CN105656362B - 一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法，该方法从两方面对传统控制方法进行了改进。首先，提出了平均采样的电流采样策略，该方法能有效抑制噪声和谐波干扰，同时也确定了系统的延时时间常数；然后，将反电势引入电流闭环，建立了新电流控制环的模型；最后，为消除静差，提出了比例双积分控制并整定了控制器参数。该方法能提高电流环的抗干扰能力进而提高电流环的性能。

Description

一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法

技术领域

本发明涉及交流永磁同步电机伺服系统，特别涉及一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法。

背景技术

永磁同步电机伺服系统大多采用三环控制结构，内环为电流环，外环为速度环和位置环。为保证对位置和速度指令的快速跟踪，要求电流环具有快速的电磁转矩响应，电流环的动态响应影响整个伺服系统的性能。

电流环的干扰主要来自于反电势和电流采样。由于现在以数字处理器为核心的伺服系统都采用PWM的方式控制电机，逆变器输出的电压信号中含有大量谐波，因此电流采样不可避免的受到噪声和谐波干扰。另外反电势与电机的转子转速成正比，而伺服电机的转动惯量往往很小，转速的快速变化会给电流环带来大量扰动。

全数字伺服系统中，电流采集时容易引入噪声干扰又逆变器输出的电压信号包含大量的谐波。因此通常的采样电流瞬时信号，不能很好的抑制噪声和谐波干扰。

目前对永磁同步电机的分析建立在将反电势作为外部干扰的数学模型的基础上并根据“工程最优”将电流闭环整定成最优II阶系统。但是采用此方法系统对反电势扰动的抑制能力较弱。因为一方面PI控制的积分时间抵消掉了系统大的电气时间常数，大的积分时间导致弱的积分作用；另一方面伺服系统为得到很好的速度响应，采用的伺

服电机通常具有很小的机械时间常数，转速的快速变化给电流环带来大量的扰动，反电势的影响不能忽略。

发明内容

为解决上述不足之处，本发明提供了一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法，以提高电流环的性能。

本发明为实现上述目的所采用的技术方案是：一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法，包括以下步骤：

采样电机电流并计算其在一个载波周期的平均值；

根据电流在一个载波周期的平均值计算电流环内的延时时间；

将反电势引入电流环，建立电流环的模型；

采用比例双积分控制并整定电机控制器参数。

所述电流在一个载波周期的平均值为：

其中，T_carr是SVPWM的载波周期，i为电机的瞬时电流，t为时间，k为正整数？。

所述电流闭环内的延时时间T_d为：

其中，T_s为PWM的更新延时，T_pwm为死区时间，T_carr是SVPWM的载波周期。

所述电流环的模型包括：电流控制器、逆变器、伺服电机和电流反馈；

逆变器和系统延时的模型为将反电势考虑后的电机电气特性为其中T_d是电流闭环内的延时时间，K_pwm是逆变器放大系数，K_RL是电机电气比例系数，T_RL是电机电气时间常数，K_t是电机电磁转矩常数，K_e是电机反电势常数，J是电机和负载的转动惯量，s是拉普拉斯算子。

所述采用比例双积分控制并整定电机控制器参数，具体为：

将电流环的模型离散化：将电机控制器对应时域离散化为：

其中，u(k)是电机控制器输出，e(k)，e(n)是误差信号，ΔT电流环控制器更新周期，K_p,T_i分别是比例系数和积分时间；

当电机控制器输出达到上限且e(k)>0时，

u(k)＝K_p*e(k)

当电机控制器输出达到下限且e(k)<0时，

u(k)＝K_p*e(k)

否则，

本发明具有以下优点及有益效果：

1.在电流信号中加入噪声，采用平均采样仍然能得到平滑信号，平均采样能提高系统的抗噪声干扰能力。

2.转速的快速变化给电流环带来大量反电势干扰，改进的控制方法却仍能做到接近无差的跟踪给定电流信号。

附图说明

图1为伺服系统电流控制结构图；

图2为反电势引入电流闭环后结构图；

图3为电流采样时序；

图4为本发明的控制器算法流程图；

图5为算法整体流程图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步的详细说明。

本发明提供了一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法，如图5所示，首先，提出了平均采样的电流采样策略，该方法能有效抑制噪声和谐波干扰，同时也确定了系统的延时时间常数；然后，将反电势引入电流闭环，建立了新电流控制环的模型；最后，为消除静差，提出了比例双积分控制并整定了控制器参数。本发明方法从两方面对传统控制方法进行了改进。

考虑到积分能有效抑制谐波和噪声，为解决采样电流瞬时值时容易引入噪声和谐波的问题，将平均采样引入永磁同步电机的电流采样中来。电流在一个载波周期的平均值定义为：

T_carr是SVPWM(空间矢量脉宽调制)的载波周期，在一个周期的平均值可以近似为在周期中点采样的基波值，即

电流采样方式决定电流环中的主要延时时间T_d。采用平均采样方式，PWM占空比在一个周期结束时刻更新，在下个载波周期结束生效，PWM的更新延时T_s，死区时间T_pwm，电流环延时T_d值如式(2)。

电流环包括电流控制器、逆变器、电流采样环节和永磁同步电机。

将控制环内小延时环节等效为一阶惯性环节，如式(3)，得到电流环的数学模型如图1所示。

其中K_pwm是逆变器放大系数，T_d是系统延时时间，K_RL是电机电气比例系数，T_RL是电机电气时间常数，K_t是电机电磁转矩常数，K_e是电机反电势常数，J是电机和负载的转动惯量，B是电机的粘滞摩擦系数，s是拉普拉斯算子。

根据前面分析，反电势干扰必须抑制，考虑对伺服控制系统的数学模型进行等效变换，将反电势引入电流控制闭环，在新模型上设计新的控制器。既然反电势在电流闭环内，就不存在干扰的问题了。

由于电机的粘滞摩擦系数通常非常小，负载转矩变化相对缓慢，为简化分析，忽略这些因素。又T_RL＞＞T_d，在系统截止频率附近有|jwT_RL|＞＞1，因此用积分环节近似惯性环节得

综上，考虑反电势后电流环控制框图如图2，其中T_m＝K_eK_tK_RL/J。

在图2中电流环控制对象的传递函数是二阶系统且分子中含有微分项，普通的PI控制一定会有稳态误差。根据工程设计中常用的相消原理，将普通积分环节改为二次积分以抵消分母的二次多项式，新的控制器传递函数为

K_p,T_i是控制比例系数和积分时间常数。取系统阻尼系数为得：

在硬件实现时，可以在一个SVPWM载波周期内多次采样求和近似积分，如式：

其中T_inv是采样间隔。

采样时序如图3，目前高性能的DSP的A/D转换器一般都具有多通道。可以实现多个通道连续采样。以TMS320F28335为例，其A/D控制器一共有16个通道。将其设置为不间断自动定序模式，在快速采样模式下，TMS320F28335片上A/D采样率高达6.25MSPS而SVPWM的载波频率通常为10kHz，这样A/D能在一个载波周期内采样到足够多的数据。采用这种采样方式，PWM占空比在一个周期结束时刻更新，在下个载波周期结束生效。

其中u(k),e(k)是控制器输出，ΔT电流环控制器更新周期，K_p,T_i分别是比例系数和积分时间。为防止长时间的误差导致积分饱和，在实现时采用越限削弱的策略，流程图如图4所示。当u(k)在上下限区间时，执行正常的算法；当u(k)达到上限时，积分作用只积累负误差；当u(k)到下限后，积分只积累正误差。

Claims (4)

1.一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

采样电机电流并计算其在一个载波周期的平均值；

根据电流在一个载波周期的平均值计算电流环内的延时时间；

将反电势引入电流环，建立电流环的模型；

采用比例双积分控制并整定电机控制器参数，具体为：

将电流环的模型离散化：将电机控制器对应时域离散化为：

其中，u(k)是电机控制器输出，e(k)，e(n)是误差信号，ΔT电流环控制器更新周期，K_p,T_i分别是比例系数和积分时间；

当电机控制器输出达到上限且e(k)>0时，

u(k)＝K_p*e(k)

当电机控制器输出达到下限且e(k)<0时，

u(k)＝K_p*e(k)

否则，

2.根据权利要求1所述的一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法，其特征在于，所述电流在一个载波周期的平均值为：

其中，T_carr是SVPWM的载波周期，i为电机的瞬时电流，t为时间，k为正整数。

3.根据权利要求1所述的一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法，其特征在于，所述电流闭环内的延时时间T_d为：

其中，T_s为PWM的更新延时，T_pwm为死区时间，T_carr是SVPWM的载波周期。

4.根据权利要求1所述的一种抗干扰的永磁同步电机电流环控制方法，其特征在于，所述电流环的模型包括：电流控制器、逆变器、伺服电机和电流反馈；

逆变器和系统延时的模型为将反电势考虑后的电机电气特性为其中T_d是电流闭环内的延时时间，K_pwm是逆变器放大系数，K_RL是电机电气比例系数，T_RL是电机电气时间常数，K_t是电机电磁转矩常数，K_e是电机反电势常数，J是电机和负载的转动惯量，s是拉普拉斯算子。