CN101582650B - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力转换装置，包括：PWM控制部(9)，其对三相交流信号(Vum*、Vvm*、Vwm*)和三角波载波信号进行比较，生成脉冲宽度调制波；电力变换器主电路部(3)，其根据该脉冲宽度调制波对开关元件进行驱动，将直流电压转换为三相交流电压；和电流检测部(5、6)，其在该电力转换器主电路部的直流输入侧检测直流母线电流来重现相电流；该电力转换装置还包括电压指令变更部(8)，将3以上的奇数个单位期间作为电压指令变更周期，所述单位期间是三角波载波信号单调增加或单调减少的期间，并将电压指令变更周期中的修正量的平均值为零或近似为零的修正信号加到三相交流信号上。由此，高精度地检测直流母线电流，抑制高次谐波成分。

Description

电力变换装置

本发明是申请人株式会社日立制作所于2007年11月22日提出的申请号为200710186499.x的、发明名称为“电力变换装置”发明申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及对直流母线电流进行检测来获得交流侧的电流信息的电力变换装置。

背景技术

在逆变器或转换器等电力变换装置中，通过脉冲宽度调制(以下称为“PWM”)实现直流-交流变换或交流-直流变换的功能。逆变器用在同步马达或感应马达等的交流电动机(以下称为“电动机”)的驱动系统中，另外，转换器作为逆变器等的电源装置被广泛应用。

在利用逆变器对电动机进行驱动时，为了高精度控制电动机的产生转矩，需要高精度地仅提取交流电流中包含的基波成分。一般，在交流电流中叠加有由PWM引起的高频的脉动成分，因此，例如通过利用交流电流传感器的方法等仅提取基波成分(参照专利文献1)

近年，提出了一种不利用交流电流传感器而是对电力变换装置的直流母线电流进行检测并根据检测值来提取交流电流的信息的技术(参照专利文献2、专利文献3、专利文献4、专利文献5以及非专利文献1)。根据这些技术，无需使用利用了霍尔元件的交流器(current transformer)(CT)等交流电流传感器，从而装置的构成简单，可节省空间，降低制造成本。

专利文献1：特开平6-189578号公报

专利文献2：特开2002-119062号公报

专利文献3：特开2004-64903号公报

专利文献4：特开2001-327173号公报

专利文献5：特开平10-155278号公报

非专利文献1：福本哲哉、渡边幸惠、滨根洋人、林洋一：“基于1分流电阻方式中的交流电流运算和波动修正的波形失真改善方法”半导体电力变换·产业电力电气应用合同研究会、SPC-05-99、pp.1-6(2005年)

专利文献4的方法为：将生成PWM信号的三角波载波信号的1周期分割成前半期间和后半期间，在这些期间中的任一个期间内检测直流母线电流。由于电力变换器的交流输出电压越低，越难检测该直流母线电流，因此，在前半期间对交流输出电压加上修正电压，增大输出电压值本身来检测直流母线电流。另外，在后半期间，减去在前半期间加上的修正电压，使得不会对前半期间和后半期间的平均输出电压产生影响。

但是，在利用该技术检测交流电流的情况下，有时会产生转矩脉动、精度劣化。通过施加修正电压，会产生本来不需要的电流变化，该电流变化量成为“误差”对电流检测值产生影响，结果，会引起转矩脉动产生、转矩精度劣化。尤其是，在电动机的电感小或载波频率低的情况下，容易产生由修正电压引起的电流误差，导致出现问题。

而且，仅在前半期间和后半期间的任一个期间检测直流母线电流而产生的电流检测值的偏差也被列举为问题。该问题由于在以时分方式进行直流母线电流的检测时前半期间和后半期间中检测的定时不同而引起。即，由PWM的开关转换产生的电流波动的值在两个定时不同，因此，若仅在任一方期间内检测电流则会产生偏差。这在电流波动大的情况下尤其明显，会增大所述修正电压引起的电流误差，因此成为问题。

另外，关于交流电流再现值的失真补偿，有专利文献1的方法。但是，该方法在每次检测时需要补偿运算，可能会导致运算负荷增大。在非专利文献1中，还同时公开了降低运算负荷的简易补偿法。该方法仅限于在检测的定时固定为与三角波载波信号的最大值和最小值一致的定时的情况下应用，在检测定时不同的方式下难以应用。

另外，在专利文献5的方法中，将载波频率的周期的整数分之一左右定义为“从属期间”，在该期间内，进行直流母线电流的测定(检测)和补偿。在该方式中也与专利文献4的技术同样，在从属期间内，进行输出电压的修正、改正和直流母线电流的检测。结果，将对电压指令值叠加与从属期间的周期一致的频率成分，交流电流中产生比载波信号的频率成分低的频率成分。该低频成分相对于载波频率成为其整数分之一，因此，很可能处于可听域。例如，作为逆变器锁具备的半导体器件广泛使用IGBT，其载波频率的上限为20kHz左右。因此，若为其整数分之一，则为10kHz以下，处于可听域。可听域的成分成为电磁噪声成为刺耳的噪声，另外，若交流电流的频率成分与机械系统的共振频率一致，则产生过大振动，可能会使装置发生不良状况。

发明内容

本发明的课题在于，提供一种能高精度检测直流母线电流并能抑制高次谐波成分的电力变换装置。

为了解决所述课题，本发明的电力转换装置包括：PWM控制部，其对三相交流信号和三角波载波信号进行比较，生成脉冲宽度调制波；电力变换器电路部，其根据该脉冲宽度调制波对开关元件进行驱动，将直流电压转换为三相交流电压；和电流检测部，其在该电力转换器电路部的直流输入侧检测直流母线电流来重现相电流；该电力转换装置还包括电压指令变更部，将3以上的奇数个单位期间作为电压指令变更周期，所述单位期间是所述三角波载波信号单调增加或单调减少的期间，并将所述电压指令变更周期中的修正量的平均值近似为零的修正信号加到所述三相交流信号上。

通过将三角波载波信号单调增加或单调减少的期间作为单位期间，将三个该单位期间连续的奇数个期间作为一个周期，在电压指令值上加上修正量，由此扩大了直流母线电流中流动的脉冲状电流的宽度，实现高精度的电流检测。另外，对电压指令值叠加的频率成分并非为三角波载波信号的周期的整数倍。因此，高次谐波成分被抑制，可降低电磁噪声的产生。

(发明效果)

根据本发明，可高精度地检测直流母线电流，抑制高次谐波成分。

附图说明

图1是本发明第一实施方式的构成图；

图2是关于本发明第一实施方式的电压指令值的变更方法的说明图；

图3是本发明第一实施方式的电压指令值与直流母线电流的关系图；

图4是关于本发明第一实施方式的具有最小脉冲宽度的直流母线电流脉冲的产生的说明图；

图5是本发明第二实施方式的构成图；

图6是本发明第三实施方式的构成图；

图7是关于本发明第四实施方式的电压指令值的变更方法的说明图。

图中：1-直流电源；2-平滑电容器；3-电力变换器主电路部(电力变换器电路部)；4-交流电动机；5-分流电阻；6-电流检测部；7-电压指令值生成部；8-电压指令变更部；9-PWM控制部；9a-三角波载波信号生成部；10-转子位置推断运算部；11-速度控制部；12-转子位置传感器；100、110、120-电力变换装置。

具体实施方式

(第一实施方式)

利用图1的构成图，对本发明的第一实施方式进行说明。图1的电力变换装置100包括：直流电源1、并联连接的平滑电容器2、通过分流电阻5将平滑电容器2的两端电压施加到输入侧的电力变换器主电路部(电力变换器电路部)3、与电力变换器3的交流输出连接的交流电动机4、安装于交流电动机4并输出转子角度信号θ的转子位置传感器12、微型计算机8。

微型计算机8具备如下功能：电流检测部6，输入分流电阻5中流动的直流母线电流IDC，重现相电流Iuc、Ivc、Iwc；电压指令值生成部7，输入重现的相电流Iuc、Ivc、Iwc和任意从外部施加的电流指令值Id^*、Iq^*根据转子角度信号θ输出第一电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*；电压指令变更部8，将第一电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*与电压指令变更值ΔVuc、ΔVvc、ΔVwc相加，输出第二电压指令值Vum^*、Vvm^*、Vwm^*；PWM控制部9，通过对三相交流信号即第二电压指令值Vum^*、Vvm^*、Vwm^*和三角波载波信号生成部9a生成的三角波载波信号进行比较，生成开关转换信号。

电力变化器主电路部3基于开关转换信号对半导体元件进行开关转换，从而输出三相交流电压，流动三相电流Iu、Iv、Iw。另外，通过将开关转换信号还提供给电流检测部6，由此确定直流母线电流IDC的检测定时。

首先，对作为本实施方式的特征构成的电压指令变更部8进行描述。

电压指令变更周期将三角波载波的单调增加期间或单调减少期间作为一个单位期间，将这些连续的奇数个(n个)合计后的期间确定为1周期(参照图2(a))。在电压指令变更周期中存在n个载波周期的半周期期间，为了对这些半周期进行特定，定义作为“第k个半周期期间”的序数k(k＝1、2、3、...、n)。图2是n＝3情况下的时序图。图2(a)是三角波载波信号的波形，图2(b)是表示半周期期间的次序的序数k的时间变化，图2(c)是电压指令变更值ΔVuc，图2(d)是第一电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*以及第二电压指令值Vum^*、Vvm^*、Vwm^*。

进行PWM调制的最终的电压指令是第二电压指令值Vum^*、Vvm^*、Vwm^*，用数学式对此进行表示则成为下式。

【数学式1】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vum}*\left[k\right]=\mathrm{Vu}*\left[k\right]+\mathrm{\ΔVuc}\left[k\right]\\ \mathrm{Vvm}*\left[k\right]=\mathrm{Vv}*\left[k\right]+\mathrm{\ΔVvc}\left[k\right]\\ \mathrm{Vwm}*\left[k\right]=\mathrm{Vw}*\left[k\right]+\mathrm{\ΔVwc}\left[k\right]\end{array}\right.,(k=\mathrm{1,2,3}\·\·\·\·,n)\·\·\·\left(1\right)$

另外，根据式(2)，电压指令变更值在电压指令变更周期的1周期内时间平均值为零或近似为零。

【数学式2】

$\left[\begin{array}{c}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left(\mathrm{\ΔVuc}\right[k\left]\right)=0\\ \underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left(\mathrm{\ΔVvc}\right[k\left]\right)=0\\ \underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left(\mathrm{\ΔVwc}\right[k\left]\right)=0\end{array}\right.,(k=\mathrm{1,2,3},\·\·\·,n)\·\·\·\left(2\right)$

这是为了避免电压指令值生成部7所输出的第一电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*与向交流电动机4施加的电压之间产生差异。

此外，在图2(d)中，是仅在U相上加上电压指令变更值ΔVuc的例子，对V相和W相不进行任何修正，成为Vvm^*＝Vv^*、Vwm^*＝Vw^*。

下面，对本实施方式中最具有特征的电压指令变更值的相加方法进行描述。为了简化说明，仅在U相上加上电压指令变更值ΔVuc。

首先，为了检测直流母线电流IDC，需要对第一电压指令值Vu^*加上修正量ΔEuc(关于ΔEuc的确定方法在后面描述)。

在本实施方式中，n为奇数这一点很重要，例如设n＝3。在该情况下，

【数学式3】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔVuc}\left[1\right]=-\frac{\mathrm{\ΔEuc}}{2}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[2\right]=\mathrm{\ΔEuc}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[3\right]=-\frac{\mathrm{\ΔEuc}}{2}\end{array}\right.\·\·\·\left(3\right)$

然后，对电压指令值进行变更。直流母线电流IDC的检测在序数k＝2的期间进行，此时，加上所需要的修正电压ΔEuc。将该序数k＝2的载波半周期作为“全电压修正期间”。另外，将加上ΔEuc/2的序数k＝1以及序数k＝3的期间作为“半电压修正期间”。此外，在序数k＝2时需要ΔEuc，但序数k＝1和序数k＝3的修正电压的合计为-ΔEuc即可，不要求严格性。

在专利文献4等方式中，例如，在三角波的单调增加期间加上ΔEuc后检测直流母线电流IDC，在接下来的单调减少期间加上-ΔEuc(将加上的量减去)，由此抑制与原电压指令的误差的产生。在本实施方式中，为了检测直流母线电流IDC而添加修正电压这一点乍一看与专利文献4相同，但在将该修正电压分割为一半并将分割后的修正电压在检测期间的前后分别相加这一点上不同。

根据同样的想法，当n＝5时，按照数学式4或数学式5的方式赋予电压指令变更值。

【数学式4】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔVuc}\left[1\right]=-\frac{\mathrm{\ΔEuc}}{2}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[2\right]=\mathrm{\ΔEuc}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[3\right]=-\mathrm{\ΔEuc}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[4\right]=\mathrm{\ΔEuc}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[5\right]=-\frac{\mathrm{\ΔEuc}}{2}\end{array}\right.\·\·\·\left(4\right)$

【数学式5】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔVuc}\left[1\right]=\frac{\mathrm{\ΔEuc}}{2}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[2\right]=-\mathrm{\ΔEuc}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[3\right]=\mathrm{\ΔEuc}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[4\right]=-\mathrm{\ΔEuc}\\ \mathrm{\ΔVuc}\left[5\right]=-\frac{\mathrm{\ΔEuc}}{2}\end{array}\right.\·\·\·\left(5\right)$

在该情况下，在式(4)中，能以序数k＝2或序数k＝4进行电流检测，在式(5)中，能以序数k＝3进行电流检测。均以电压指令变更周期开始时(序数k＝1)和结束时(序数k＝n)作为“半电压修正期间”，此外的期间作为“全电压修正期间”。

下面，利用图3，对本实施方式的效果进行说明。

根据通过电压指令变更部8求得的第二电压指令值Vum^*、Vvm^*、Vwm^*，由PWM控制部9进行基于三角波比较的PWM控制。在图3(d)中表示进行了PWM控制的结果，表示在直流母线电流IDC中产生的电流脉冲。

对与三角波载波信号进行比较的三相电压指令值，按照值大的顺序，定义电压最大相、电压中间相、电压最小相，则在图3中成为如下情况。

·电压最大相→U相

·电压中间相→V相

·电压最小相→W相

此外，关于三相(U相、V相、W相)中的哪一项是电压最大相、电压中间相、或电压最小相，根据交流相位按每60度而变化。

公知直流母线电流IDC中以时分方式产生电压最大相的电流和电压最小相的电流。在三角波载波信号的单调增加期间(图3(a))，首先出现电压最小相的电流IDC1，接着出现电压最大相的电流IDC2(图3(d))。在单调减少期间(图3(a))与此相反，首先出现电压最大相的电流IDC1，接下来出现电压最小相的电流IDC2。

在图3的例子中，设n＝3，对U相加上ΔVuc，对W相加上ΔVwc，来改变电压指令值。结果可知，在序数k＝2的期间，直流母线电流IDC的脉冲宽度变宽。进而可知，序数k＝2时的三角波载波信号在单调增加和单调减少之间交替切换(图3(a)、(b))。这是由于将电压指令变更期间设为载波的半周期的“奇数个(在图3中为n＝3)”。结果，直流母线电流IDC的检测时的三角波载波信号并不唯一(将“仅检测出单调增加时或单调减少时”称为唯一)，可进行取得了平衡的电流检测。结果，如专利文献4那样的不良情况消失，可大幅度提高电流检测精度。

另外，电压指令变更周期在n＝3时成为三角波载波周期的1.5倍，如专利文献5那样对电压指令值叠加的频率成分并非为三角波载波信号的周期的整数倍。即，若设载波频率为20kHz，则通过电压指令变更部8添加的高次谐波成分成为13.3kHz(＝20kHz/1.5)的成分。该值虽然处于可听域，但人耳难以听到，静音效果好。

进而，若n＝5，则高次谐波成分成为8kHz(＝20kHz/2.5)的成分。该值处于可听域，人耳可以听到，因此会牺牲静音效果。但是，若假定装置的机械共振频率在13kHz附近，则可错开高次谐波成分的频率，能够避免由装置振动引起的不良情况。

如上所述，在由电压指令变更部8添加的高次谐波成分上叠加了将电压指令变更周期作为1周期的频率成分。若设该电压指令变更周期的1周期为Ta，设三角波载波信号的1周期为Tc，用n表示则成为式(6)。

【数学式6】

$\mathrm{Ta}=n\·\frac{\mathrm{Tc}}{2}\·\·\·\left(6\right)$

根据式(6)，若设叠加的频率成分为fa，则成为Ta的倒数，由式(7)表示。

【数学式7】

$\mathrm{fa}=\frac{2}{n}\·\frac{1}{\mathrm{Tc}}=\frac{2}{n}\·\mathrm{fc}\·\·\·\left(7\right)$

此外，式(3)～式(5)中的修正量ΔEuc如下所示通过与专利文献4同样的方法求取即可。

作为直流母线电流IDC流动的电压最大相电流和电压最小相电流的电流脉冲宽度分别由电压中间相与指令值之差确定。若未将该电流脉冲宽度确保在规定值以上的大小，则无法检测电流。

这里所说的“规定值”是指，考虑了防止半导体元件的支路短路用的空载时间(dead time)期间、产生由开关转换(switching)引起的振铃(ringing)的期间、或A/D转换器的采样保持时间等的最小宽度，由硬件上的限制来确定也可。将该可检测电流的导通宽度的最小值定义为最小脉冲宽度Tpw。

如上所述，通过进行修正使得电压指令值的两相的差电压必须在与最小脉冲宽度Tpw相当的电压以上，从而可检测电压最大相以及电压最小相的电流。因此，作为电压指令变更值相加的修正量ΔEuc、ΔEvc、ΔEwc分别成为下式的关系。

【数学式8】

$\left\{\begin{array}{c}0\≤\left|\mathrm{\ΔEuc}\right|\≤V\left(\mathrm{Tpw}\right)\\ 0\≤\left|\mathrm{\ΔEvc}\right|\≤V\left(\mathrm{Tpw}\right)\\ 0\≤\left|\mathrm{\ΔEvc}\right|\≤V\left(\mathrm{Tpw}\right)\end{array}\right.\·\·\·\left(8\right)$

各电压指令值的差分的大小若在与最小脉冲宽度Tpw相当的电压V(Tpw)以上，则无需添加修正量。

另外，根据本实施方式的方法，最大只能得到两相电流值，在三相交流电动机的情况下一般断开(open)中性点电压，因此，根据基尔霍夫(Kirchhoff)第一定律，可利用式9的关系式求出剩余一相的电流值。

【数学式9】

Iuc+Ivc+Iwc＝0···················(9)

另外，电压指令值生成部7进行现有的交流电动机控制中使用的一般动作。即，在电压指令值生成部7中，根据由电流检测部6求出的重现电流Iuc、Ivc、Iwc和任意施加的电流指令值Id^*、Iq^*，输出第一电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*。这里的重现电流Iuc、Ivc、Iwc是定子坐标系下的交流量，因此，一般导入旋转坐标变换(dq变换)，将电流作为直流量处理，实现追随电流指令值的电流控制。可通过对电流控制器的输出进行dq逆变换，计算交流量即第一电压指令坐标(旋转坐标)上的值，得到第一电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*。

此外，在交流电动机控制中，为了进行坐标变换需要相位信息，在采用同步电动机时，需要转子的位置传感器。另外，图1所示的分流电阻5只要能检测直流母线电流IDC即可，也可取代分流电阻5而由直流电流传感器(DCCT)等构成。

利用图4，对n＝5时的直流母线电流IDC的波形进行说明。图4(a)是三角波载波信号的波形，图4(b)是序数k的时间变化，图4(c)是电压指令变更值ΔVuc的波形，图4(d)是直流母线电流IDC的波形。在直流母线电流IDC中，产生与电压最大相以及电压最小相的交流电流分别一致的电压最大相脉冲和电压最小相脉冲。在图4中，基于式(5)加上电压指令变更值ΔVuc。即，通过在序数k＝3时加上修正量ΔEuc，使电压最大相脉冲的脉冲宽度与最小脉冲宽度Tpw一致。根据图4(d)，达到最小脉冲宽度Tpw以上的电压最大相脉冲(符号1～5)每5个(即，n个)中出现一个，相对于直流母线电流IDC的脉冲频率成为1/n的频率成分。另外，在电压指令变更周期的1周期内具有最小脉冲宽度Tpw以上的脉冲宽度的电压最大相脉冲的个数，与成为ΔVuc＝ΔEuc的个数相等，因此，在式(4)的情况下为2个，在式(5)的情况下为1个。

在图4中，根据三角波载波信号的单调增加期间和单调减少期间判别电压最大相脉冲和电压最小相脉冲。但是，若观测电力转换器主电路部3的半导体元件的开关转换状态，则可同样地进行判别。

根据本实施方式，将三角波载波信号的单调增加或单调减少的期间作为单位期间，将三个以上该单位期间连续的奇数个期间作为一个周期，在电压指令值上加上修正量。由此，直流母线电流IDC的脉冲宽度变长，可进行高精度的电流检测。即，即使仅使用直流母线电流传感器，也能提高电流检测精度，因此，可进行正确的位置推断，能实现前所未有的转矩精度。另外，对电压指令值叠加的频率成分并非为三角波载波信号的周期的整数倍，因此可降低电磁噪声的产生。进而，在进行相加的单位期间的前后的单位期间减去电压指令值的修正量的1/2，从而使整个期间的修正量平均化。

(第二实施方式)

利用图5的构成图，对本发明的第二实施方式进行说明。在图5中，电力变换装置110对第一实施方式的电力变换装置100的构成删除了转子位置传感器12，并代替转子位置传感器而追加了推断交流电动机4的转子位置的转子位置推断运算部10。

转子位置推断运算部10将对电动机电流Iu、Iv、Iw进行重现得到的重现电流Iuc、Ivc、Iwc作为输入，进行转子位置的推断运算，输出转子推断位置的相位信号θc。转子位置推断运算利用第一电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*、交流电动机4的内部电阻和电感等马达常数值进行运算。电压指令生成部7通过从转子位置推断运算部10取得转子推断位置的相位信号θc，确定电力转换器主电路部3的交流输出的相位，进行转子坐标系和定子坐标系的相互变换。由于无位置传感器的控制基于交流电动机4的电流进行位置推断，因此检测电流的精度极为重要。

(第三实施方式)

利用图6的构成图，对本发明的第三实施方式进行说明。在图6中，电力变换装置120在第二实施方式的电力转换装置110的构成上追加速度控制部11而构成了速度控制系统。速度控制部11将转子位置推断运算部10的输出即速度推断值ωc和任意施加的速度指令值ω1^*作为输入，输出d轴电流指令值Id^*以及q轴电流指令值Iq^*。速度推断值ωc成为由转子位置推断运算部10运算出的转子推断位置的相位信号θc的微分值。速度控制部11比较速度指令值ω1^*和速度推断值ωc，由此进行速度控制。

另外，在构成速度控制系统的情况下，检测从于交流电动机4上安装的转子位置传感器12(参照图1)得到的转子位置的转子角度信号(相位信号)θ，也可代替速度推断值ωc而使用对该转子角度信号θ进行微分得到的速度检测值ωr。在本实施方式中，由于电流检测精度提高而转矩精度得到改善，因此，在速度控制系统的构成中也提高了速度的追随性。结果，可实现前所未有的速度控制响应。

(第四实施方式)

对本发明的第四实施方式进行说明。本实施方式的构成与图1所示的第一实施方式的构成相同，不同之处在于电压指令值生成部7。第一实施方式中的第一电压指令值基于通过比较三相电压指令值和三角波载波信号，从而在全部三相对电力转换器主电路部3的半导体元件进行开关转换的调制方式。但在该调制方式中，存在产生三相的半导体元件的开关损耗的课题，有时会妨碍高效运转。因此，一般公知有通过减少开关转换次数来降低损耗的二相调制方式。二相调制方式是指如下方式：使一相的上支路或下支路接通，对剩余两相进行开关转换，由此降低开关损耗，实现高效运转。在本实施方式中，在电压指令值生成部7中，生成基于二相调制方式的第一电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*。

本实施方式中的第一电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*中的一相与三角波载波信号的振幅值一致，因此该相不进行开关转换。由此，直流母线电流IDC的脉冲电流的波形相对于第一实施方式发生了变化。在图7中，将不进行开关转换的相确定为电压最小相，表示n＝5时的直流母线电流IDC的波形。图7(a)是三角波载波信号的波形，图7(b)是序数k的时间变化，图7(c)是电压指令变更值ΔVuc，图7(d)是直流母线电流IDC。在图7中，电压最大相是U相，考虑到对电压最大相脉冲进行检测，ΔVuc基于式(5)确定。

根据图7所示的直流母线电流IDC的波形，可知电压最小相脉冲跨越单调增加期间和单调减少期间而产生的情况。对此，电压最大相脉冲在各期间中产生一个脉冲。关于电压最大相脉冲，序数k＝3，通过加上修正量ΔEuc，脉冲宽度成为Tpw。根据该图，成为最小脉冲宽度Tpw以上的电压最大相脉冲每5个即每n个产生一个这一点与第一实施方式相同，但相对于直流母线电流IDC的脉冲频率成为2/n的频率成分。另外，在电压指令变更周期的1周期内产生的具有Tpw以上的脉冲宽度的电压最大相脉冲的个数在图7(d)中为符号1这一个。该个数与成为ΔVuc＝ΔEuc的个数相等，因此，在基于式(4)确定ΔVuc时为两个。

另外，在由电压指令变更部8施加的高次谐波成分上，叠加以电压指令变更周期为1周期的频率成分。这与第一实施方式相同。因此，在本实施方式中也叠加了如式(7)所示的高次谐波成分。

此外，在本实施方式仅电压指令生成部7的调制方式与第一实施方式不同，构成相同。因此，本实施方式的方式也可应用到第二实施方式以及第三实施方式所表示的构成中。

(变形例)

本发明并不限定于所述实施方式，例如可进行如下的各种变形。

(1)所述各实施方式将直流电压转换为三相交流电压，但也可应用到将三相交流电压转换为直流电压的电路中。在该情况下，对输出侧的直流电流进行检测，由电流检测部重现输入侧的相电流。此外，将交流电压转换为直流电压的电路例如记载于特开2006-67754号公报中。

Claims (2)

1.一种电力转换装置，包括：

电力转换器电路部，其根据脉冲宽度调制波对开关元件进行驱动，将电力从直流转换为交流，或将电力从交流转换为直流；和

电流检测部，其在所述电力转换器电路部的直流侧检测电流来重现交流侧的相电流；

所述电力转换装置还包括：

电压指令生成部，其基于由所述电流检测部重现的所述相电流，生成用于控制所述电力转换器电路部的电压指令；和

电压指令变更部，其将电压指令变更值与所述电压指令相加，使得作为在所述电力转换器电路部的交流侧产生的高次谐波成分，包含所述脉冲宽度调制波的平均脉冲频率、和该脉冲频率的1/n的频率成分。

2.一种电力转换装置，包括：

电力转换器电路部，其根据脉冲宽度调制波对开关元件进行驱动，将电力从直流转换为交流，或将电力从交流转换为直流；和

电流检测部，其在所述电力转换器电路部的直流侧检测直流母线电流来重现相电流；

所述电力转换器电路部是在使三相中的任意一相的开关转换动作停止的期间，其他两相进行开关转换动作的部件，

所述电力转换装置还包括：

电压指令生成部，其基于由所述电流检测部重现的所述相电流，生成用于控制所述电力转换器电路部的电压指令；和

电压指令变更部，其将电压指令变更值与所述电压指令相加，使得作为所述电力转换器电路部在交流侧产生的高次谐波成分，包含所述脉冲宽度调制波的平均脉冲频率、和该脉冲频率的2/n的频率成分。

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