JPWO2018042636A1 - インバータ装置、圧縮機駆動装置及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

直流母線を成す正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間に配置された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続してなる複数の半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を用いて直流電力を三相交流電力に変換するインバータ主回路３、及び直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出回路５、直流電流検出回路５により検出された直流電流に基づいてインバータ主回路３を制御するＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部７を備える。半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６にはワイドバンドギャップ半導体素子を使用し、ワイドバンドギャップ半導体素子の寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用する。上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止時間をｔｄとするときに、寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒは、（ｔｄ／１００）≦ｔｒｒ≦（ｔｄ／１０）の特性となる半導体スイッチング素子を設定する。

Description

本発明は、直流母線から供給される直流電力を複数の半導体スイッチング素子を用いて三相交流電力に変換するインバータ主回路を備えたインバータ装置、圧縮機駆動装置及び空気調和機に関する。

下記特許文献１に示されるインバータ装置は、逆並列接続される還流ダイオードを有する複数の半導体スイッチング素子を備え、当該半導体スイッチング素子のスイッチング状態をそれぞれ変化させて直流を交流に変換するインバータ主回路と、当該インバータ主回路における出力交流の相電流に応じた電圧の電圧パルスを出力するシャント抵抗と、当該電圧パルスに基づいて相電流を検出する検出部と、を備える。特許文献１に示されるインバータ装置では、シャント抵抗が出力する電圧パルスのパルス幅をＰとし、還流ダイオードのリカバリ時間をＲとするときに、還流ダイオードの特性が０＜Ｒ≦（１／１０）Ｐの関係を満たす構成である。このように構成することで、インバータ主回路の出力電圧に含まれる誤差電圧が低減され、インバータ主回路の制御性を向上させることが可能となる。

なお、上述した「リカバリ時間」は「逆回復時間」とも称される。以下の説明では、「逆回復時間」の用語を用いる。

特開２０１３−２４７６９５号公報

上記の通り、従来のインバータ装置は、インバータ主回路の出力電圧に含まれる誤差電圧の低減のために、還流ダイオードの逆回復時間Ｒが、シャント抵抗が出力する電圧パルスのパルス幅Ｐの１／１０以下となるようにしていた。このことを、インバータ制御の観点で見れば、電圧パルスのパルス幅Ｐは、還流ダイオードの逆回復時間Ｒの１０倍以下には設定できないことを意味する。すなわち、従来技術に係るインバータ制御では、シャント抵抗が出力する電圧パルスのパルス幅を制限しなければならない場合があり、当該制限により生じるモータ出力電圧の誤差電圧によって、安定して運転できる最低回転数に制約が生じるという課題あった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、シャント抵抗が出力する電圧パルスのパルス幅に依らずに適切な逆回復時間の還流ダイオードを備えることで、前記制限により、制御周期当たりの出力電圧に含まれる誤差電圧を零もしくは零と見なせる制御方式を選択して、インバータ主回路の制御性を向上させることができるインバータ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るインバータ装置は、直流母線を成す正側直流母線と負側直流母線との間に配置された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続してなる複数の半導体スイッチング素子を用いて直流電力を三相交流電力に変換するインバータ主回路、及び直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出回路、直流電流検出回路により検出された直流電流に基づいてインバータ主回路を制御するＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部を備える。半導体スイッチング素子にはワイドバンドギャップ半導体素子を使用し、ワイドバンドギャップ半導体素子の寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用する。そして、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止時間をｔｄとするときに、寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒが、（ｔｄ／１００）≦ｔｒｒ≦（ｔｄ／１０）の特性となる半導体スイッチング素子を設定する。

本発明によれば、シャント抵抗が出力する電圧パルスのパルス幅に依らずに適切な逆回復時間の還流ダイオードを備えることで、制御周期当たりの出力電圧に含まれる誤差電圧を零もしくは零と見なせる制御方式を選択して、インバータ主回路の制御性を向上させることができる、という効果を奏する。

実施の形態１におけるインバータ装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図 図１に示すＰＷＭ駆動信号補正部を含むＰＷＭ駆動信号生成部の機能を実現するためのハードウェア構成の一例を示すブロック図 図１に示すＰＷＭ駆動信号補正部に入力される補正前のＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮと直流電流との関係を示すタイミングチャート ８つの基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７とＰＷＭ駆動信号及び直流電流Ｉｄｃから得られる相電流情報との関係を示す図 図３の区間Ｂ−ＣにおけるＵ相スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４の動作を示した図 図３のタイミングＣの直後におけるＵ相スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４の動作を示した図 図３のタイミングＤの直前におけるＶ相スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ５の動作を示した図 図３のタイミングＤの直後におけるＶ相スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ５の動作を示した図 図３の区間Ｉ−ＪにおけるＷ相スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ６の動作を示した図 図３のタイミングＪの直後におけるＷ相スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ６の動作を示した図 図３とは異なる相電流状態におけるＰＷＭ駆動信号補正部に入力される補正前のＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮと直流電流との関係を示すタイミングチャート ＰＷＭ駆動信号における補正前の状態が図３の場合においてキャリア立下り区間の半キャリア周期で直流電流から二相分の相電流情報を検出可能にしたときの一例を示すタイミングチャート ＰＷＭ駆動信号補正部における補正前後のＰＷＭ駆動信号に誤差が生じる場合のＰＷＭ駆動信号の一例を示すタイミングチャート 逆回復時間ｔｒｒに対するモータ鉄損Ｗｍｉ、インバータ損失Ｗｉｎｖ、及びモータ鉄損Ｗｍｉとインバータ損失Ｗｉｎｖとの和の関係を示す図 補正前のＰＷＭ駆動信号を用いて三相モータを駆動した場合の三相モータにおける電機子巻線磁束鎖交数ベクトル軌跡の一部を示した図 補正前のＰＷＭ駆動信号で駆動した場合の出力電圧ベクトルが小さいときにおける１キャリア周期分の電機子巻線磁束鎖交数ベクトル軌跡の部分拡大図 補正後のＰＷＭ駆動信号を用いて駆動した場合の図１６に対応する電機子巻線磁束鎖交数ベクトル軌跡の部分拡大図 本実施の形態のインバータ装置におけるキャリア周波数に対するモータ鉄損Ｗｍｉとインバータ損失Ｗｉｎｖとの和の特性を示した図 図３の状態における直流電流の検出タイミングを各相電流の極性に基づいて設定した場合の一例を示すタイミングチャート 図１１の状態における直流電流の検出タイミングを各相電流の極性に基づいて設定した場合の一例を示すタイミングチャート

以下に、本発明の実施の形態に係るインバータ装置、圧縮機駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。本実施の形態では、インバータ装置を空気調和機の圧縮機駆動に適用する場合について記載する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るインバータ装置５０を含むモータ駆動システム１００の構成を示すブロック図である。実施の形態１に係るモータ駆動システム１００は、図１に示すように、交流電源１の交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路２と、コンバータ回路２が出力する直流電力を三相交流電力に変換するインバータ主回路３と、コンバータ回路２とインバータ主回路３とを電気的に接続する一対の直流母線である正側直流母線Ｐ及び負側直流母線Ｎのうちの負側直流母線Ｎに流れる直流電流を検出する直流電流検出回路５と、を備える。

また、モータ駆動システム１００は、コンバータ回路２の出力電圧を検出するために、正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間の直流電圧を検出する直流電圧検出回路６と、直流電流検出回路５の出力と直流電圧検出回路６の出力と外部から与えられる周波数指令値ｆ＊とに基づきインバータ主回路３を制御するためのパルス幅変調信号であるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動信号を出力するインバータ制御部７と、を備える。

インバータ主回路３が出力する三相交流電力は、空気調和機１１０に具備される圧縮機２０に供給される。空気調和機１１０は、圧縮機２０に加え、四方弁３１、室外熱交換器３２−１、室内熱交換器３２−２、及び膨張弁３３を有して構成される。空気調和機１１０において、圧縮機２０、四方弁３１、室外熱交換器３２−１、室内熱交換器３２−２及び膨張弁３３は、冷媒配管３０を介して取り付けられ、冷媒を循環させる冷媒回路を構成している。空気調和機１１０は、冷媒が蒸発又は凝縮するとき、熱交換対象となる空気に対して吸熱又は放熱することを利用し、管内を通過する冷媒の圧力を変化させながら空気調和運転を行っている。図示しない送風ファンが回転することにより発生する風が室外熱交換器３２−１に通流する。これにより室外熱交換器３２−１では、冷媒と空気との熱交換が行われる。

同様に図示しない送風ファンが回転することにより発生する風が室内熱交換器３２−２に通流する。これにより室内熱交換器３２−２では冷媒と空気との熱交換が行われる。ここで、空気調和機１１０では、冷媒配管３０を除き、室内熱交換器３２−２のみが空気調和機１１０の室内機側に配置され、室内熱交換器３２−２以外は室外機側に配置されている。なお、図１に示す空気調和機１１０は、室内機と室外機とが分離されたセパレート型を例示しているが、セパレート型に限定する趣旨ではない。

このように構成されたモータ駆動システムにおいて、インバータ主回路３、直流電流検出回路５、直流電圧検出回路６及びインバータ制御部７によって、インバータ装置５０が構成される。インバータ装置５０は、圧縮機２０の駆動源である三相モータ４を駆動する。圧縮機２０を駆動するインバータ装置５０は、圧縮機駆動装置を構成する。圧縮機２０に用いる三相モータ４としては、永久磁石電動機が好適である。

コンバータ回路２は、出力する直流電圧が２５０〜４５０Ｖになるように構成される。空気調和機１１０の圧縮機駆動に用いられるコンバータ回路２は、交流電源１がＡＣ１００Ｖの場合は倍電圧整流回路で構成され、ＡＣ２００Ｖの場合は全波整流回路で構成されるのが一般的である。この構成に加え、交流電源１側に図示しないリアクトルを配置し、当該リアクトルを短絡して昇圧できる構成にしたものもあれば、交流電源１の整流後すなわちコンバータ回路２の出力側に図示しないリアクトルを配置し、当該リアクトルを短絡して昇圧できる構成にしたものもある。なお、ここで説明した構成は、多数の方式のうちの一例であり、ここで説明した構成には、出力する直流電圧の範囲を含め、どのような方式のものを採用してもよい。また、図１では交流電源１を単相交流としているが、三相交流であってもよい。

インバータ主回路３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と、当該半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のそれぞれをスイッチング駆動する駆動回路３ａ〜３ｆとを備える。

ここで、正側直流母線Ｐに接続されている半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を上アームスイッチング素子と呼び、負側直流母線Ｎに接続されているＳＷ４〜ＳＷ６を下アームスイッチング素子と呼ぶ。上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子という名称を用いれば、インバータ主回路３は、正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間に配置された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列に接続された一対の半導体スイッチング素子を３組用いて構成される。

また、後述する三相モータ４の端子Ｕに接続される半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４をＵ相スイッチング素子と呼び、端子Ｖに接続される半導体スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ５をＶ相スイッチング素子と呼び、端子Ｗに接続される半導体スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ６をＷ相スイッチング素子と呼ぶ。

還流ダイオードＤ１〜Ｄ６には、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いる。ここで、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが同時にＯＮとならない短絡防止時間をｔｄとする。このとき、寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒは、（ｔｄ／１００）≦ｔｒｒ≦（ｔｄ／１０）の特性になる半導体スイッチング素子を設定する。

なお、実施の形態１において、半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６として用いるＭＯＳＦＥＴは、コンバータ回路２が出力する直流電圧と、配線インピーダンスにより生じるサージ電圧とを考慮して、耐圧６００Ｖ前後のものを使用する。また、ＭＯＳＦＥＴの半導体素材には、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）を用いる。ＳｉＣは、スイッチング速度が速く、導通損失、スイッチング損失を小さくできるという特徴があり、空気調和機の圧縮機を駆動するインバータに好適である。なお、ＳｉＣは、Ｓｉ（Ｓｉｌｉｃｏｎ）よりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。このＳｉＣ以外にも、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）系材料、又はダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性もＳｉＣに類似した点が多い。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

図１の説明に戻り、三相モータ４は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相巻線からなる三相巻線がＹ形に結線された三相Ｙ形結線の固定子４ａと、永久磁石回転子４ｂとを備える。永久磁石回転子４ｂに接続された三相モータ４が回転することで、空気調和機１１０の冷媒が循環される。

図１において、インバータ主回路３の半導体スイッチング素子ＳＷ１と半導体スイッチング素子ＳＷ４との接続点が三相モータ４の端子Ｕに接続され、半導体スイッチング素子ＳＷ２と半導体スイッチング素子ＳＷ５との接続点が端子Ｖに接続され、半導体スイッチング素子ＳＷ３と半導体スイッチング素子ＳＷ６との接続点が端子Ｗに接続される。本実施の形態では、Ｕ相巻線に流れる電流をＵ相電流と呼びＩｕで表す。以下、同様に、Ｖ相巻線及びＷ相巻線に流れる電流を、それぞれＶ相電流及びＷ相電流と呼び、それぞれＩｖ，Ｉｗで表す。なお、本実施の形態では、三相モータ４の固定子４ａは、三相Ｙ形結線の固定子を例示するが、三相Δ形結線の固定子で構成されていてもよい。なお、三相Ｙ形結線のときと三相Δ形結線のときでは、直流電流から検出できる相電流情報が変わるのは言うまでもない。

直流電流検出回路５は、シャント抵抗５ａに流れる直流電流により生じるシャント抵抗５ａにおける電圧降下を増幅器５ｂにより増幅してインバータ制御部７に与える。増幅器５ｂは、オペアンプを用いて構成することができる。ここで、本実施の形態では、直流母線に流れる直流電流をシャント抵抗５ａにおける電圧降下を増幅することで検出する構成としているが、直流電流を検出可能なＤＣＣＴ（Ｄｉｒｅｃｔ−Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｓｆｏｒｍｅｒ）を用いた構成としてもよい。

直流電圧検出回路６は、コンバータ回路２の出力側の電圧である直流電圧Ｖｄｃを検出するための検出回路である。図１において、直流電圧検出回路６は、正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間の直流電圧を分圧してインバータ制御部７に与えている。

インバータ制御部７は、直流電流検出回路５の出力と直流電圧検出回路６の出力と外部から与えられる周波数指令値ｆ＊とに基づき、インバータ主回路３の半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をＯＮ又はＯＦＦに制御するためのＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを出力する。

ここで、ＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰは、インバータ主回路３の上アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれ半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の駆動信号となる。また、ＰＷＭ駆動信号ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、インバータ主回路３の下アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれ半導体スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６の駆動信号となる。

インバータ制御部７は、Ａ／Ｄ変換器８，９及びＰＷＭ駆動信号生成部１０を備える。インバータ制御部７には、直流電流検出回路５の出力と直流電圧検出回路６の出力とがそれぞれ入力され、Ａ／Ｄ変換器８，９のそれぞれでディジタル値に変換されてインバータ制御部７の内部で使用される。ＰＷＭ駆動信号生成部１０は、インバータ主回路３と三相モータ４との間の各相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、直流電圧Ｖｄｃと、周波数指令値ｆ＊に基づき、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが正弦波状になるようにＰＷＭ駆動信号を生成する。ＰＷＭ駆動信号を生成する方法の一つとして、特許第５３２１５３０号公報に開示されたものを例示できる。なお、本実施の形態においては、基本的にどの方式を適用してもよく、また、この部分の制御については他にも種々の技術が開示されており、ここでの説明は割愛する。

ＰＷＭ駆動信号生成部１０は、ＰＷＭ駆動信号補正部１０ａを備える。ＰＷＭ駆動信号補正部１０ａは、ＰＷＭ駆動信号に補正を加える信号補正部であり、１制御周期中において、直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流を再現するためにＰＷＭ駆動信号を補正する。

図２は、図１に示すＰＷＭ駆動信号補正部１０ａを含むＰＷＭ駆動信号生成部１０の機能を実現するためのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。ＰＷＭ駆動信号生成部１０の機能を実現する場合、図２に示すように、演算を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ：中央処理装置）２００と、ＣＰＵ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２と、信号の入出力を行うインタフェース２０４とを含む構成とすることができる。なお、ＣＰＵ２００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称されるものであってもよい。また、メモリ２０２とは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）などの、不揮発性又は揮発性の半導体メモリなどが該当する。

具体的に、メモリ２０２には、ＰＷＭ駆動信号生成部１０の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ２００は、インタフェース２０４を介して、必要な情報の授受を行うことにより、本実施の形態で説明される各種の演算処理を実行する。例えば、インバータ制御部７は、Ａ／Ｄ変換器を備えたマイクロプロセッサにて実現することができる。

次に、直流電流Ｉｄｃを検出して相電流Ｉｕ，ＩＶ，Ｉｗを再現するまでの部分の動作と、ＰＷＭ駆動信号補正部１０ａの動作とを、図３〜図１３の図面を参照して説明する。

図３は、図１に示すＰＷＭ駆動信号補正部１０ａに入力される補正前のＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮと直流電流Ｉｄｃとの関係を示すタイミングチャートである。図３において、（ａ）はＰＷＭ駆動信号のキャリア、（ｂ）はＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮ、（ｃ）は直流電流Ｉｄｃである。ここで、補正前のＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮは、キャリアの山であるタイミングＨを中心にキャリアの立上り区間である区間Ａ−Ｈと、立下り区間である区間Ｈ−Ｏとで、波形が左右対象になるように制御されている。また、ＰＷＭ駆動信号のＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮは、それぞれの信号レベルが短絡防止時間ｔｄの区間で同時に“Ｌレベル”となっている以外は全ての信号レベルが反転の関係、すなわち一方が“Ｈレベル”であれば他方は“Ｌレベル”、一方が“Ｌレベル”であれば他方は“Ｈレベル”という関係になっている。なお、以下では、説明の簡略化のため、“Ｈレベル”を「Ｈ」と表記し、“Ｌレベル”を「Ｌ」と表記する。

ＰＷＭ駆動信号は、「Ｈ」に対応するスイッチング素子がＯＮ、「Ｌ」に対応するスイッチング素子がＯＦＦするように動作させている。具体的に、ＵＰが「Ｈ」のとき対応するスイッチング素子であるＳＷ１はＯＮとなり、ＵＰが「Ｌ」のときＳＷ１はＯＦＦとなる。なお、実際はＰＷＭ駆動信号に対応する駆動回路の応答、及びスイッチング素子の応答により数十ｎｓ〜１μｓ前後の遅延時間が生じる。このため、この種の遅延時間を考慮する必要があるが、ここでは説明の簡略化のため省略して示している。以下も、特に断りがない限り、この種の遅延時間については省略して説明する。

図４は、８つの基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７とＰＷＭ駆動信号及び直流電流Ｉｄｃから得られる相電流情報との関係を示す図である。上記短絡防止時間ｔｄの区間を除くと、ＰＷＭ駆動信号の「Ｈ」及び「Ｌ」の組合せは、２×２×２＝８通りの状態をとる。これらの８通りのＰＷＭ駆動信号が、８つの基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に対応する。ここで、基本電圧ベクトルの内、大きさのない基本電圧ベクトルＶ０，Ｖ７はゼロベクトルと呼ばれる。これに対し、基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、大きさを持つ実ベクトルである。

次に、基本電圧ベクトルＶ１を例にとり、直流電流Ｉｄｃから得られる相電流情報について説明する。なお、説明の簡略化のため、これ以降、適宜、基本電圧ベクトルＶ１を単に“Ｖ１”と表記する。他の基本電圧ベクトルも同様である。

出力したい電圧ベクトルがＶ１の状態にあるときは、Ｕ相上アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ１、Ｖ相下アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ５、及びＷ相下アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ６がＯＮ状態となる。図１において、このときの直流電流は、正側直流母線Ｐから半導体スイッチング素子ＳＷ１を介して、三相モータ４のＵ相巻線を流れ、Ｖ相及びＷ相巻線を通り、半導体スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６を介してシャント抵抗５ａを流れ、負側直流母線Ｎに戻る。したがって、三相モータ４に流れ込む電流の方向を正とすると、電圧ベクトル状態がＶ１のときに検出される直流電流Ｉｄｃは正方向のＵ相電流（以下、適宜「＋Ｉｕ」と表記）となる。

ここで、上述した内容は、ＯＮしているスイッチング素子に電流が流れるいわゆる力行状態のときの説明であるが、三相モータ４からの電流がインバータ主回路３に流れ込むいわゆる回生状態の場合、又は、インバータ主回路３の還流ダイオードＤ１〜Ｄ６に還流電流が流れる場合においても電圧ベクトル状態がＶ１のときに検出される直流電流Ｉｄｃは＋Ｉｕとなる。このように、短絡防止時間ｔｄの区間を除く区間では、ＰＷＭ駆動信号の状態に応じて、直流電流Ｉｄｃから得られる相電流情報が決まる。

図３の説明に戻る。図３は、上アームスイッチング素子のＰＷＭ駆動信号が「Ｈ」を維持する期間の幅（以下「Ｈ幅」と呼ぶ）が「ＵＰ＞ＶＰ＞ＷＰ」の状態であり、相電流が「Ｉｕ＞０、Ｉｖ＜０、Ｉｗ＜０」の状態である場合について示している。上述のように、相電流はインバータ主回路３から三相モータ４に流れる方向を正、逆に三相モータ４からインバータ主回路３に流れる方向を負としているので、「Ｉｕ＞０、Ｉｖ＜０、Ｉｗ＜０」の状態にある場合、直流電流ＩｄｃはＵ相上アーム駆動信号ＵＰ、Ｖ相下アーム駆動信号ＶＮ、及びＷ相下アーム駆動信号ＷＮに応じた波形となる。なお、以下の動作説明では、説明の簡略化のため、Ｕ相上アーム駆動信号ＵＰを単に“ＵＰ”と表記する。他の上アーム駆動信号及び下アーム駆動信号も同様である。

図３において、キャリア立上り区間として示されている区間Ａ−Ｈでは、ＵＰがＬからＨに変化（以下、この変化を「Ｌ→Ｈ」と表記する）するタイミングとなるタイミングＣで直流電流Ｉｄｃが“０Ａ”から＋Ｉｕに相当する電流に立ち上がり、ＶＮがＨ→ＬとなるタイミングＤで直流電流Ｉｄｃが＋Ｉｕから−Ｉｗに相当する電流まで立ち下がり、ＷＮがＨ→ＬとなるＦのタイミングで直流電流Ｉｄｃが−Ｉｗに相当する電流から“０Ａ”まで立ち下がる。

ここで、ＵＰとＵＮのｔｄ区間である区間Ｂ―Ｃでは、Ｕ相電流Ｉｕは、図５のように還流ダイオードＤ４を通って三相モータ４のＵ相巻線へ向かう還流電流として流れている場合を想定している。そのため、ＵＰがＬ→ＨとなるタイミングＣの直後では、図６に示すように、Ｕ相電流Ｉｕが正側直流母線ＰからＵ相上アームの半導体スイッチング素子ＳＷ１を介して三相モータ４のＵ相巻線へ向かう状態になると共に、還流ダイオードＤ４の逆回復電流が正側直流母線Ｐ→Ｕ相上アームの半導体スイッチング素子ＳＷ１→還流ダイオードＤ４→負側直流母線Ｎの経路で流れる。この逆回復電流の影響を受け、図３にも示すように、直流電流Ｉｄｃにリンギングが発生する。

一方、ＶＮがＨ→ＬとなるタイミングＤでは、図７に示すように、Ｖ相電流Ｉｖが三相モータ４のＶ相巻線からＶ相下アームの半導体スイッチング素子ＳＷ５を介して負側直流母線Ｎに流れている状態から、図８に示すように、三相モータ４のＶ相巻線から還流ダイオードＤ２を介して正側直流母線Ｐに流れる状態になる。そのため、このタイミングでは、還流ダイオードの逆回復電流による直流電流Ｉｄｃのリンギングの発生はない。また、ＷＮがＨ→ＬとなるタイミングＦでも、ＶＮがＨ→ＬとなるタイミングＤのときと同様に、還流ダイオードの逆回復電流による直流電流Ｉｄｃのリンギングの発生はない。

また、キャリア立下り区間である区間Ｈ−Ｏにおいては、ＷＮがＬ→ＨとなるタイミングＪで直流電流Ｉｄｃが“０Ａ”から−Ｉｗに相当する電流に立ち上がり、ＶＮがＬ→ＨとなるタイミングＬで直流電流Ｉｄｃが−Ｉｗから＋Ｉｕに相当する電流まで立ち上がり、ＵＰがＨ→ＬとなるＭのタイミングで直流電流Ｉｄｃが＋Ｉｕに相当する電流から“０Ａ”まで立ち下がる。

ここで、ＷＰとＷＮのｔｄ区間である区間Ｉ―Ｊでは、Ｗ相電流Ｉｗは、図９のように三相モータ４のＷ相巻線から還流ダイオードＤ３を通る還流電流として流れている場合を想定している。そのため、ＷＮがＬ→ＨとなるタイミングＪの直後では、図１０に示すように、Ｗ相電流Ｉｗが三相モータ４のＷ相巻線からＷ相下アームの半導体スイッチング素子ＳＷ６を介して負側直流母線Ｎへ流れる状態になると共に、還流ダイオードＤ３の逆回復電流が正側直流母線Ｐ→還流ダイオードＤ３→Ｗ相下アームの半導体スイッチング素子ＳＷ６→負側直流母線Ｎの経路で流れる。この逆回復電流の影響を受け、図３にも示すように、直流電流Ｉｄｃにリンギングが発生する。また、ＶＮがＬ→ＨとなるタイミングＬにおいてもＷＮがＬ→Ｈとなるときと同様に、還流ダイオードＤ２の逆回復電流により直流電流Ｉｄｃにリンギングが発生する。

一方、ＵＰがＨ→ＬとなるタイミングＭでは、図６に示すように、Ｕ相電流Ｉｕが正側直流母線ＰからＵ相上アームの半導体スイッチング素子ＳＷ１を通って三相モータ４のＵ相巻線に流れている状態から、図５に示すように、還流ダイオードＤ４を通って三相モータ４のＵ相巻線に流れる状態になる。そのため、このタイミングでは、還流ダイオードの逆回復電流による直流電流Ｉｄｃのリンギングの発生はない。このように、直流電流Ｉｄｃが立ち上がるタイミングＣ，Ｊ，Ｌの直後には、該当する寄生ダイオードの逆回復電流による直流電流Ｉｄｃのリンギングが発生し、直流電流Ｉｄｃが立ち下がるタイミングＤ，Ｆ，Ｍの直後では、寄生ダイオードの逆回復電流による直流電流Ｉｄｃのリンギングの発生はない。

図１１は、図３とは異なる相電流状態におけるＰＷＭ駆動信号補正部１０ａに入力される補正前のＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮと直流電流Ｉｄｃとの関係を示したタイミングチャートである。図３との相違点について説明すると、図３では、上アームスイッチング素子のＰＷＭ駆動信号におけるＨ幅が「ＵＰ＞ＶＰ＞ＷＰ」の状態で、且つ、相電流が「Ｉｕ＞０、Ｉｖ＜０、Ｉｗ＜０」の状態である場合について示していたが、図１１では、上アームスイッチング素子のＰＷＭ駆動信号におけるＨ幅が「ＵＰ＞ＶＰ＞ＷＰ」の状態で、且つ、相電流が「Ｉｕ＞０、Ｉｖ＞０、Ｉｗ＜０」の状態にある場合について示している。そのため、直流電流ＩｄｃはＵ相上アーム駆動信号ＵＰ、Ｖ相上アーム駆動信号ＶＰ及びＷ相下アーム駆動信号ＷＮに応じた波形となる。

図１１において、キャリア立上り区間である区間Ａ−Ｈでは、ＵＰがＬ→ＨとなるタイミングＣで直流電流Ｉｄｃが“０Ａ”から＋Ｉｕに相当する電流に立ち上がり、ＶＰがＬ→ＨとなるタイミングＥで直流電流Ｉｄｃが＋Ｉｕから−Ｉｗに相当する電流まで立ち上がり、ＷＮがＨ→ＬとなるタイミングＦで直流電流Ｉｄｃが−Ｉｗに相当する電流から“０Ａ”まで立ち下がる。

また、キャリア立下り区間である区間Ｈ−Ｏでは、ＷＮがＬ→ＨとなるタイミングＪで直流電流Ｉｄｃが“０Ａ”から−Ｉｗに相当する電流に立ち上がり、ＶＰがＨ→ＬとなるタイミングＫで直流電流Ｉｄｃが−Ｉｗから＋Ｉｕに相当する電流まで立ち下がり、ＵＰがＨ→ＬとなるタイミングＭで直流電流Ｉｄｃが＋Ｉｕに相当する電流から“０Ａ”まで立ち下がる。

以上の動作により、直流電流Ｉｄｃが立ち上がるタイミングＣ，Ｅ，Ｊの直後には、該当する寄生ダイオードの逆回復電流による直流電流Ｉｄｃのリンギングが発生し、直流電流Ｉｄｃが立ち下がるタイミングＦ、Ｋ、Ｍの直後では寄生ダイオードの逆回復電流による直流電流Ｉｄｃのリンギングの発生はない。

ここで、図３及び図１１のそれぞれにおけるＶＰとＶＮの短絡防止時間ｔｄの区間である区間Ｄ−Ｅ及び区間Ｋ−Ｌに着目する。

まず、図３の「Ｉｕ＞０、Ｉｖ＜０、Ｉｗ＜０」の状態にある場合は、上記区間の直流電流Ｉｄｃに「−Ｉｗ」の相電流情報が現れ、図１１の「Ｉｕ＞０、Ｉｖ＞０、Ｉｗ＜０」の状態にある場合は、直流電流Ｉｄｃに「＋Ｉｕ」の相電流情報が現れる。このように短絡防止時間ｔｄの区間のときの直流電流Ｉｄｃから相電流情報を得るためには、相電流の極性を考慮する必要がある。また、直流電流Ｉｄｃに寄生ダイオードの逆回復電流によるリンギングが発生するかどうかについても相電流の極性を考慮する必要がある。

そこで、本実施の形態では、上下短絡防止のｔｄ区間では、直流電流Ｉｄｃから得られる相電流情報は「不定」とし、直流電流Ｉｄｃが変化した直後には寄生ダイオードの逆回復電流によるリンギングが発生するものとして、ＰＷＭ駆動信号を演算する１制御周期毎に直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報を検出するものとする。ここで、１制御周期は１キャリア周期×ｎ／２（ｎは２以上の正数）とする。そして、直流電流Ｉｄｃから一相分の相電流情報を得るための間隔を「Ｉｄｃ検出対象相間間隔」と呼ぶこととし、このことについて、図３を参照して具体的に説明する。図３において、区間Ｃ−Ｄの直流電流Ｉｄｃから「＋Ｉｕ」の相電流情報を検出する場合、上アームのＰＷＭ駆動信号を基準とするときは、ＵＰの立上りエッジとＶＰの立上りエッジとの間にある区間Ｃ−ＥがＩｄｃ検出対象相間間隔となる。また、下アームのＰＷＭ駆動信号を基準とするときは、ＵＮの立下りエッジとＶＮの立下りエッジとの間にある区間Ｂ−ＤがＩｄｃ検出対象相間間隔となる。なお、以下、Ｉｄｃ検出対象相間間隔については、断りがない限り、上アームのＰＷＭ駆動信号を基準として説明する。

次に、上記の場合におけるＩｄｃ検出対象相間間隔の検出所要時間について説明する。まず、直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報を検出する場合、一相分ずつシリーズに検出する必要がある。この場合、Ａ／Ｄ変換器８のサンプルホールド時間（以下「Ａ／Ｄサンプルホールド時間」と呼ぶ）を考慮する必要がある。また、短絡防止時間ｔｄを回避する必要がある。さらに、上述したリンギングが生じる時間（以下「リンギング時間」と呼ぶ）を回避する必要がある。さらには、ＰＷＭ駆動信号に対する駆動回路及びスイッチング素子の応答時間、並びに直流電流検出回路の遅延時間（以下「その他の時間」と呼ぶ）を考慮する必要がある。よって、Ｉｄｃ検出対象相関間隔の検出所要時間としては、「短絡防止時間ｔｄ＋リンギング時間ｔｒｎｇ＋Ａ／Ｄサンプルホールド時間ｔｓｈ＋その他の時間ｔｅｔｃ」分の所要時間（以下「検出所要第１時間」と呼ぶ）を要する。なお、リンギング時間ｔｒｎｇは、配線インピーダンス、図示を省略したスナバ回路などにより変動する。本実施の形態においては、短絡防止時間ｔｄ＝２μｓ、リンギング時間ｔｒｎｇ＝２μｓ、Ａ／Ｄサンプルホールド時間ｔｓｈ＝０．５μｓ程度の値を想定している。

次に、直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報を検出する場合のトリガのかけ方について、図３及び図１１を参照して説明する。まず、キャリア立上り区間で直流電流Ｉｄｃから二相分の電流を検出する場合は、キャリア立上り区間でのＨ幅が中間の値を有するＶ相上アーム駆動信号ＶＰを選択し、Ｖ相上アーム駆動信号ＶＰがＬ→ＨとなるタイミングＥを基準タイミングとし、基準タイミングＥから「ｔｄ＋ｔｓｈ」前のタイミングであるタイミングｔｒｇ１ａでＡ／Ｄ変換器８のトリガをかけ、また、基準タイミングＥから「ｔｌｍ１−（ｔｄ＋ｔｓｈ）」後のタイミングｔｒｇ２ａでＡ／Ｄ変換器８のトリガをかけることで二相分の直流電流Ｉｄｃを検出する。

一方、キャリア立下り区間で、直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報を検出する場合は、キャリア立下り区間でのＨ幅が中間の値を有するＶ相上アーム駆動信号ＶＰを選択し、Ｖ相上アーム駆動信号ＶＰがＨ→ＬになるタイミングＫを基準タイミングとし、基準タイミングＫから「ｔｓｈ」前のタイミングであるタイミングｔｒｇ１ｂでＡ／Ｄ変換器８のトリガをかけ、また、基準タイミングＫから「ｔｌｍ１−ｔｓｈ」後のタイミングｔｒｇ２ｂでＡ／Ｄ変換器８のトリガをかけることで二相分の直流電流Ｉｄｃを検出するようにする。

なお、タイミングＥの時刻をｔｅとし、タイミングＫの時刻をｔｋとするとき、タイミングｔｒｇ２ａおよびタイミングｔｒｇ１ａの差に相当する時間は、下記（１）式で表される。

ｔｒｇ２ａ−ｔｒｇ１ａ
＝［ｔｅ＋｛ｔｌｍ１−（ｔｄ＋ｔｓｈ）｝］−｛ｔｅ−（ｔｄ＋ｔｓｈ）｝
＝ｔｌｍ１ ……（１）

またタイミングｔｒｇ２ｂおよびタイミングｔｒｇ１ｂの差に相当する時間は、下記（２）式で表される。

ｔｒｇ２ｂ−ｔｒｇ１ｂ
＝｛ｔｋ＋（ｔｌｍ１−ｔｓｈ）｝−（ｔｋ−ｔｓｈ）
＝ｔｌｍ１ ……（２）

すなわち、第一相の電流を検出するためにトリガをかけるタイミングと、第二相の電流を検出するためにトリガをかけるタイミングとの間の間隔は、キャリア立上り区間及びキャリア立下り区間の双方で等しい。

なお、図３及び図１１に示すタイミングチャートは、ＰＷＭ駆動信号補正部１０ａによる補正が為されない補正前のＰＷＭ駆動信号である。そのため、上記タイミングでトリガをかけても、直流電流Ｉｄｃから相電流情報を得られない場合を含んでいる。具体的に説明すると、図３において、タイミングｔｒｇ１ａ及びタイミングｔｒｇ２ｂでは直流電流Ｉｄｃから「＋Ｉｕ」の相電流情報が得られる。一方、タイミングｔｒｇ２ａでは直流電流は流れておらず“０Ａ”を検出することになり、タイミングｔｒｇ１ｂでは、直流電流Ｉｄｃにリンギング成分が含まれているため、リンギング中の値が検出されることになる。

同様に、図１１において、タイミングｔｒｇ２ａ及びタイミングｔｒｇ１ｂでは直流電流Ｉｄｃから「−Ｉｗ」の相電流情報が得られる。一方、タイミングｔｒｇ１ａでは、直流電流Ｉｄｃにリンギング成分が含まれているため、リンギング中の値が検出されることになり、タイミングｔｒｇ２ｂでは直流電流は流れておらず“０Ａ”が検出されることになる。

そこで、実施の形態１のインバータ装置５０では、二相分の直流電流Ｉｄｃを検出するため、ＰＷＭ駆動信号補正部１０ａにおいて、ＰＷＭ駆動信号を補正する制御を行う。なお、ＰＷＭ駆動信号補正部１０ａは、直流電流Ｉｄｃを検出しない残りの制御周期区間を用いて、補正前後での１制御周期当たりの出力電圧ベクトルが同一になるように制御する。このようにすることで、制御周期当たりの出力電圧に含まれる誤差電圧を零もしくは零と見なせる制御を実施することができる。以下、１制御周期が１キャリア周期の場合の動作を例にとって説明する。

図１２は、ＰＷＭ駆動信号における補正前の状態が図３の場合において、キャリア立下り区間の半キャリア周期で直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報を検出可能にしたときの一例を示すタイミングチャートである。図１２では、図３に示したＷ相上アーム駆動信号ＷＰに対し、キャリア立下り区間におけるＷ相上アーム駆動信号ＷＰがＨ→Ｌとなる立下り部分を左側にｔｘ分シフトさせると共に、キャリア立上り区間におけるＷ相上アーム駆動信号ＷＰがＬ→Ｈとなる立上り部分も左側にシフトさせることにより、Ｈ幅を変更することなく、言い換えればＰＷＭ駆動信の立上りエッジと立下りエッジとの間の時間幅を維持して検出所要第１時間ｔｌｍ１を確保している。特に、図１２の例では、シフトさせる時間幅ｔｘは、Ｗ相上アーム駆動信号ＷＰがＨ→Ｌとなる立下り部分と、Ｖ相上アーム駆動信号ＶＰがＨ→Ｌとなる立下り部分との間の間隔が検出所要第１時間ｔｌｍ１となるようにすることで実現している。本補正によれば、補正前と補正後とで、Ｈ幅が変更されてないので、補正前後での１制御周期当たりの出力電圧ベクトルを同一とすることができる。なお、Ｗ相上アーム駆動信号ＷＰの全体を左側にｔｘ分シフトさせるのに合わせ、Ｗ相下アーム駆動信号ＷＮの全体も左側にｔｘ分シフトさせることは言うまでもない。他の方法例として、特許第５２３５８５１号公報の方法を用いることができる。

上記のようにＰＷＭ駆動信号を補正することにより、タイミングｔｒｇ１ｂでは直流電流Ｉｄｃから「−Ｉｗ」の相電流情報が得られ、タイミングｔｒｇ２ｂでは直流電流Ｉｄｃから「＋Ｉｕ」の相電流情報が得られる。今回の場合は、１制御周期中の誤差を零とすることができているが、ＰＷＭ駆動信号補正部１０ａによる補正前の状態が、図１３のようにＰＷＭ駆動信号が飽和しているような状態においては、検出所要第１時間ｔｌｍ１を確保することにより、補正前と補正後とで、出力電圧ベクトルに誤差が生じる。しかしながら、誤差が生じるのは、図１３の例のようにＰＷＭ駆動信号が飽和する高回転領域状態であり、また、ＰＷＭ駆動信号自体が飽和している状態であるため、補正前後での出力電圧ベクトルをほぼ同一であると見なすことができる。このことは、制御周期当たりの出力電圧に含まれる誤差電圧を零もしくは零と見なせることを意味する。

ところで、本実施の形態では、インバータ主回路３の各半導体スイッチング素子をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとし、還流ダイオードにＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを使用し、直流電圧検出回路６の出力に基づいてスイッチング素子を制御することとしている。この制御を行う際に、短絡防止時間ｔｄを設定可能な最小値である例えば２μｓとするとき、寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒに対する三相モータ４のモータ鉄損Ｗｍｉ、インバータ主回路３のインバータ損失Ｗｉｎｖ、及び、モータ鉄損Ｗｍｉとインバータ損失Ｗｉｎｖとの和の関係は、図１４のようになる。図１４において、横軸は寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒである。また、図１４の波形において、「Ｗｍｉ＋Ｗｉｎｖ」は、モータ鉄損Ｗｍｉとインバータ損失Ｗｉｎｖとの和を表している。

ここで、三相モータ４のモータ銅損Ｗｍｃは、図１４に示す逆回復時間ｔｒｒの領域では、影響をほとんど受けないため図示を省略している。このため、「Ｗｍｉ＋Ｗｉｎｖ」の波形における最小点がインバータ損失とモータ損失による合計損失を最小とする点である。図１４に示すように、インバータ損失とモータ損失による合計損失を最小にする点は、「ｔｄ／１００≦ｔｒｒ≦ｔｄ／１０」の範囲に存在する。

インバータ損失Ｗｉｎｖの中で、寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒの影響を受けるのは、図６及び図１０のように、寄生ダイオードの還流電流が流れるときに生じるスイッチング損失である。スイッチング素子のスイッチング損失には、ＭＯＳＦＥＴに生じるものと寄生ダイオードに生じるものとがある。何れのスイッチング損失も、逆回復時間ｔｒｒの値が小さい程低下する傾向にあるが、逆回復時間ｔｒｒが「ｔｄ／１００」に近い領域になると、逆回復時間ｔｒｒをより小さくすることによる損失改善効果は小さくなる。一方、逆回復時間ｔｒｒがｔｄ／１０以下の領域になると、寄生ダイオードの逆回復時の電流変化（ｄｉ／ｄｔ）の影響が大きくなり、直流電流Ｉｄｃに発生するリンギングの時間が大きくなる。そのため、検出所要第１時間ｔｌｍ１を大きく設定する必要が生じ、結果としてモータ鉄損が増加する。この点ついては、さらに図１５を参照して説明する。

図１５は、補正前のＰＷＭ駆動信号を用いて三相モータ４を駆動した場合の三相モータ４における電機子巻線磁束鎖交数ベクトル軌跡の一部を示した図である。図１５では、基本電圧ベクトルＶ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ７に対応する電機子巻線磁束鎖交数ベクトルをそれぞれΦ０（Ｖ０）、Φ１（Ｖ１）、Φ２（Ｖ２）、Φ７（Ｖ７）と表記している。図１５において、Δθは１キャリア周期当たりの電気角であり、四角で囲った区間Ａ−Ｏは、図３における１キャリア周期における区間Ａ−Ｏに対応し、当該区間Ａ−ＯでのＰＷＭ駆動信号に対応した電機子巻線磁束鎖交数ベクトルの軌跡を示している。ここで、Φ０（Ｖ０）とΦ７（Ｖ７）は大きさを持たないベクトルのため、点で示している。また、図１５において、破線で示す波形は、理想の円軌跡を示している。

図１５において、実線で示すベクトル軌跡を破線で示す理想的な円軌跡に近づける程、無駄な磁束の発生を抑えることができ、モータ鉄損を小さくすることができることを意味する。電機子巻線磁束鎖交数ベクトルΦは、各相巻線における磁束鎖交数の合成ベクトルであり、前述した基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に対応したベクトルとなる。三相モータ４の電機子巻線抵抗を無視すると、発生する電機子巻線磁束鎖交数ベクトルは、対応する電圧ベクトルに対してπ／２位相が遅れる。

図１６は、補正前のＰＷＭ駆動信号で駆動した場合の出力電圧ベクトルが小さいときにおける１キャリア周期分の電機子巻線磁束鎖交数ベクトル軌跡の部分拡大図である。図１６において、１キャリア周期区間（区間Ａ−Ｏ）の電機子巻線磁束鎖交数ベクトルはΦ０（Ｖ０）→Φ１（Ｖ１）＠ＡＨ→Φ２（Ｖ２）＠ＡＨ→Φ７（Ｖ７）→Φ２（Ｖ２）＠ＨＯ→Φ１（Φ１）＠ＨＯ→Φ０（Ｖ０）の順で変化する。図１６に示すベクトル軌跡の順序は、図３及び図１１に示したＰＷＭ駆動信号に対応している。ここで、前半のキャリア周期区間（区間ＡＨ）のベクトルであるか、後半のキャリア周期区間（区間ＨＯ）のベクトルであるかを識別するため、Φ１（Ｖ１）又はΦ２（Ｖ２）の後に「＠ＡＨ」又は「＠ＨＯ」を付加している。なお、大きさを持たないΦ０（Ｖ０）及びΦ７（Ｖ７）については、区間の表記を省略している。

前半のキャリア周期区間（区間ＡＨ）における「Φ０（Ｖ０）→Φ１（Ｖ１）＠ＡＨ→Φ２（Ｖ２）＠ＡＨ→Φ７（Ｖ７）」の領域と理想の円軌跡とで囲まれる第１面積と、後半のキャリア周期区間（ＨＯ区間）における「Φ７（Ｖ７）→Φ２（Ｖ２）＠ＨＯ→Φ１（Φ１）＠ＨＯ→Φ０（Ｖ０）」の領域と理想の円軌跡とで囲まれる第２面積とを比較すると、両者はほぼ同じ大きさとなっている。図１６の例では出力電圧ベクトルが小さく、Φ１（Ｖ１）＠ＡＨ、Φ１（Ｖ１）＠ＨＯ、Φ２（Ｖ２）＠ＡＨ、Φ２（Ｖ２）＠ＨＯの区間では、検出所要第１時間ｔｌｍ１を確保できていない場合を示している。

図１７は、補正後のＰＷＭ駆動信号を用いて駆動した場合の図１６に対応する電機子巻線磁束鎖交数ベクトル軌跡の部分拡大図である。図１７に示すベクトル軌跡は、図１２に示したＰＷＭ駆動信号に対応しており、Φ１（Ｖ１）＠ＨＯ及びΦ２（Ｖ２）＠ＨＯの区間において、検出所要第１時間ｔｌｍ１の確保が為されている。

図１６と図１７とを比較すると、タイミングＡ，Ｏの電機子巻線磁束鎖交数ベクトルの位置は一致しており、制御周期の平均磁束鎖交数としては同じであることが分かる。また、図１６と図１７とを比較すると、電機子巻線磁束鎖交数ベクトルは同じ順序で変化している。一方、前半のキャリア周期区間（区間ＡＨ）における「Φ０（Ｖ０）→Φ１（Ｖ１）＠ＡＨ→Φ２（Ｖ２）＠ＡＨ→Φ７（Ｖ７）」の領域と理想の円軌跡とで囲まれる第１面積と、後半のキャリア周期区間（ＨＯ区間）における「Φ７（Ｖ７）→Φ２（Ｖ２）＠ＨＯ→Φ１（Φ１）＠ＨＯ→Φ０（Ｖ０）」の領域と理想の円軌跡とで囲まれる第２面積とを比較すると、図１７では第２面積の方が大きく、面積のバランスが崩れている。また、第１面積と第２面積との和を図１６と図１７とで比較すると、図１７の方がより大きくなっている。このように、ＰＷＭ駆動信号補正部１０ａによる補正を行うことで、補正前よりも理想の円軌跡から外れた状態となることが分かる。また、このことは、検出所要第１時間ｔｌｍ１が大きくなると、モータ鉄損が増加することを意味している。

図１８は、実施の形態１のインバータ装置５０におけるキャリア周波数に対するモータ鉄損Ｗｍｉとインバータ損失Ｗｉｎｖとの和の特性を示した図である。図１８において、「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ＋寄生ダイオード」とあるのが本実施の形態で使用するスイッチング素子の特性であり、「Ｓｉ−ＩＧＢＴ＋Ｓｉ−ＦＲＤ」は比較のために示している。Ｓｉ−ＩＧＢＴ（Ｓｉ：Ｓｉｌｉｃｏｎ、ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）は、空気調和機１１０の圧縮機２０を駆動するインバータ主回路に主流で使われているスイッチング素子である。また、Ｓｉ−ＦＲＤ（Ｓｉ：Ｓｉｌｉｃｏｎ、ＦＲＤ：Ｆａｓｔ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｄｉｏｄｅ）は、当該インバータ主回路に主流で使われている還流ダイオードである。

図１８において、「Ｓｉ−ＩＧＢＴ＋Ｓｉ−ＦＲＤ」の場合は、キャリア周波数ｆｃ１＝５ｋＨｚ前後に「モータ鉄損Ｗｍｉ＋インバータ損失Ｗｉｎｖ」における最小点が存在している。一方、「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ＋寄生ダイオード」の場合は、キャリア周波数がより高いｆｃ２に最小点が存在する。最小点を与えるｆｃ２の範囲は、６ｋＨｚ〜１８ｋＨｚである。ここで「Ｓｉ−ＩＧＢＴ＋Ｓｉ−ＦＲＤ」の最小点と「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ＋寄生ダイオード」の最小点とを比較すると、後者の方が小さい。これは、「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ＋寄生ダイオード」の構成にすることで、導通損失が低く抑えられると共に、半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のＯＮ又はＯＦＦに伴うスイッチング損失も低く抑えられる。また、寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒを「（ｔｄ／１００）≦ｔｒｒ≦（ｔｄ／１０）」となるように設定することで直流電流Ｉｄｃに生じるリンギング時間が抑えられるので、キャリア周波数を高くすることにより電機子巻線磁束鎖交数ベクトルをより理想の円軌跡に近づけることができ、モータ鉄損の減少分による改善効果が得られるからである。

以上のように、実施の形態１に係るインバータ装置５０によれば、直流母線を成す正側直流母線と負側直流母線との間に配置された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列に接続された一対の半導体スイッチング素子を複数用いて直流電力を三相交流電力に変換するインバータ主回路と、直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出回路と、直流電流検出回路により検出された直流電流に基づいてインバータ主回路を制御するＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部と、を備え、複数の半導体スイッチング素子のそれぞれにワイドバンドギャップ半導体素子を使用し、複数のワイドバンドギャップ半導体素子におけるそれぞれの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用し、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止時間をｔｄとするときに、寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒが、（ｔｄ／１００）≦ｔｒｒ≦（ｔｄ／１０）の特性となる半導体スイッチング素子を設定しているので、シャント抵抗が出力する電圧パルスのパルス幅に依らずに適切な逆回復時間の還流ダイオードが備えられ、制御周期当たりの出力電圧に含まれる誤差電圧を零もしくは零と見なせる制御方式を選択することができ、インバータ主回路の制御性を向上させることができる。また、モータ出力電圧の誤差電圧によって安定して運転できる最低回転数に制約が生じることはないので、本手法を空気調和機１１０の圧縮機駆動に適用しても圧縮機をＯＮ及びＯＦＦの回数が増えることはなく、空調の快適性を維持できる。さらに、寄生ダイオードに適切な逆回復時間の特性のものを設定することで、より高効率なインバータ装置５０を得られる。特に本発明を空気調和機１１０の圧縮機駆動に適用した場合には大きな省エネ効果が得られる。

また、実施の形態１の構成において、キャリア周波数を６ｋＨｚ〜１８ｋＨｚの範囲に設定することで、キャリア周波数を高くすることにより、電機子巻線磁束鎖交数ベクトルをより理想の円軌跡に近づけることができ、モータ鉄損の減少分による改善効果が得られるので、より高効率なインバータ装置５０を得られる。

また、Ｉｄｃ検出対象相間間隔の検出所要時間を検出所要第１時間ｔｌｍ１に固定することで、簡単な処理でＰＷＭ駆動信号の補正処理を実現することができる。

実施の形態２．
上述した実施の形態１では、Ｉｄｃ検出対象相間間隔の検出所要時間を検出所要第１時間ｔｌｍ１に固定していた。実施の形態２では、Ｉｄｃ検出対象相間間隔の検出所要時間を各相電流の極性に基づいて切り替える場合について説明する。

前述したように、図３におけるＶＰとＶＮとの短絡防止時間ｔｄが設定されている区間Ｄ−Ｅ及び区間Ｋ−Ｌには、直流電流Ｉｄｃに「−Ｉｗ」の相電流情報が現れ、図１１の同区間には「＋Ｉｕ」の相電流情報が現れる。また、図３におけるタイミングＤの直後、及び図１１におけるタイミングＫの直後には、寄生ダイオードの逆回復電流による直流電流Ｉｄｃのリンギングの発生はない。そのため、図３の区間Ｄ−Ｆ及び区間Ｊ−Ｌ、並びに、図１１の区間Ｃ−Ｅ及び区間Ｋ−Ｍの検出所要時間を、実施の形態１で説明した検出所要第１時間ｔｌｍ１未満に設定することができる。具体的に説明すると、実施の形態１では、検出所要時間を「ｔｄ＋ｔｒｎｇ＋ｔｓｈ＋ｔｅｔｃ」に設定していた。一方、実施の形態２の制御においては、図３の区間Ｊ−Ｌ及び図１１の区間Ｃ−Ｅでは、短絡防止時間ｔｄを回避しなくてもよいので、検出所要時間を決める時間要素の中から「ｔｄ」を除外できる。よって、この区間の検出所要時間を「ｔｒｎｇ＋ｔｓｈ＋ｔｅｔｃ」に設定することができる。以下、この時間を「検出所要第２時間」と呼び、「ｔｌｍ２」で表す。

また、実施の形態２の制御において、図３の区間Ｄ−Ｆ及び図１１の区間Ｋ−Ｍでは、直流電流Ｉｄｃにおけるリンギングの発生が生じない区間であることが分かっているので、前記検出所要時間を決める時間要素の中から「ｔｒｎｇ」を除外できる。さらに、「ｔｄ＞ｔｅｔｃ」を前提に、前記検出所要時間を決める時間要素の中から「ｔｅｔｃ」を除外できる。これらにより、この区間の検出所要時間を「ｔｄ＋ｔｓｈ」に設定することができる。以下、この時間を「検出所要第３時間」と呼び、「ｔｌｍ３」で表す。なお、検出所要第１時間ｔｌｍ１、検出所要第２時間ｔｌｍ２及び検出所要第３時間ｔｌｍ３との間には、「ｔｌｍ１＞ｔｌｍ２＞ｔｌｍ３」の関係がある。

図３の場合は「Ｉｕ＞０、Ｉｖ＜０、Ｉｗ＜０」の状態であり、図１１の場合は「Ｉｕ＞０、Ｉｖ＞０、Ｉｗ＜０」の状態である。ここで、３つの相電流の内で１つの相電流だけ正となるときは図３のような直流電流波形となり、１つの相電流だけ負となるときは図１１のような直流電流波形となる。つまり、各相電流の極性に基づいて、上記のように検出所要時間を切り替えることで、Ｉｄｃ検出対象相間間隔を必要最小限の制限値で補正すればよくなる。

図１９は、図３の状態における直流電流Ｉｄｃの検出タイミング、すなわちＡ／Ｄ変換器８にトリガをかけるタイミングを各相電流の極性に基づいて設定した場合の一例を示すタイミングチャートであり、図２０は、図１１の状態における直流電流Ｉｄｃの検出タイミングを各相電流の極性に基づいて設定した場合の一例を示すタイミングチャートである。図１９の場合は、図３の「ｔｒｇ２ａ」のタイミングを「ｔｒｇ２ａ’」に変更し、「ｔｒｇ１ｂ」のタイミングを「ｔｒｇ１ｂ’」のタイミングに変更している。また、図２０の場合は、図１１の「ｔｒｇ１ａ」のタイミングを「ｔｒｇ１ａ’」に変更し、「ｔｒｇ２ｂ」のタイミング」を「ｔｒｇ２ｂ’」に変更している。

ここで、図１９及び図２０の基準タイミングのそれぞれを、図３及び図１１と同様にパルスのＨ幅が中間となる上アーム駆動信号の立上りエッジもしくは立下りエッジとすると、図１９の「ｔｒｇ２ａ’」のタイミングは、基準タイミングであるＶＰの立上りエッジ）であり、図１９の「ｔｒｇ１ｂ’」のタイミングは基準タイミングであるＶＰの立下りエッジから「ｔｄ−ｔｓｈ」後のタイミングである。また、図２０の「ｔｒｇ１ａ’」のタイミングは、基準タイミングであるＶＰの立上りエッジから「ｔｓｈ」前のタイミングであり、図２０の「ｔｒｇ２ｂ’」は、基準タイミングであるＶＰの立下りエッジから「ｔｄ」後のタイミングである。

以上のように、各相電流の極性に基づいて検出所要時間を切り替え、それに適応した直流電流Ｉｄｃの検出タイミングを設定することで、図３及び図１１のときのようにＰＷＭ駆動信号補正部による補正前のＰＷＭ駆動信号の状態のままでも１制御周期中に直流電流から二相分の相電流情報を検出できる割合が増える。これにより、モータ鉄損の増加を抑制できることができ、より高効率化を図ることができる。

また、３つの相電流の内１つの相電流だけ正となるときは、直流電流を検出する区間をキャリア立上り区間とし、１つの相電流だけ負となるときは、直流電流を検出する区間をキャリア立下り区間とすることで、ＰＷＭ駆動信号補正部による補正前のＰＷＭ駆動信号の状態のままでも１制御周期中に直流電流から二相分の相電流情報を検出できる割合をより増やすことができる。これにより、よりモータ鉄損の増加を抑制できることができ、さらに高効率化を図ることができる。

本実施の形態では、三角波キャリアを用いたＰＷＭ駆動信号生成について説明しているが、のこぎり波キャリアなど他のキャリアにおいても同様なＰＷＭ駆動信号生成を生成できる場合は、これに限定されるものではないことは言うまでもない。

なお、本発明は記載の実施例に制限されるものではなく、本発明の範囲から逸脱せずに代替案及び細かな改良を想像したり、均等な手段を使用したりすることができることは言うまでもない。

１ 交流電源、２ コンバータ回路、３ インバータ主回路、４ 三相モータ、４ａ 固定子、４ｂ 永久磁石回転子、５ 直流電流検出回路、５ａ シャント抵抗、５ｂ 増幅器、６ 直流電圧検出回路、７ インバータ制御部、８，９ Ａ／Ｄ変換器、１０ ＰＷＭ駆動信号生成部、１０ａ ＰＷＭ駆動信号補正部、２０ 圧縮機、３０ 冷媒配管、３１ 四方弁、３２−１ 室外熱交換器、３２−２ 室内熱交換器、３３ 膨張弁、５０ インバータ装置、１００ モータ駆動システム、１１０ 空気調和機、２００ ＣＰＵ、２０２ メモリ、２０４ インタフェース、Ｐ 正側直流母線、Ｎ 負側直流母線、ＳＷ１〜ＳＷ６ 半導体スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６ 還流ダイオード。

Claims (11)

1. 直流母線から供給される直流電力を交流電力に変換して三相モータを駆動するインバータ装置であって、
   前記インバータ装置は、
   前記直流母線を成す正側直流母線と負側直流母線との間に配置された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列に接続された一対の半導体スイッチング素子を複数用いて前記直流電力を三相交流電力に変換するインバータ主回路と、
   前記直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出回路と、
   前記直流電流検出回路により検出された直流電流に基づいて前記インバータ主回路を制御するＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部と、
   を備え、
   複数の前記半導体スイッチング素子のそれぞれにワイドバンドギャップ半導体素子を使用し、複数の前記ワイドバンドギャップ半導体素子におけるそれぞれの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用し、
   前記上アームスイッチング素子と前記下アームスイッチング素子との短絡防止時間をｔｄとするときに、前記寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒが、（ｔｄ／１００）≦ｔｒｒ≦（ｔｄ／１０）の特性となるように設定する
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記インバータ制御部は、１制御周期中に前記直流電流から二相分の相電流情報を検出するために前記ＰＷＭ駆動信号に補正を加える信号補正部を備え、
   前記信号補正部は、補正前後での１制御周期中当たりの出力電圧ベクトルが同一になるように制御することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記信号補正部は、前記直流電流を検出するタイミングにおけるＰＷＭ駆動信号の立上りエッジもしくは立下りエッジの相関間隔を検出所要時間確保するように補正し、その検出所要時間を、前記短絡時間と、前記半導体スイッチング素子のスイッチングに起因するリンギング時間と、前記直流電流を検出するためのサンプルホールド時間とを加算した時間以上の時間に設定する
   ことを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記インバータ制御部は、キャリアの１制御周期中において、前記検出所要時間を固定することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
5. 前記信号補正部は、前記短絡時間と、前記半導体スイッチング素子のスイッチングに起因するリンギング時間と、前記直流電流を検出するためのサンプルホールド時間とを加算した時間を少なくとも確保した検出所要第１時間と、前記リンギング時間と、前記サンプルホールド時間とを加算した時間を少なくとも確保した検出所要第２時間と、前記短絡時間と、前記サンプルホールド時間とを加算した時間を少なくとも確保した検出所要第３時間とを保持し、前記直流電流を検出するタイミングにおけるＰＷＭ駆動信号の立上りエッジもしくは立下りエッジの相関間隔の検出所要時間を各相電流の極性に基づき、前記検出所要第１時間、前記検出所要第２時間及び前記検出所要第３時間の内の何れかに切り替えることを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
6. 前記インバータ制御部は、前記二相分の直流電流を検出する区間を、１制御周期毎に各相電流の極性に基づいてキャリア立上り区間及びキャリア立下り区間の内の何れかに切り替えることを特徴とする請求項５に記載のインバータ装置。
7. 前記インバータ制御部は、前記１制御周期毎の半キャリア周期中に前記二相分の相電流情報を検出することを特徴とする請求項２から６の何れか１項に記載のインバータ装置。
8. 前記ＰＷＭ駆動信号のキャリア周波数を６ｋＨｚから１８ｋＨｚの範囲内に設定することを特徴とする請求項１から７の何れか１項に記載のインバータ装置。
9. 複数の前記半導体スイッチング素子のそれぞれはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１から８の何れか１項に記載のインバータ装置。
10. 請求項１から９の何れか１項に記載のインバータ装置は、前記インバータ主回路から出力される三相交流電力によって駆動される永久磁石電動機を搭載した圧縮機に接続されていることを特徴とする圧縮機駆動装置。
11. 請求項１０に記載の圧縮機駆動装置を備えたことを特徴とする空気調和機。

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