JP2021093806A - 回転電機の駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な制御でシステム損失を増やすことなく、インバータを構成する上アームスイッチと下アームスイッチにおける損失の不均衡を改善する技術を提供する。【解決手段】駆動装置１０は、回転電機の巻線の一端に相ごとに接続された上下のアームスイッチを備える第１インバータＩＮＶ１と、巻線の他端に相ごとに接続された上下のアームスイッチを備える第２インバータＩＮＶ２と、高電位接続線Ｌａと、低電位接続線Ｌｂとを含み、回転電機のＨ駆動が可能な駆動回路１１と、各インバータを交互に作動させる非対称スイッチング制御を実行可能な制御部１２とを備える。対となる上下のアームスイッチにおける一方は、非対称スイッチング制御時に導通損失が高い高損失スイッチであり、他方は導通損失が低い低損失スイッチである。少なくとも１対の上下のアームスイッチにおいて高損失スイッチは低損失スイッチよりもオン抵抗が低い。【選択図】 図１

Description

本発明は、複数相に対応する複数の巻線を有する回転電機に適用される、回転電機の駆動装置に関する。

２つのインバータを含み、回転電機のＨ駆動が可能に構成された駆動回路を備える、回転電機の駆動装置が知られている。特許文献１には、３相の巻線を備える回転電機において、各相の巻線を２つのインバータ（Ｈブリッジインバータ）で駆動する駆動回路が記載されている。

特開２０１７−９３０７７号公報

回転電機のＨ駆動が可能に構成された駆動回路においては、２つのインバータを交互にＰＷＭ制御する交互ＰＷＭ駆動が知られている。交互ＰＷＭ駆動では、２つのインバータのうち一方においてはＰＷＭ制御を実行し、他方においてはＰＷＭ制御を実行しない。２つのインバータのうち、ＰＷＭ制御を実行中ではない側のインバータでは、対となる上アームスイッチと下アームスイッチのうちのいずれか一方のスイッチにおける導通損失が、他方のスイッチにおける導通損失よりも高くなる。このような対となる上アームスイッチと下アームスイッチにおける損失の不均衡により、損失の高い側のスイッチにおいてより発熱量が高くなり、素子の劣化や温度破壊等が不均衡に進行することが懸念される。

特許文献１では、上記の損失の不均衡を改善するために、所定の条件下で２つのインバータの上アームスイッチと下アームスイッチとを同様にＰＷＭ制御するＰＤ−ＰＷＭ（Ｐｈａｓｅ Ｄｉｓｐｏｓｉｔｉｏｎ ＰＷＭ）制御を実行する。しかしながら、特許文献１のＰＤ−ＰＷＭ制御では、上記の導通損失の不均衡を改善される一方でシステム損失が増加することが懸念される。また、複雑な位相制御が要求され、位相制御にずれが生じるとトルクリプルの発生が懸念される。

上記に鑑み、本発明は、簡易な制御でシステム損失を増やすことなく、インバータを構成する上アームスイッチと下アームスイッチにおける損失の不均衡を改善する技術を提供することを目的とする。

本発明は、複数相に対応する複数の巻線を有する回転電機に適用される、回転電機の駆動装置を提供する。この駆動装置は、直流電源に接続され、前記巻線の一端に相ごとに接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチを備える第１インバータと、前記巻線の他端に相ごとに接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチを備える第２インバータと、前記第１インバータの直流高電位側と前記第２インバータの直流高電位側とを接続する高電位接続線と、前記第１インバータの直流低電位側と前記第２インバータの直流低電位側とを接続する低電位接続線と、を含み、前記回転電機のＨ駆動が可能な駆動回路と、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの開閉を制御することにより前記第１インバータと前記第２インバータとを交互に作動させる非対称スイッチング制御を実行可能な制御部と、を備える。対となる前記上アームスイッチと前記下アームスイッチにおける一方のスイッチは、前記非対称スイッチング制御時に導通損失が高くなる側である高損失スイッチであり、他方のスイッチは、前記非対称スイッチング制御時に導通損失が低くなる側である低損失スイッチである。少なくとも１対の前記上アームスイッチと前記下アームスイッチにおいて、前記高損失スイッチは、前記低損失スイッチよりもオン抵抗が低いスイッチング素子である。

本発明に係る駆動装置では、上アームスイッチ及び下アームスイッチの開閉を制御することにより第１インバータと第２インバータとを交互に作動させる非対称スイッチング制御を実行する際に、対となる上アームスイッチと下アームスイッチのうち、一方は、非対称スイッチング制御における非作動時に導通損失が高くなる側である高損失スイッチとなり、他方は、導通損失が低くなる側である低損失スイッチとなり得る。本発明に係る駆動装置では、少なくとも１対の上アームスイッチと下アームスイッチにおいて、高損失スイッチは、低損失スイッチよりもオン抵抗が低いスイッチング素子が用いられるように、各スイッチとして用いられるスイッチング素子が選定されている。導通損失の高い高損失スイッチとして、オン抵抗が低いスイッチング素子が用いられるため、導通損失が低減されて、高損失スイッチにおける損失が低減される。このため、高損失スイッチと低損失スイッチとの間の損失の不均衡が改善される。言い換えると、上アームスイッチと下アームスイッチとの間の損失の不均衡が改善される。その結果、簡易な制御でシステム損失を増やすことなく、インバータを構成する上アームスイッチと下アームスイッチにおける損失の不均衡を改善することができる。

実施形態に係る回転電機の駆動装置。 回転電機をＨ駆動する際の非対称スイッチング制御の一例としての交互ＰＷＭ駆動の駆動パターンを示す図。 図2に示す交互ＰＷＭ駆動時の電流経路を示す図。 図１の駆動装置においてスイッチとして用いられる半導体素子のオン抵抗を示す図。 図１の駆動装置におけるスイッチの損失を示す図。 変形例に係る交互ＰＷＭ駆動の駆動パターンを示す図。 回転電機をＹ駆動する際の各スイッチの制御例を示す図。

（第１実施形態）
図１に、回転電機の駆動制御を実行する駆動装置１０を示す。回転電機は、Ｕ相巻線Ｕと、Ｖ相巻線Ｖと、Ｗ相巻線Ｗとを備えている。駆動装置１０は、駆動回路１１と、制御部１２と、直流電源ＶＤＣとを備えている。駆動回路１１は、第１インバータＩＮＶ１と、第２インバータＩＮＶ２と、高電位接続線Ｌａと、低電位接続線Ｌｂと、接続線スイッチＳＣとを備えている。

第１インバータＩＮＶ１は、直流電源ＶＤＣに接続されており、回転電機のＵ相巻線Ｕの一端に接続された上アームスイッチＳＵ１ａ及び下アームスイッチＳＵ１ｂと、Ｖ相巻線Ｖの一端に接続された上アームスイッチＳＶ１ａ及び下アームスイッチＳＶ１ｂと、Ｗ相巻線Ｗの一端に接続された上アームスイッチＳＷ１ａ及び下アームスイッチＳＷ１ｂとを備える。

第２インバータＩＮＶ２は、直流電源ＶＤＣに接続されており、回転電機のＵ相巻線Ｕの他端に接続された上アームスイッチＳＵ２ａ及び下アームスイッチＳＵ２ｂと、Ｖ相巻線Ｖの他端に接続された上アームスイッチＳＶ２ａ及び下アームスイッチＳＶ２ｂと、Ｗ相巻線Ｗの他端に接続された上アームスイッチＳＷ２ａ及び下アームスイッチＳＷ２ｂとを備える。

高電位接続線Ｌａは、第１インバータＩＮＶ１の直流高電位側と第２インバータＩＮＶ２の直流高電位側とを接続する配線である。低電位接続線Ｌｂは、第１インバータＩＮＶ１の直流低電位側と前記第２インバータの直流低電位側とを接続する。

第１インバータＩＮＶ１において、各相の上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａの高電位側端子は直流電源ＶＤＣの正極端子に接続され、各相の下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂの低電位側端子は直流電源ＶＤＣの負極端子に接続されている。上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａ及び下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂは、それぞれ半導体スイッチング素子である。より具体的には、上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａは、炭化ケイ素（ＳｉＣ）を材料とするＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂは、シリコンを材料とする、逆並列に接続された還流ダイオードを有するＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。

第２インバータＩＮＶ２において、各相の上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａの高電位側端子は高電位接続線Ｌａに接続され、各相の下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂの低電位側端子は低電位接続線Ｌｂに接続されている。上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａ及び下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂは、それぞれ半導体スイッチング素子である。より具体的には、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａは、ＳｉＣを材料とする、ＭＯＳＦＥＴである。下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂは、シリコンを材料とする、逆並列に接続された還流ダイオードを有するＩＧＢＴである。

第１インバータＩＮＶ１において、各相の上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａと下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂとの間の中間点には、それぞれ、巻線Ｕ、Ｖ、Ｗの一端（第２インバータＩＮＶ２と接続されていない一端）が接続されている。第２インバータＩＮＶ２において、各相の上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａと下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂとの間の中間点には、それぞれ、巻線Ｕ、Ｖ、Ｗの一端（第１インバータＩＮＶ１と接続されていない一端）が接続されている。

接続線スイッチＳＣは、高電位接続線Ｌａに設けられており、高電位接続線Ｌａを導通または遮断することにより、第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２とを導通または遮断する。接続線スイッチＳＣが閉状態（オン状態）の場合には、駆動回路１１は、Ｈブリッジ回路として利用することができ、回転電機のＨ駆動が可能となる。

接続線スイッチＳＣが開状態（オフ状態）の場合には、駆動回路１１によって回転電機のＹ駆動が可能となる。例えば、第２インバータＩＮＶ２の全ての上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａを閉状態とするとともに全ての下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂを開状態とすることにより、回転電機のＹ駆動が可能となる。すなわち、回転電機のＵ相巻線Ｕと、Ｖ相巻線Ｖと、Ｗ相巻線ＷとをＹ結線で接続することができる。この場合、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａは、Ｙ結線（星形結線）の中性点を構成する中性点構成スイッチに相当する。

制御部１２は、ＣＰＵや各種メモリからなるマイコンを備えており、回転電機における各種の検出情報や、力行駆動及び発電の要求に基づいて、第１インバータＩＮＶ１および第２インバータＩＮＶ２における各スイッチの開閉（オンオフ）により通電制御を実施する。回転電機の検出情報には、例えば、レゾルバ等の角度検出器により検出される回転子の回転角度（電気角情報）や、電圧センサにより検出される電源電圧（インバータ入力電圧）、電流センサにより検出される各相の通電電流が含まれる。制御部１２は、さらに、接続線スイッチＳＣの開閉を制御する。制御部１２は、第１インバータＩＮＶ１および第２インバータＩＮＶ２の各スイッチおよび接続線スイッチＳＣを操作する操作信号を生成して出力する。

図２は、制御部１２による第１インバータＩＮＶ１および第２インバータＩＮＶ２のスイッチ制御の一例を示す図である。より具体的には、接続線スイッチＳＣを閉状態に制御して回転電機をＨ駆動する際の駆動例として、交互ＰＷＭ駆動を実行する場合の駆動パターンを示している。交互ＰＷＭ駆動は、第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２とを交互に作動させる非対称スイッチング制御の一例である。

図２に示す交互ＰＷＭ駆動においては、期間Ｔ１と期間Ｔ２とによってＵ相電圧ＵＶの波形の１周期が構成されている。Ｕ相電流ＵＩは、Ｕ相電圧ＵＶに対して位相が９０°遅れている。期間Ｔ１において第１インバータＩＮＶ１側では、ＰＷＭ制御を実行し、第２インバータＩＮＶ２側では、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａを閉状態かつ下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂを開状態に固定する。期間Ｔ２において第２インバータＩＮＶ２側では、ＰＷＭ制御を実行し、第１インバータＩＮＶ１側では、上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａを閉状態かつ下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂを開状態に固定する。交互に期間Ｔ１と期間Ｔ２の制御が実行される。

図３には、期間Ｔ１において駆動回路１１に流れる電流経路を太線で示している。期間Ｔ１において、Ｕ相電流が負電流である場合には、図３に矢印で示す方向に電流が流れ、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａのＭＯＳＦＥＴに電流が流れる。Ｕ相電流が正電流である場合には、図３に矢印で示す方向とは逆方向に電流が流れ、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａのダイオードに電流が流れる。期間Ｔ１ごとに周期的に上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａに電流が流れる一方で、期間Ｔ１においては下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂには電流が流れないという状態が繰り返される。このため、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａにおける発熱量は、下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂにおける発熱量よりも大きくなる。

図２，３に示すように、交互ＰＷＭ制御を実行する際に、第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２のうち、ＰＷＭ制御をしていない側のインバータ（例えば第２インバータＩＮＶ２）では、上アームスイッチ（例えば、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａ）は閉状態に制御されて電流が流れ、下アームスイッチ（例えば、下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂ）は開状態に制御されて電流が流れない。このため、上アームスイッチにおいては、導通損失が生じ、下アームスイッチでは、導通損失が生じない。導通損失により、上アームスイッチにおける発熱量は、下アームスイッチにおける発熱量よりも大きくなる。

図４は、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を示す図である。縦軸はコレクタ電流Ｉｃまたはドレイン電流Ｉｄを示しており、横軸は、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅまたはドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを示している。参照番号２１，２２，２３は、それぞれ、炭化ケイ素（ＳｉＣ）を材料とするＭＯＳＦＥＴ，シリコン（Ｓｉ）を材料とするＭＯＳＦＥＴ、シリコンを材料とするＩＧＢＴを示している。参照番号２１，２２にしめすように、ＭＯＳＦＥＴでは、零ボルト程度の低電位領域から線形のオン抵抗特性を有し、順方向通電層にｐｎ接合を含むＩＧＢＴ（参照番号２３）よりもオン抵抗が低くなる。また、参照番号２１，２２に示すように、シリコンを材料とするＭＯＳＦＥＴよりも、ＳｉＣを材料とするＭＯＳＦＥＴの方がオン抵抗が低くなる。

図５は、ＩＧＢＴを、よりオン抵抗の低いＭＯＳＦＥＴに置き換えた場合の損失の変化をシミュレーションにより算出した結果を示す図である。参照番号３１〜３４は、それぞれ、順方向導通損失、逆方向導通損失、スイッチング損失、リカバリ損失を示している。図５の左側から、（１）上アームスイッチＳＵ１ａとしてＩＧＢＴを用いた場合、（２）上アームスイッチＳＵ１ａとしてＭＯＳＦＥＴを用いた場合、（３）下アームスイッチＳＵ１ｂとしてＩＧＢＴを用いた場合を示している。なお、（１）と（３）に用いたＩＧＢＴは同じ半導体素子であり、図４に示す参照番号２３の半導体素子に相当する。（２）に用いたＭＯＳＦＥＴは、図４に示す参照番号２１の半導体素子に相当し、（１）および（３）のＩＧＢＴよりもオン抵抗が低い。

図５に示すように、上アームスイッチＳＵ１ａとしてＩＧＢＴを用いた場合（１）には、同様にＩＧＢＴを下アームスイッチＳＵ１ｂとして用いた場合（３）よりも、主として参照番号３１，３２に示す順方向および逆方向の導通損失が高くなることにより、全体の損失が高くなっている。双方ともＩＧＢＴを用いた場合には、上アームスイッチＳＵ１ａにおける全損失が下アームスイッチＳＵ１ｂにおける全損失より高くなる。

これに対して、上アームスイッチＳＵ１ａとしてＭＯＳＦＥＴを用いた場合（２）には、（１）に示す場合と比較して、参照番号３１，３２に示す順方向および逆方向の導通損失が低減されている。上アームスイッチＳＵ１ａを、ＩＧＢＴから、よりオン抵抗の低いＭＯＳＦＥＴに置き換えることにより、導通損失の１／４程度を低減することができ、上アームスイッチＳＵ１ａにおける全損失を、下アームスイッチＳＵ１ｂにおける全損失と同程度に低減できることが分かった。その結果、上アームスイッチＳＵ１ａにおける全損失と下アームスイッチＳＵ１ｂにおける全損失との不均衡を改善できることが分かった。

上記のとおり、第１実施形態によれば、第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２とを交互に作動させる非対称スイッチング制御として、交互ＰＷＭ制御を実行する際に、ＰＷＭ制御されていない側のインバータにおいて、上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａ，ＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａは導通損失が高くなる側である高損失スイッチとなり、下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂ，ＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂは導通損失が低くなる側である低損失スイッチとなる。駆動装置１０では、上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａ，ＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａとしてＭＯＳＦＥＴが用いられる一方、下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂ，ＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂとしてはＩＧＢＴが用いられ、このＭＯＳＦＥＴは、下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂ，ＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂに用いられるＩＧＢＴよりもオン抵抗が低い。導通損失が高くなる高損失スイッチとなる上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａ，ＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａとして、よりオン抵抗が低いＭＯＳＦＥＴが用いられることにより、ＩＧＢＴを用いる場合よりも導通損失を低減することができる。その結果、図５に示すように、対となる上アームスイッチにおける全損失と下アームスイッチにおける全損失との不均衡を改善できる。

なお、第１実施形態では、高損失スイッチに用いられる比較的オン抵抗の低いスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを例示し、低損失スイッチに用いられる比較的オン抵抗の高いスイッチング素子としてＩＧＢＴを例示して説明したが、これに限定されない。高損失スイッチに用いられるスイッチング素子は、低損失スイッチに用いられるスイッチング素子よりもオン抵抗が低いものであればよい。半導体素子をスイッチング素子として用いる場合には、半導体素子の素子構造、材料、素子サイズなどを適宜選択することにより、高損失スイッチを低損失スイッチよりも低オン抵抗にすることができる。

例えば、素子構造としては、高損失スイッチとして、ユニポーラ半導体素子を用い、低損失スイッチとしてバイポーラ半導体素子を用いてもよい。ユニポーラ半導体素子は、順方向通電層が同じ導電型の半導体層（例えばｎ層）のみから構成されるため、図４に示すように零ボルト程度の低電位領域から線形のオン抵抗特性を有し、順方向通電層にｐｎ接合を含むバイポーラ半導体素子よりもオン抵抗が低くなる。さらに、高損失スイッチとしては、逆方向導通時の同期整流が可能なユニポーラ半導体素子を用いることが好ましい。このようなユニポーラ素子は逆方向導通時にゲート端子にオン信号を入力することにより、ボディダイオードを介さずに逆方向通電ができるため、零ボルト程度の低電位領域から線形のオン抵抗特性を有し、さらにオン抵抗が低くなる。逆方向導通時の同期整流が可能なユニポーラ半導体素子としては、ＭＯＳＦＥＴを例示することができる。

例えば、半導体素子の材料について、高損失スイッチとして、シリコンよりもバンドギャップが広い半導体を材料とする半導体素子を用い、低損失スイッチとしてシリコンを材料とする半導体素子を用いてもよい。よりバンドギャップが広い半導体を材料とすることにより、オン抵抗を低減することができる。シリコンよりもバンドギャップが広い半導体としては、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）等を例示することができる。バンドギャップが広い半導体は、絶縁破壊強度が高く、半導体素子の素子厚（導通方向の厚み）を薄くすることができるため、オン抵抗を低減することができる。

また、高損失スイッチは、低損失スイッチよりも素子サイズが大きい半導体素子であってもよい。素子サイズが大きいとは、半導体素子の導通方向に略垂直な面が大きいことを意味する。半導体素子の素子サイズを大きくすることにより電流密度が低くなるため、オン抵抗を低減することができる。

また、高損失スイッチは、低損失スイッチよりも、導通方向の素子厚が薄い半導体素子であってもよい。縦型のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴにおいては、導通方向の素子厚を薄くすると導通距離が短くなるため、オン抵抗を低減することができる。

（変形例）
図６に示すように、交互ＰＷＭ制御においては、第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２について、ＰＷＭ制御を実行する順序を逆にしても、同様のＵ相電圧ＶＵの波形およびＵ相電流ＩＵの波形を得ることができる。図６に示す交互ＰＷＭ制御では、Ｕ相電圧ＶＵおよびＵ相電流ＩＵの波形は図２と同様であるが、期間Ｔ１と期間Ｔ２との順序が入れ替わっている。

なお、図６に示す交互ＰＷＭ駆動においても、図２と同様に、期間Ｔ１においては、第１インバータＩＮＶ１側では、ＰＷＭ制御が実行され、第２インバータＩＮＶ２側では、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａを開状態かつ下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂを閉状態に固定する。期間Ｔ２においては、第２インバータＩＮＶ２側では、ＰＷＭ制御が実行され、第１インバータＩＮＶ１側では、上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａを開状態かつ下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂを閉状態に固定する。交互に期間Ｔ１と期間Ｔ２の制御が実行される。

図６に示す交互ＰＷＭ制御を実行する際には、第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２のうち、ＰＷＭ制御をしていない側のインバータでは、上アームスイッチは開状態に制御されて電流が流れず、下アームスイッチは閉状態に制御されて電流が流れる。このため、下アームスイッチにおいては、導通損失が生じ、上アームスイッチでは、導通損失が生じない。

このため、図６に示す交互ＰＷＭ制御を実行する場合には、図１に示す駆動装置１０において、下アームスイッチとして、上アームスイッチよりもオン抵抗が低い半導体素子を用いることが好ましい。具体的には、例えば、第１実施形態とは逆に、上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａとして、シリコンを材料とする、逆並列に接続された還流ダイオードを有するＩＧＢＴを用い、下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂとして、ＳｉＣを材料とするＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。

言い換えると、駆動回路１１の第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２において、上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａ，ＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａにオン抵抗の高い半導体素子が用いられ、下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂ，ＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂにオン抵抗の低い半導体素子が用いられている場合には、制御部１２は、図６に示すように、他方のインバータでＰＷＭ制御が実行されている際に上アームスイッチを開状態に制御し、下アームスイッチを閉状態に制御するように、交互ＰＷＭ制御を実行するように構成されていることが好ましい。

また、駆動回路１１の第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２において、下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂ，ＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂにオン抵抗の高い半導体素子が用いられ、上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａ，ＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａにオン抵抗の低い半導体素子が用いられている場合には、制御部１２は、図２に示すように、他方のインバータでＰＷＭ制御が実行されている際に上アームスイッチを閉状態に制御し、下アームスイッチを開状態に制御するように、交互ＰＷＭ制御を実行するように構成されていることが好ましい。

（第２実施形態）
図７は、制御部１２により、駆動回路１１を回転電機のＹ駆動に利用可能に制御された状態の一例を示す図である。図７に示すように、接続線スイッチＳＣを開状態に制御し、第２インバータＩＮＶ２の上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａを閉状態に制御し、第２インバータＩＮＶ２の下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂを開状態に制御することにより、回転電機のＵ相巻線Ｕと、Ｖ相巻線Ｖと、Ｗ相巻線Ｗとは、Ｙ結線された状態となる。より具体的には、巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの第２インバータＩＮＶ２側の巻線端子が、それぞれ上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａを介して接続されることにより、Ｙ結線が実現される。第２インバータＩＮＶ２を利用してＹ結線を構成するとともに、第１インバータＩＮＶ１についてＰＷＭ制御等を実行することにより、回転電機をＹ駆動させることができる。上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａは、Ｙ結線の中性点を構成する中性点構成スイッチに相当する。下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂは、中性点を構成しないため、非中性点構成スイッチに相当する。

図７に示すように回転電機のＹ駆動を実行する際には、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａは閉状態に制御されて電流が流れ、下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂは開状態に制御されて電流が流れない。このため、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａにおいては、導通損失が生じ、下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂにおいては、導通損失が生じない。すなわち、中性点構成スイッチである上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａは導通損失が比較的高くなり、非中性点構成スイッチである下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂは導通損失が比較的低くなる。

駆動装置１０では、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａとしてＭＯＳＦＥＴが用いられる一方、下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂとしてはＩＧＢＴが用いられ、このＭＯＳＦＥＴは、下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂに用いられるＩＧＢＴよりもオン抵抗が低い。導通損失が高い中性点構成スイッチとなる上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａとして、よりオン抵抗が低いＭＯＳＦＥＴが用いられることにより、ＩＧＢＴを用いる場合よりも導通損失を低減することができる。その結果、上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａにおける全損失と下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂにおける全損失との不均衡を改善できる。

なお、上記の実施形態では、高電位接続線Ｌａに設けられ、高電位接続線Ｌａの導通と遮断とを切り替え可能な接続線スイッチＳＣを例示して説明したが、これに限定されない。接続線スイッチＳＣは、高電位接続線Ｌａと低電位接続線Ｌｂとのいずれか一方に設けられていればよい。

中性点構成スイッチに用いられるスイッチング素子としては、高損失スイッチと同様のオン抵抗が低いスイッチング素子を用いることができる。半導体素子をスイッチング素子として用いる場合には、半導体素子の素子構造、材料、素子サイズなどを適宜選択することにより、中性点構成スイッチを非中性点構成スイッチよりも低オン抵抗にすることができる。半導体素子の素子構造について、例えば、中性点構成スイッチは、ユニポーラ半導体素子であってもよい。さらには、中性点構成スイッチは、逆方向導通時の同期整流が可能なユニポーラ半導体素子であってもよい。

また、半導体素子の材料について、中性点構成スイッチは、シリコンよりもバンドギャップが広い半導体（例えば、ＳｉＣ、ＧａＮ）を材料とする半導体素子であってもよい。また、中性点構成スイッチは、非中性点構成スイッチよりも素子サイズが大きい半導体素子であってもよい。また、中性点構成スイッチは、非中性点構成スイッチよりも素子厚が薄い半導体素子であってもよい。

１対の上アームスイッチと下アームスイッチにおいて、Ｙ駆動時において中性点構成スイッチとなるスイッチが、Ｈ駆動時において高損失スイッチとなるスイッチに一致するように、接続線スイッチＳＣの設置位置（高電位接続線Ｌａまたは低電位接続線Ｌｂ）と交互ＰＷＭ制御のパターン（図２または図６に示すパターン）とを選択することが好ましい。Ｈ駆動とＹ駆動とのいずれの駆動パターンにおいても、上アームスイッチにおける全損失と下アームスイッチにおける全損失との不均衡を改善できる。

具体的には、図２に示す交互ＰＷＭ制御を実行する場合には、接続線スイッチＳＣは高電位接続線Ｌａに設置することが好ましい。Ｈ駆動時とＹ駆動時とのいずれの場合においても導通損失が高くなる上アームスイッチとして低オン抵抗のスイッチング素子を用いることにより、下アームスイッチにおける全損失と上アームスイッチにおける全損失との不均衡を改善できる。

また、図６に示す交互ＰＷＭ制御を実行する場合には、接続線スイッチＳＣは低電位接続線Ｌｂに設置することが好ましい。Ｈ駆動時とＹ駆動時とのいずれの場合においても導通損失が高くなる下アームスイッチとして低オン抵抗のスイッチング素子を用いることにより、上アームスイッチにおける全損失と下アームスイッチにおける全損失との不均衡を改善できる。

なお、各スイッチのうち、高損失スイッチかつ中性点構成スイッチであるスイッチのみを低オン抵抗のスイッチング素子として、他のスイッチは、同じスイッチング素子を用いてもよい。例えば、Ｈ駆動時に図２に示す交互ＰＷＭ制御を実行し、Ｙ駆動時には図７に示す制御を実行する場合には、高損失スイッチかつ中性点構成スイッチである上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａとしては低オン抵抗のスイッチング素子を用いる一方で、高損失スイッチかつ非中性点構成スイッチである上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａとしては、低損失スイッチである下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂ，ＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂと同様に、比較的オン抵抗の高いスイッチング素子を用いてもよい。例えば、低オン抵抗のスイッチング素子が比較的高価である場合などに、Ｈ駆動時とＹ駆動時の双方において導通損失が高くなる上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａのみに低オン抵抗のスイッチング素子を適用することにより、コストを抑えながら、各駆動時における上アームスイッチにおける損失と下アームスイッチにおける損失との不均衡を改善できる。

上記の各実施形態によれば、下記の効果を得ることができる。

回転電機の駆動装置１０は、複数相に対応する複数の巻線（例えば、Ｕ相巻線Ｕ、Ｖ相巻線Ｖ、Ｗ相巻線Ｗ）を有する回転電機に適用され、駆動回路１１と、制御部１２とを備える。駆動回路１１は、回転電機のＨ駆動を実行可能に構成されており、直流電源ＶＤＣに接続され、巻線の一端に相ごとに接続された上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａ及び下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂを備える第１インバータＩＮＶ１と、巻線の他端に相ごとに設けられた上アームスイッチＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａ及び下アームスイッチＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂを備える第２インバータＩＮＶ２と、第１インバータＩＮＶ１の直流高電位側と第２インバータＩＮＶ２の直流高電位側とを接続する高電位接続線Ｌａと、第１インバータＩＮＶ１の直流低電位側と第２インバータＩＮＶ２の直流低電位側とを接続する低電位接続線Ｌｂと、を含む。

制御部１２は、上アームスイッチＳＵ１ａ，ＳＶ１ａ，ＳＷ１ａ，ＳＵ２ａ，ＳＶ２ａ，ＳＷ２ａ及び下アームスイッチＳＵ１ｂ，ＳＶ１ｂ，ＳＷ１ｂ，ＳＵ２ｂ，ＳＶ２ｂ，ＳＷ２ｂの開閉を制御することにより第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２とを交互に作動させる非対称スイッチング制御（例えば、交互ＰＷＭ制御）を実行可能に構成されている。

駆動装置１０では、対となる上アームスイッチと下アームスイッチ（例えば、上アームスイッチＳＵ１ａと下アームスイッチＳＵ１ｂ）における一方のスイッチは、非対称スイッチング制御時に導通損失が高くなる側である高損失スイッチ（例えば、上アームスイッチＳＵ１ａ）であり、他方のスイッチ（例えば、下アームスイッチＳＵ１ｂ）は、非対称スイッチング制御時に導通損失が低くなる側である低損失スイッチである。少なくとも１対の上アームスイッチと下アームスイッチにおいて、高損失スイッチ（例えば、上アームスイッチＳＵ１ａ）は、低損失スイッチ（例えば、下アームスイッチＳＵ１ｂ）よりもオン抵抗が低いスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴよりもオン抵抗が低いＭＯＳＦＥＴ）である。導通損失の高い高損失スイッチとして、オン抵抗が低いスイッチング素子が用いられるため、導通損失が低減されて、高損失スイッチにおける損失が低減される。このため、高損失スイッチと低損失スイッチとの間の損失の不均衡が改善され、上アームスイッチと下アームスイッチとの間の損失の不均衡が改善される。

高損失スイッチに用いられるスイッチング素子は、低損失スイッチに用いられるスイッチング素子よりもオン抵抗が低いものであればよい。半導体素子をスイッチング素子として用いる場合には、半導体素子の素子構造、材料、素子サイズなどを適宜選択することにより、高損失スイッチを低損失スイッチよりも低オン抵抗にすることができる。半導体素子の素子構造について、例えば、高損失スイッチは、ユニポーラ半導体素子であってもよい。ユニポーラ半導体素子としては、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、ＭＯＳＦＥＴ等を例示できる。さらには、高損失スイッチは、逆方向導通時の同期整流が可能なユニポーラ半導体素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）であってもよい。

また、半導体素子の材料について、高損失スイッチは、シリコンよりもバンドギャップが広い半導体（例えば、ＳｉＣ、ＧａＮ）を材料とする半導体素子であってもよい。また、高損失スイッチは、低損失スイッチよりも素子サイズが大きい半導体素子であってもよい。また、高損失スイッチは、低損失スイッチよりも素子厚が薄い半導体素子であってもよい。

駆動回路１１は、さらに、高電位接続線Ｌａおよび低電位接続線Ｌｂの少なくとも一方に備えられた、第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２との導通を開閉する接続線スイッチＳＣをさらに備えることにより、回転電機のＨ駆動とＹ駆動とを切り替え可能である。また、制御部１２は、接続線スイッチＳＣと、上アームスイッチと、下アームスイッチとの開閉を制御することにより、回転電機のＨ駆動制御とＹ駆動制御とを切り替え可能である。

駆動回路１１において、Ｙ駆動制御時には、第１インバータＩＮＶ１と第２インバータＩＮＶ２のうちの少なくともいずれか一方は、上アームスイッチと下アームスイッチのうち、いずれか一方が中性点を構成する中性点構成スイッチであり、他方が中性点を構成しない非中性点構成スイッチである。この場合、中性点構成スイッチは、非中性点構成スイッチよりもオン抵抗が低いことが好ましい。導通損失の高い中性点構成スイッチとして、オン抵抗が低いスイッチング素子が用いられるため、導通損失が低減されて、中性点構成スイッチにおける損失が低減される。このため、中性点構成スイッチと非中性点構成スイッチとの間の損失の不均衡が改善され、上アームスイッチと下アームスイッチとの間の損失の不均衡が改善される。

さらに、接続線スイッチＳＣを備え、回転電機のＨ駆動制御とＹ駆動制御とを切り替え可能な駆動回路１１においては、上アームスイッチと下アームスイッチのうち、高損失スイッチであるとともに中性点構成スイッチであるスイッチは、他のスイッチよりもオン抵抗が低いように構成されていてもよい。例えば、低オン抵抗のスイッチング素子が比較的高価である場合などに、高損失スイッチであるとともに中性点構成スイッチであるスイッチのみを低オン抵抗の低いスイッチング素子とし、他のスイッチは比較的安価でオン抵抗が低くないスイッチング素子としてもよい。これによって、コストを抑えることと、上アームスイッチにおける損失と下アームスイッチにおける損失との不均衡を改善することとを両立することができる。

本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１０…駆動装置、１１…駆動回路、１２…制御部

Claims (8)

1. 複数相に対応する複数の巻線を有する回転電機に適用される、回転電機の駆動装置（１０）であって、
   直流電源に接続され、前記巻線の一端に相ごとに接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチを備える第１インバータ（ＩＮＶ１）と、
   前記巻線の他端に相ごとに接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチを備える第２インバータ（ＩＮＶ２）と、
   前記第１インバータの直流高電位側と前記第２インバータの直流高電位側とを接続する高電位接続線（Ｌａ）と、
   前記第１インバータの直流低電位側と前記第２インバータの直流低電位側とを接続する低電位接続線（Ｌｂ）と、
   を含み、前記回転電機のＨ駆動が可能な駆動回路（１１）と、
   前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの開閉を制御することにより前記第１インバータと前記第２インバータとを交互に作動させる非対称スイッチング制御を実行可能な制御部（１２）と、を備え、
   対となる前記上アームスイッチと前記下アームスイッチにおける一方のスイッチは、前記非対称スイッチング制御時に導通損失が高くなる側である高損失スイッチであり、他方のスイッチは、前記非対称スイッチング制御時に導通損失が低くなる側である低損失スイッチであり、
   少なくとも１対の前記上アームスイッチと前記下アームスイッチにおいて、前記高損失スイッチは、前記低損失スイッチよりもオン抵抗が低いスイッチング素子である、回転電機の駆動装置。
2. 前記高損失スイッチは、ユニポーラ半導体素子である請求項１に記載の回転電機の駆動装置。
3. 前記高損失スイッチは、逆方向導通時の同期整流が可能なユニポーラ半導体素子である請求項１または２に記載の回転電機の駆動装置。
4. 前記高損失スイッチは、シリコンよりもバンドギャップが広い半導体を材料とする半導体素子である請求項１〜３のいずれかに記載の回転電機の駆動装置。
5. 前記高損失スイッチは、前記低損失スイッチよりも素子サイズが大きい半導体素子である請求項１〜４のいずれかに記載の回転電機の駆動装置。
6. 前記高損失スイッチは、前記低損失スイッチよりも素子厚が薄い半導体素子である請求項１〜５のいずれかに記載の回転電機の駆動装置。
7. 前記駆動回路は、前記高電位接続線および前記低電位接続線の少なくとも一方に備えられた、前記第１インバータと前記第２インバータとを導通または遮断する接続線スイッチ（ＳＣ）をさらに備えることにより、前記回転電機のＨ駆動とＹ駆動とを切り替え可能であり、
   前記制御部は、前記接続線スイッチと、前記上アームスイッチと、前記下アームスイッチとの開閉を制御することにより、前記回転電機のＨ駆動制御とＹ駆動制御とを切り替え可能であり、
   前記Ｙ駆動制御時には、前記第１インバータと前記第２インバータのうちの少なくともいずれか一方は、前記上アームスイッチと前記下アームスイッチのうち、いずれか一方が中性点を構成する中性点構成スイッチであるとともに他方が中性点を構成しない非中性点構成スイッチであり、
   前記中性点構成スイッチは、前記非中性点構成スイッチよりもオン抵抗が低いスイッチング素子である、請求項１〜６のいずれかに記載の回転電機の駆動装置。
8. 前記上アームスイッチと前記下アームスイッチのうち、前記高損失スイッチであるとともに前記中性点構成スイッチであるスイッチは、他のスイッチよりもオン抵抗が低い、請求項７に記載の回転電機の駆動装置。

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