CN103001568B - 马达控制装置 - Google Patents

Abstract

一种马达控制装置，在抑制噪音的同时检测各相电流。将电流检测元件与变换器电路的直流侧连接而产生与电流值对应的信号，PWM信号生成单元基于马达的相电流来确定转子位置，以跟踪该转子位置的方式生成3相的PWM信号脉冲。在电流检测单元基于电流检测元件中产生的信号和PWM信号脉冲来检测马达的相电流的情况下，PWM信号生成单元以电流检测单元能够在PWM信号的载波周期内在固定的2个定时检测2相的电流的方式生成3相的PWM信号脉冲，电流判断单元判断检测到的3相电流的大小关系，当将电流值为最小的相的通电期间作为最小通电期间时，从各相的PWM信号脉冲减去最小通电期间，并加上最小电流检测间隔的2倍而进行修正。

Description

马达控制装置

技术领域

本发明的实施方式涉及一种马达控制装置，通过在变换器电路的直流部所配置的电流检测元件来检测相电流。

背景技术

在为了控制马达而对U、V、W各相的电流进行检测的情况下，存在使用插入到变换器电路的直流部中的1个分流电阻来进行电流检测的技术。在该方式中，在对3相的全部电流进行检测时，需要在PWM(Pulse WidthModulation：脉宽调制)载波(carrier)的1个周期内产生3相的PWM信号图形，以便能够检测2相以上的电流。例如，如图13所示(使载波为锯齿状波)，在U、V相的负载(duty)相等的情况下，在U+(“+”表示变换器电路的上臂侧开关元件)导通、V+导通、W+截止时，能够检测W相的电流，但无法检测其他相电流。因此，可以考虑如图14所示那样，通过使某相(在该情况下为W相)的PWM信号的相位移动，由此能够始终检测2相以上的电流(例如参照专利文献1)。

专利文献1：日本特许第3447366号公报

但是，当为了电流检测而使各相的PWM信号依次移动时，如图15所示，在从使某相的PWM信号移动的图形向使其他相的PWM信号移动的图形转移的定时，马达电流以阶梯状变化。图15(b)将(a)的一部分即区间T放大表示，U相电流的变化在从按照每个载波周期交替地反复增加、减少的W相反相区间向U相反相区间转移的定时，连续减小2次，结果产生(a)所示的阶梯状的变化。此时的电流变化引起转矩的变动，因此发生在马达驱动时产生的噪音的电平增大的问题。

为了解决该问题，可以考虑使负载脉冲(具有被赋予的负载的PWM信号脉冲)的相位移动，以便能够固定2相的电流检测定时。但是，当如此地使脉冲的相位移动时，由于变换器电路进行开关动作而在直流电源部中产生的波动的振幅变大。当该波动的频率成为数kHz程度的可听区域时，其有时又会成为噪音的发生原因。

发明内容

因此，本发明提供一种马达控制装置，能够在抑制由于产生波动而发生的噪音的同时，通过单个电流检测元件来检测向马达供给的各相的电流。

根据实施方式，提供一种马达控制装置，经由变换器电路对马达进行驱动，该变换器电路通过按照规定的PWM信号图形来对3相桥接的多个开关元件进行导通截止控制，由此将直流变换为3相交流；在该马达控制装置中，将电流检测元件与变换器电路的直流侧连接而使其产生与电流值对应的信号，PWM信号生成单元基于马达的相电流来确定转子位置，并以跟踪该转子位置的方式生成3相的PWM信号脉冲。并且，在电流检测单元基于电流检测元件产生的信号和PWM信号脉冲来检测马达的相电流的情况下，PWM信号生成单元以电流检测单元能够在PWM信号的载波周期内在固定的2个定时检测到2相的电流的方式生成3相的PWM信号脉冲。

并且，电流判断单元判断所检测的3相电流的大小关系，在将能够检测到2相的电流的2个定时的最小间隔作为最小电流检测间隔、将所检测的3相电流中的电流值为最小的相的通电期间作为最小通电期间时，PWM信号生成单元从各相的PWM信号脉冲中减去最小通电期间，并且加上最小电流检测间隔的2倍而进行修正。

此外，根据实施方式，PWM信号生成单元为，在将所检测的3相电流中的电流值为最大的相的通电期间作为最大通电期间时，从各相的PWM信号脉冲中减去最大通电期间，并且加上PWM控制周期与所述最小电流检测间隔的2倍之差而进行修正。

附图说明

图1是表示第一实施方式的马达控制装置的构成的功能框图。

图2是表示PWM信号生成部的内部构成的功能框图。

图3(a)~(c)是表示各相的PWM载波和负载指令的时间图，图3(d)是表示各相PWM号脉冲的生成状态的时间图。

图4是将V相载波为最大的相位作为基准时的与图3(d)相当的图。

图5(a)是表示在DUTY修正部中进行的修正处理的流程图，图5(b)、(c)是表示修正的具体数值例的图。

图6是说明负载脉冲的修正及相位调整的图。

图7是对于现有技术的方式和本实施方式的方式、比较电流波动的产生状态的图。

图8是表示规定控制条件下的U、W相负载和电流Iv等的图。

图9是在以与图8相同的条件进行控制的情况下测定的声音波形的图。

图10是表示该声音频谱的图。

图11是表示第二实施方式的与图5相当的图。

图12是表示第二实施方式的与图6相当的图。

图13是表示现有技术的图(之一)。

图14是表示现有技术的图(之二)。

图15是表示通过现有技术实测了U相电流而得到的波形的图。

符号的说明

附图中，3表示变换器电路、4表示分流电阻(电流检测元件)、5表示功率MOSFET(开关元件)、6表示马达、7表示电流检测部(电流检测单元)、9表示PWM信号生成部(PWM信号生成单元)、11表示DUTY修正部、13表示脉冲生成部。

具体实施方式

(第一实施方式)

以下，参照图1~图11对第一实施方式进行说明。图1是表示马达控制装置的构成的功能框图。直流电源部1虽然用直流电源的记号来表示，但是在从商用交流电源生成直流电源的情况下，还具有整流电路、平滑电容器等。直流电源部1经由正侧母线2a、负侧母线2b连接有变换器电路(直流交流变换器)3。在负侧母线2b侧插入有作为电流检测元件的分流电阻4。变换器电路3例如将N沟道型的功率MOSFET5(U+、V+、W+、U-、V-、W-)3相桥接而构成，各相的输出端子例如分别与作为无刷DC马达的马达6的各相绕组连接。

通过电流检测部7检测分流电阻4的端子电压(与电流值相对应的信号)，电流检测部(电流检测单元)7基于所述端子电压和向变换器电路3输出的3相的PWM信号图形，来检测U、V、W各相的电流Iu、Iv、Iw。当电流检测部7检测的各相电流被赋予DUTY生成部8、并被进行A/D变换而被读入时，基于马达6的控制条件等来进行运算。结果，确定用于生成各相的PWM信号的负载U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。

例如，在进行矢量控制的情况下，从设定控制条件的微型计算机等向DUTY生成部8赋予马达6的转速指令ωref，基于该转速指令ωref与推断的马达6的实际转速之间的差分，生成转矩电流指令Iqref。当根据马达6的各相电流Iu、Iv、Iw确定马达6的转子位置θ时，通过使用该转子位置θ的矢量控制运算来计算转矩电流Iq、励磁电流Id。对于转矩电流指令Iqref与转矩电流Iq之间的差分例如进行PI控制运算，生成电压指令Vq。对于励磁电流Id侧也同样地进行处理，而生成电压指令Vd，使用上述转子位置θ将电压指令Vq、Vd变换为三相电压Vu、Vv、Vw。然后，基于这些三相电压Vu、Vv、Vw来确定各相负载U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。

各相负载U、V、W_DUTY被赋予PWM信号生成部(PWM信号生成单元)9，通过与载波的电平进行比较而生成3相PWM信号。此外，还生成使3相PWM信号反相的下臂侧的信号，在根据需要附加了停顿时间(dead time)之后，将这些信号输出到驱动电路10。驱动电路10按照所赋予的PWM信号，对构成变换器电路3的6个功率MOSFET5(U+、V+、W+、U-、V-、W-)的各个栅极输出栅极信号。另外，对于上臂侧，以升压了需要的电平的电位进行输出

接着，对PWM信号生成部9生成3相PWM信号的方式进行说明。在变换器电路3输出被PWM调制了的3相交流时，如上所述，能够根据对于上臂侧的功率MOSFET5(U+、V+、W+)的通电图形来检测特定相的电流。以下，虽然对各相上臂侧的栅极信号进行说明，但是例如在仅U相成为H电平、V相及W相都成为L电平的通电图形的期间，在分流电阻4的两端产生的电压与U相电流相对应。此外，在U相及V相的双方为H电平、W相成为L电平的区间，将分流电阻4的两端电压的符号反转后的电压与W相电流对应。

如此，如果根据PWM信号的通电图形来依次检测出2相量的电流并存储，则虽然是分时地、但能够检测3相的电流。在该情况下，并非同时地检测各相电流，因此实际上产生误差，但是只要不要求特别的精密度，则在实用上并没有问题，通过使用3相的电流检测值来求解电路方程式，由此能够计算下一个周期的通电图形。

此外，在功率MOSFET5的导通、截止状态变化了紧后，电流波形不稳定，因此为了在稳定的状态下读入在分流电阻4中产生的电压信号，需要最小待机时间(稳定时间)τ。当使该最小待机时间τ例如为3μsec时，在读入一个相的电流时，需要使特定的通电状态(PWM信号图形)持续3μsec以上。换言之，在同一通电状态下的持续时间比3μsec短的情况下，无法正常地进行电流的读入，而无法更新在此时应更新的相的电流值。即，只要能够使全部PWM信号图形的通电状态持续最小待机时间τ以上，则在任何情况下都能够检测相电流。

因此，在本实施方式中，以与以往不同的方式使各相的PWM信号脉冲的输出相位移动。只要各相的脉冲之间的负载差为一定，则即使将脉冲的上升位置、下降位置移动相同时间，经由变换器电路3对马达6施加的电压也不会改变。

图2是表示PWM信号生成部9的内部构成的功能框图，图3是表示在PWM信号生成部9的内部生成了上臂侧的3相PWM信号(U+、V+、W+)的脉冲的状态的时间图。对于从DUTY生成部8输入的各相负载U、V、W_DUTY，经由加法器12U、12V、12W相加由DUYT修正部11输出的修正值(其中，修正值的符号为正负的某一个)，由此负载被修正。并且，加法器12U、12V、12W的输出信号被输入到脉冲生成部13，与U、V、W各相的载波的电平进行比较的结果，生成各相的PWM信号U±，V±，W±。

即，在本实施方式中，对每个相使用不同波形的载波。如图3(a)~(c)所示，U相载波为锯齿状波，V相载波为三角波，W相载波为与U相成为反相的锯齿状波。并且，这些相位被输出为，U相载波的振幅水平成为最大、V、W相载波的振幅水平成为最小的相位一致。这些载波能够通过相互同步地进行计数动作的3个计数器来生成，U相成为降计数器，V相成为升降计数器，W相成为升计数器。其中，升降计数器进行计数动作的频率成为其他计数器的2倍。载波周期例如为50μsec。

并且，在脉冲生成部13中，分别比较各相负载U、V、W_DUTY和各相载波的电平，在成为(负载)＞(载波)的期间输出高电平脉冲。结果，如图3(d)的横向箭头所示，当将V相载波的振幅最小相位(三角波的谷)作为基准相位时，在各相的负载增减了时，U相的PWM信号脉冲U+的脉冲宽度以从基准相位向延迟方向侧(图中左侧)增减的方式变化，W相的PWM信号脉冲W+的脉冲宽度以从基准相位向前进方向侧(图中右侧)增减的方式变化，V相的PWM信号脉冲V+的脉冲宽度以从基准相位向延迟、前进的两个方向侧增减的方式变化。

从PWM信号生成部9向电流检测部7赋予电流检测定时信号(例如V相载波)，电流检测部7按照电流检测定时信号来确定检测2相的电流的定时。例如，将V相载波的振幅最小相位作为基准相位。即，如图3所示，当将基准相位作为检测定时A时，将从此处起经过了最小待机时间τ以上的时间点作为检测定时B。通过如此地设定检测定时，在定时A能够检测W相电流(-)Iw，在定时B能够检测U相电流(-)Iu。另外，电流检测部7为了确定电流检测定时而参照的载波，不限于V相，也可以是U、W相。

在此，在图3(d)中图示为U相的PWM信号脉冲的振幅在基准相位刚好成为零，但实际上存在各种响应延迟，因此即使在基准相位的检测定时A，FET5U+也导通，所以能够没有问题地检测W相电流Iw。并且，由于3相电流的总和为零，因此能够基于U相电流Iu、W相电流Iw来求出V相电流Iv。

此外，图4是将V相载波为最大的相位(三角波的峰)作为基准的情况，虽然未图示U、W相载波，但是使U相载波为最大的相位、W相载波为最小的相位与上述基准一致，对于V相、在V相载波超过负载V_DUTY的电平的期间输出PWM信号脉冲即可。此外，U、V、W的各相也可以替换(将哪个波形的载波分配到哪个相是任意的)。

如以上那样调整各相负载脉冲的相位，但是在该相位调整之前，在DUTY修正部11中修正各相负载。接着，参照图5及图6说明该DUTY修正部11的作用。图5(a)是表示在DUTY修正部11中进行的修正处理的流程图。当从DUTY生成部8输入各相负载U、V、W_DUTY时(S1)，DUYT修正部11比较这些负载的大小关系，将最小的负载保存在Min_uvw中(S2)。然后，将修正负载Rduty设定为最小电流检测期间Idet_time的2倍(S3)。另外，该处理仅在初始设定中进行1次即可。

在此，最小电流检测期间Idet_time被规定为，为了可靠地检测电流值而需要的负载脉冲的最小值。并且，通过下式求出各相负载的修正值DUTY’而进行修正(S4)。

DUTY’=DUTY-Min_uvw+Rduty    …(1)

即，右边第二项及第3项作为修正值向加法器12输出。

图5(b)、(c)表示DUTY(原DUTY)、DUTY’的具体数值例。图5(b)是3相的DUTY都比2Idet time大的情况，图5(c)是3相的DUTY都比2Idet_time小的情况。无论在哪种情况下，都是Idet_time=5[%]，Rduty=10。在图5(b)中，3相负载U、V、W_DUTY的各值为60、50、30[%]，所以Min_uvw=30，修正值成为“-20”。因此，所修正的负载U、V、W_DUTY’的各值分别成为40、30、10。

此外，在图5(c)中，3相负载U、V、W_DUTY的各值为8、4、2，都比Rduty小。在该情况下，由于Min_uvw=2，因此修正值成为“+8”。因此，所修正的负载U、V、W_DUTY’的各值分别成为16、12、10。

图6是通过图像来说明负载脉冲的修正及相位调整的图，(a)是U、V_DUTY都为大约80%的相同值、W_DUTY成为大约30%的情况。在图6(a)中，如(1)所示的以往方式那样，当都以PWM周期的中心相位为基准而产生各相负载时，仅能够检测1相(-Iw)的电流，但是当如(2)那样调整脉冲的相位时，能够检测2相的电流(-Iw、-Iu)。另外，用横向的箭头表示能够检测范围、用纵向的箭头表示电流检测定时。此外，仅在图6(a)的(1)所示的图中显示DUTY与载波之间的关系，在其他图中省略。

此外，如(3)所示，通过修正各相负载，由此作为最小相的W相的负载变得等于Rduty=2Idet_time，在3相负载图形中产生全部截止的期间。由此，确保检测2相的电流的定时，并且抑制基于PWM频率的噪音产生。

此外，图6(b)是U、V、W_DUTY都为大约50%的相同值的情况，在(1)中1相电流也检测不到，但是当如(2)那样对脉冲的相位进行调整时，变得能够检测2相的电流(-Iw、-Iu)。进而，当如(3)那样对各相负载进行修正时，各相的负载变得等于Rduty=2Idet_time，在3相负载图形中更长地产生全部截止的期间。因此，与(a)同样，确保检测2相的电流的定时，并且抑制基于PWM频率的噪音产生。

图7是对于现有技术的方式和本实施方式的方式比较了电流波动的产生状态的图。另外，PWM频率、周期分别为16kHz、62.5μs，控制频率、周期分别为8kHz、125μs，对3相的PWM脉冲和U相电流Iu进行测定。在(a)所示的以往方式中，3相全部截止的期间为31.4μs，当如(b)所示那样仅进行负载脉冲的相位调整，3相截止期间减少至6.2μs，随此，较大地产生PWM周期的电流波动。并且，当如(c)所示那样对负载脉冲进行修正时，3相截止期间增加到44.4μs，U相电流Iu的波动减少。

此外，图8表示将PWM频率、周期分别设定为8kHz、125μs、将控制频率、周期分别设定为4kHz、250μs的情况下的U、W相负载(CH1、4)、V相电流Iv(CH3)以及对V相电流Iv进行了A/D变换后的IvAD(CH2)。在(a)所示的以往方法中，无法检测V相电流Iv，但是当如(b)所示那样仅进行负载脉冲的相位调整时，能够检测V相电流Iv，U、W相负载的高电平期间重复的能够检测期间成为32μs。并且，当如(c)所示那样对负载脉冲进行修正时，能够检测期间缩短至7.5μs。

此外，图9及图10表示以与图8相同的条件进行了控制的情况下的声音波形和声音频谱。图9表示噪音电平的大小(声音波形导致的空气振动的振幅)，并表示振幅越大则噪音变得越大的情况。当从仅进行了负载脉冲的相位调整的状态起施加负载脉冲的修正时，噪音的振幅降低至28%。此外，可知在图10所示的声音频谱(颜色越浓则噪音电平越高)中，相对于以往方法，当仅进行负载脉冲的相位调整时，8kHz、16kHz的噪音电平变得更高，但是当施加负载脉冲的修正时，尤其是8kHz的噪音电平降低。

如上所述，根据本实施方式，在按照规定的PWM信号图形对构成变换器电路3的功率MOSFET5U±、5V±、5W±进行导通截止控制时，在变换器电路3的直流母线2b侧连接分流电阻4，PWM信号生成部9基于马达6的相电流来确定转子位置θ，以跟踪该转子位置θ的方式生成3相的PWM信号图形。并且，在电流检测部7基于在分流电阻4中产生的信号和PWM信号图形来检测马达的相电流的情况下，PWM信号生成部9生成3相的PWM信号图形，以便电流检测部7能够在载波周期内在固定的2个定时检测到2相的电流。

因此，与以往不同，抑制了由相电流以阶梯状变化而导致的马达6的转矩变动、驱动时的噪音，从马达施加电压较低的状态到较高的状态都能够检测3相的电流Iu、Iv、Iw。此外，PWM信号生成部9根据(1)式对各相负载脉冲进行修正，所以能够抑制基于PWM控制中的载波频率的噪音产生。

此外，PWM信号生成部9对于3相的PWM信号中的1相(第一相)，以载波周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、前进侧的双方向增减，对于另1相(第二相)，以载波周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、前进侧的一个方向增减，对于剩下的1相(第三相)，以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向所述方向的相反方向增减。

因此，在电流检测部7检测电流的情况下，如果以与第一相和第二相的开关元件同时导通的第一期间、第一相和第3相的开关元件同时导通的第二期间相关的方式固定检测定时，则在第一期间中能够检测第三相的电流，在第二期间中能够检测第二相的电流。并且，PWM信号生成部9基于载波的振幅成为最大或最小的相位来设定各相的基准，因此电流检测部7的电流检测的定时，也能够基于上述相位而容易地设定。

此外，PWM信号生成部9为，对于3相的PWM信号中的V相，将三角波用作为载波，对于U相，将振幅为最大的相位与所述三角波的振幅为最大或最小的相位一致的锯齿状波用作为载波，对于W相，将相对于所述锯齿状波成为反相的锯齿状波用作为载波，基于各载波振幅的最大值或最小值全部一致的相位来设定所述各相的基准。因此，通过对每个相使用不同波形的载波，能够改变使各相PWM信号的负载增减的相位方向。

(第二实施方式)

图11及图12分别是第二实施方式的与图5、图6相当的图，对于与第一实施方式相同部分赋予相同符号而省略说明，以下说明不同的部分。在第二实施方式中，以与第一实施方式不同的方式来对负载脉冲进行修正。图12(a)是U、W_DUTY都为大约80%、V_DUTY成为大约30%的情况。如此，当对于脉冲从PWM周期的中心相位向两个方向延伸的V相与其他的U、W相之间的负载差比较大的情况、以第一实施方式的方式进行修正时，如(3)所示那样，有时无法确保3相全部导通或截止的期间。

因此，在第二实施方式中，如图11(a)所示那样进行修正。DUYT修正部11对所输入的3相负载的大小关系进行比较，将最大的负载保存到Max_uvw中(S5)。并且，将修正负载Rduty设定为从与PWM周期相当的100%(PWM)减去了最小电流检测期间Idet_time的2倍后的值(S6)。然后，通过下式对各相负载的修正值DUTY’进行修正(S7)。

DUTY’=DUTY-Max_uvw+Rduty    …(2)

如图11(b)所示，在与第一实施方式为相同条件的情况下、即在Idet_time=5[%]、Rduty=10时，通过(2)式而修正值成为“+10”，所修正的负载U、V、W_DUTY’的各值分别成为90、40、90。于是，所修正的图形成为如图12(b)的(3)所示那样，在3相负载图形中产生全部截止的期间。

如上所述，根据第二实施方式，PWM信号生成部9通过(2)式对各相负载脉冲进行修正，因此与第一实施方式同样，能够抑制基于PWM控制中的载波频率的噪音产生。

对本发明的几个实施方式进行了说明，但是这些实施方式只是作为例子提示的，不意图限定发明的范围。这些新实施方式能够以其他各种方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范围和主旨内，并且包含在专利请求的范围所记载的发明及其均等范围内。

电流检测部7在载波周期内检测2相的电流的定时，并不一定需要以载波的电平为最小或最大的相位为基准，在能够检测2相的电流的范围内基于载波的任意相位来设定即可。

此外，检测电流的定时，并不需要与PWM载波的周期一致，例如也可以以载波周期的2倍、4倍的周期进行检测。因此，输入到电流检测部7的电流检测定时信号，并不需要是载波本身，例如也可以是与载波同步地具有规定周期的脉冲信号。

在PWM信号生成部9中使PWM负载脉冲移动的方式，不限于上述方式，也可以是不同波形的组合。此外，例如也可以使用如下方式等：使用三角波等单个载波，在变换了各相的负载指令值之后，在与振幅增加的期间不同的期间中改变载波与指令值之间的比较逻辑。

分流电阻4也可以配置在正侧母线2a上。此外，电流检测元件不限于分流电阻4，例如也可以设置CT(Current Transformer：变流器)等。

开关元件不限于N沟道型的MOSFET，也可以使用P沟道型的MOSFET、IGBT、功率晶体管等。

Claims (5)

1.一种马达控制装置，经由变换器电路对马达进行驱动，该变换器电路通过按照规定的PWM信号图形来对3相桥接的多个开关元件进行导通截止控制，由此将直流变换为3相交流，该马达控制装置的特征在于，

具备：

电流检测元件，与所述变换器电路的直流侧连接，产生与电流值相对应的信号；

PWM信号生成单元，基于所述马达的相电流来确定转子位置，以跟踪所述转子位置的方式生成3相的PWM信号脉冲；

电流检测单元，基于在所述电流检测元件中产生的信号和所述PWM信号图形，检测所述马达的相电流；以及

电流判断单元，判断所检测到的3相电流的大小关系，

所述PWM信号生成单元，以所述电流检测单元能够在所述PWM信号的载波周期内在固定的2个定时检测到2相的电流的方式生成3相的PWM信号脉冲，并且在将能够检测到所述2相的电流的所述2个定时的最小间隔作为最小电流检测间隔、将检测到的所述3相电流中的电流值为最小的相的通电期间作为最小通电期间时，从所述各相的PWM信号脉冲中减去所述最小通电期间，并且加上所述最小电流检测间隔的2倍而进行修正，

所述PWM信号生成单元，对于3相的PWM信号脉冲中的1相，以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、前进侧的双方向增减，对于另1相，以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、前进侧的任一方向增减，对于剩下的1相，以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向所述任一方向的相反方向增减。

2.如权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述PWM信号生成单元，基于载波的振幅成为最大或最小的相位来设定所述各相的相位的基准。

3.一种马达控制装置，经由变换器电路对马达进行驱动，该变换器电路通过按照规定的PWM信号图形来对3相桥接的多个开关元件进行导通截止控制，由此将直流变换为3相交流，该马达控制装置的特征在于，

具备：

电流检测元件，与所述变换器电路的直流侧连接，产生与电流值相对应的信号；

PWM信号生成单元，基于所述马达的相电流来确定转子位置，以跟踪所述转子位置的方式生成3相的PWM信号脉冲；

电流检测单元，基于在所述电流检测元件中产生的信号和所述PWM信号脉冲，检测所述马达的相电流；以及

电流判断单元，判断所检测到的3相电流的大小关系，

所述PWM信号生成单元，以所述电流检测单元能够在所述PWM信号的载波周期内在固定的2个定时检测到2相的电流的方式生成3相的PWM信号脉冲，并且在将能够检测到所述2相的电流的所述2个定时的最小间隔作为最小电流检测间隔、将检测到的所述3相电流中的电流值为最大的相的通电期间作为最大通电期间时，从所述各相的PWM信号脉冲中减去所述最大通电期间，并且加上PWM控制周期与所述最小电流检测间隔的2倍之差而进行修正。

4.如权利要求3所述的马达控制装置，其特征在于，

所述PWM信号生成单元，对于3相的PWM信号脉冲中的1相，以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、前进侧的双方向增减，

对于另1相，以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、前进侧的任一方向增减，

对于剩下的1相，以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向所述任一方向的相反方向增减。

5.如权利要求4所述的马达控制装置，其特征在于，

所述PWM信号生成单元，基于载波的振幅成为最大或最小的相位来设定所述各相的相位的基准。