装置１０の制御部１６のように、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹに基づいてＡ／Ｄ変換用のタイマ値を求める必要がなくなる。
【００４０】
次に、インバータ装置４０における制御部１６の動作を説明する。
図６は、制御部１６の動作を説明するためのフローチャートである。
まず、ステップＳＴ１において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の三角基準波と各相の交流生成指令値に基づいて、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹを決定する。
【００４１】
次に、ステップＳＴ２において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の上下のスイッチング素子１３に対してそれぞれＰＷＭ制御信号を出力する。
次に、ステップＳＴ３において、どの相のシャント抵抗１５の電圧値を読み込むかを決定する。すなわち、例えば、Ｗ相及びＶ相の電圧値（範囲Ｇ）を読み込むことを決定する。
【００４２】
次に、ステップＳＴ４において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、サンプルホールド回路４１からステップＳＴ３において決定された相の電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。例えば、範囲Ｇにおいてサンプルホールド回路４１が保持している電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。
【００４３】
次に、ステップＳＴ５において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、ステップＳＴ３において決定された相以外のどの相のシャント抵抗１５の電圧値を読み込むか決定する。すなわち、例えば、Ｗ相及びＶ相の電圧値（範囲Ｈ）を読み込むことを決定する。
【００４４】
次に、ステップＳＴ６において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、サンプルホールド回路４１からステップＳＴ５において決定された相の電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。例えば、範囲Ｈにおいてサンプルホールド回路４１が保持している電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。
【００４５】
そして、ステップＳＴ７において、算出機能１６−３により、ステップＳＴ４及びステップＳＴ６で読み込んだ２つの電圧データより、３相分の電流を算出する。すなわち、例えば、ステップＳＴ４及びステップＳＴ６においてＵ相＋Ｗ相の電圧値（範囲Ｇの電圧値）とＶ相＋Ｗ相の電圧値（範囲Ｈの電圧値）が読み込こまれた場合、まず、そのＵ相＋Ｗ相の電圧値とシャント抵抗１５の抵抗値とからＶ相に負方向に流れる電流の電流値を求め、Ｖ相＋Ｗ相の電圧値とシャント抵抗１５の抵抗値とからＵ相に負方向に流れる電流の電流値を求める。そして、Ｖ相及びＵ相の各電流値から残りのＷ相の電流値を求める。
【００４６】
このように、各相に流れる電流の電流値を検出するためのシャント抵抗１５を設け、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成することにより、図５に示すように各相のＯＮタイミングをずらし、そして、各相に流れる電流の合計電流値に応じた電圧値を所定時間保持しておき、その所定時間保持された電圧値を２回検出し、その２回の電圧検出による２つの電圧値に基づいて各相に流れる電流の電流値を算出しているので、従来のように各相にシャント抵抗を設けなくとも、１つのシャント抵抗１５により各相に流れる電流の電流値を算出することができるので、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００４７】
また、サンプホールド回路４１によりどのタイミングでもシャント抵抗１５の電圧値を検出することができるので、高変調率でＰＷＭ制御信号を生成しても確実に各相の電流値を検出することが可能となる。
また、各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて生成することにより、図５に示すように各相のＯＮタイミングをずらすことができるので、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。これより、その平滑用コンデンサを小さくすることができ、更に、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となる。
＜その他の実施形態＞
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、各請求項に記載した範囲において、種々の構成を採用可能である。例えば、以下のような構成変更も可能である。
【００４８】
（１）上記実施形態では、シャント抵抗１５から電圧値を２回検出し、その２回分の電圧値から各相の電流値を求めているが、シャント抵抗１５で検出する電圧値の回数は、特に限定されない。すなわち、３つ以上の電圧値に基づいて各相の電流値を求めてもよい。
【００４９】
（２）上記実施形態では、各相の電流値をシャント抵抗１５により算出しているが、トランスなど他の負荷ディバイスで各相の電流値を算出するようにしてもよい。
（３）上記実施形態では、各相の三角基準波の互いの位相差は、モータ駆動時では、一定であるが、この位相差を動的に可変させてもよい。
【００５０】
（４）上記実施形態では、制御部１６において、３相のスイッチング素子のＯＮタイミングをずらして各相のＰＷＭ制御信号を出力しているが、制御部１６の後段に３相のスイッチング素子のＯＮタイミングをずらすための制御回路を搭載し、その制御回路から各相のＰＷＭ制御信号出力するようにしてもよい。
【００５１】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、従来のように各相にシャント抵抗を設けなくとも、各相に流れる電流の電流値を算出することができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００５２】
また、電圧保持手段によりどのタイミングでも電圧検出手段の電圧値を検出することができるので、高変調率でＰＷＭ制御信号を生成しても確実に各相の電流値を検出することが可能となる。
また、各相のＰＷＭ制御信号を、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて生成することにより、各相のＯＮタイミングがずらすことができるので、インバータに印加される電圧を制限する平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。これより、その平滑用コンデンサを小さくすることができ、更に、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。
【図２】各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗１５の電圧波形を示す図である。
【図３】制御部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】本発明の他の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。
【図５】各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗の電圧波形を示す図である。
【図６】制御部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図７】（ａ）は、既存のインバータ装置の回路例を示す図である。（ｂ）及び（ｃ）は、既存のインバータ装置におけるＰＷＭ制御信号の波形を示す図である。
【符号の説明】
１０ インバータ装置
１１ ３相モータ
１２ インバータ回路
１３ スイッチング素子
１４ 電源回路
１５ シャント抵抗
１６ 制御部
４０ インバータ装置
４１ サンプルホールド回路
Claims (4)
- 複数相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成しモータを駆動させるインバータ装置であって、
互いに位相が異なる三角基準波に基づいて上記各相にそれぞれ設けられるスイッチング素子のチョッピング周期位相がずれた制御信号を生成し、上記インバータの各相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成させる制御手段と、
上記各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出する電圧検出手段と、
上記電圧検出手段で検出される電圧値を、上記各スイッチング素子のＯＮ動作又はＯＦＦ動作に同期して所定時間保持するサンプルホールド回路と、
上記サンプルホールド回路において保持される複数の電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出する算出手段と、
を備えることを特徴とするインバータ装置。 - 請求項１に記載のインバータ装置であって、
上記電圧値は、上記各相の制御信号のＤＵＴＹに応じて変化することを特徴とするインバータ装置。 - 複数相に互いに所定の位相差をもつ交流電流が流れることによって駆動するモータの上記各相の交流電流の電流値を検出するモータ電流検出方法であって、
互いに位相が異なる三角基準波に基づいて上記各相にそれぞれ設けられるスイッチング素子のチョッピング周期位相をずらし、
上記スイッチング素子のＯＮ動作のタイミング又はＯＦＦ動作のタイミングに同期して上記各相に流れる交流電流の合計電流値に対応する電圧値を検出するとともにサンプルホールド回路により所定時間保持し、
上記サンプルホールド回路により保持した複数の電圧値に基づいて、上記各相に流れる交流電流の電流値を算出することを特徴とするモータ電流検出方法。 - 請求項３に記載のモータ電流検出方法であって、
上記電圧値は、上記各相の制御信号のＤＵＴＹに応じて変化することを特徴とするモータ電流検出方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002374500A JP4178946B2 (ja) | 2002-12-25 | 2002-12-25 | インバータ装置及びモータ電流検出方法 |
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