JP2006149153A

JP2006149153A - モータの制御装置

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Publication number: JP2006149153A
Application number: JP2004338945A
Authority: JP
Inventors: Takahiro Urakabe; 隆浩浦壁; Tsunenori Yamamoto; 恒宣山本; Yoshito Asao; 淑人浅尾
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2004-11-24
Filing date: 2004-11-24
Publication date: 2006-06-08
Also published as: US20060108957A1; US20070290647A1; US7612509B2; US7294984B2

Abstract

【課題】通常の巻線切り替え方式によるモータの制御装置と同等以上の機能を維持しながら、必要な配線数、パワー半導体素子数を低減でき、低コスト化、小型化、長寿命化を実現できるモータの制御装置を提供する。
【解決手段】モータ巻線の両端を開放状態としたモータ構造とし、各相巻線の一方の端部端子を第１のインバータ回路の出力端子にそれぞれ接続し、もう一方の端部端子を第２のインバータ回路の出力端子にそれぞれ接続した構成とし、且つ発電動作時どちらか一方のインバータ回路の全部の相を同一の制御パルス信号で駆動したもの。
【選択図】図１

Description

この発明はモータの制御装置、特に巻線切り替え方式を採用したモータの制御装置に関するものである。

従来の車両用交流電動機においては、中高速域での車両性能を向上させるために、固定子巻線を星形結線（Ｙ結線）から三角結線（Δ結線）に切り替え制御することが行われている。このような巻線切り替え方式によるモータの制御方法の一例として、例えば特許文献１（特開昭６１−７３５９１号公報）に開示されたようなものがある。すなわち、インバータの出力電圧と出力周波数の比が一定に保たれる速度領域の上限速度よりも高い速度に達したときに、上記固定子巻線を星形結線（Ｙ結線）から三角結線（Δ結線）に切り替え、各相電圧を切り替え前の√３倍、各相電流を切り替え前の１/√３倍とすることにより、回転数が増加しても高出力を維持するようにしたものである。

また、特許文献２（特開平６−２１７５９６号公報）には、ダブルモータ構造により出力軸が駆動される電気自動車用モータにおいて、その回転数範囲を拡張するために、モータの各巻線間の結線を星形結線（Ｙ結線）から三角結線（Δ結線）に切り替えることにより、高速回転域でも所望の出力トルクを得るようにしたものが記載されている。上記モータへの電力の供給は直流電源（バッテリ）を２個のインバータで三相交流電力に変換した後、それぞれコンタクタを介して行われ、コンタクタはＥＣＵ（Electronic Control Unit）からの巻線切り替え信号を受けてモータの各巻線間の結線を切り替える。

ところが、コンタクタによる結線切り替えは、具体的には特許文献２の図３あるいは図５のように構成されており、各コンタクタは一つのインバータ経路に対して６本の線と６個の接点でモータ巻線に接続されている。大電流をＯＮ−ＯＦＦするコンタクタは高価であり、また頻繁なＯＮ−ＯＦＦ使用により寿命が短くなるといった課題があった。また、コンタクタをパワー半導体素子で構成することは可能であるが、その場合、必要なパワー半導体素子数が多くなり、装置が大型化、高コスト化してしまうという課題があった。

特開昭６１−７３５９１号公報（図１〜図３及びその説明部分参照）特開平６−２１７５９６号公報（図１〜図５及びその説明部分参照） “The Influence ofTopology Selection on the Design of EV/HEV Propulsion Systems”：Brain A. Welchkoand James M. Nagashima, IEEE POWER ELECTRONICS LETTERS, VOL.1, NO.2, pp.36-40(JUNE 2003)

この発明は、上記課題を解決するためになされたもので、従来の巻線切り替え方式を採用したモータの制御装置と同等かそれ以上の機能を維持しながら、必要な配線数、パワー半導体素子数を低減でき、低コスト化、小型化、長寿命化を実現できるモータの制御装置を提供するものである。

この発明に関わるモータ制御装置は、それぞれ両端が開放された複数の固定子巻線を備えるモータと、複数相のスイッチングブロックから構成されその出力端子が上記固定子巻線の一方端に接続された第1のインバータ回路と、複数相のスイッチングブロックから構成されその出力端子が上記固定子巻線の他方端に接続された第２のインバータ回路と、上記それぞれのインバータ回路を構成するスイッチング素子を制御する制御回路と、上記第１及び第２のインバータ回路のそれぞれの直流電圧入力端子に接続されたエネルギー蓄積源を備え、発電動作時、いずれか一方のインバータ回路を構成するスイッチングブロックの全相を同一の制御信号で駆動するようにしたものである。

この発明によれば、モータ巻線の両端を開放状態としたモータ構造とし、各相巻線の一方の端部端子を第１のインバータ回路の出力端子にそれぞれ接続し、もう一方の端部端子を第２のインバータ回路の出力端子にそれぞれ接続した構成とし、且つ発電時どちらか一方のインバータ回路の全部の相を同一の制御パルス信号で駆動したことにより、従来の巻線切り替え式モータ装置と同等かそれ以上の機能を実現でき、かつ、構成するパワー半導体素子数を低減でき、装置の低コスト化、小形化を可能とする効果を奏するものである。

実施の形態１.
図１に本発明の実施の形態１によるモータ制御装置のシステム構成図を示している。本システムは、例えば自動車の停止時自動的にエンジンをストップし、発進時自動的にエンジンを動作させる、いわゆるアイドルストップ／スタートを実現するための電動機としての機能を持つ他、従来の自動車用発電機（オルタネータ）としての機能も併せ有する電動発電機として構成されている。本発明のモータ制御装置は、固定子巻線１Ａ、１Ｂ、１Ｃを備えるモータ１、モータ１を駆動するためのインバータ回路２およびインバータ回路３、２つのインバータ回路２、３の動作を制御するゲート信号を形成する制御回路４、モータの駆動電源および発電エネルギーの回生を行うためのバッテリ５から構成されている。上記３相のモータ巻線１Ａ、１Ｂ、１Ｃはそれぞれの両端を開放状態、すなわちΔ結線あるいはＹ結線しないで巻線両端をモータから取り出した構造とし、各相巻線の一方の端部端子をインバータ回路２の出力端子にそれぞれ接続し、もう一方の端部端子をインバータ回路３の出力端子にそれぞれ接続している。

モータ１は、界磁巻線、界磁巻線の電流制御用の駆動回路は図示していないが、界磁電流により回転子の発生磁束を制御し、発電電力を自由に制御することができる３相交流モータである。モータ巻線１Ａ、１Ｂ、１Ｃの両端は、前述したようにモータ外部に取り出され、巻線１Ａの一方の端は、インバータ回路２の出力端子２Ｕに接続され、もう一方の端はインバータ回路３の出力端子３Ｖに接続されている。同様に、モータ巻線１Ｂの一方の端はインバータ回路２の出力端子２Ｖに、もう一方はインバータ回路３の出力端子３Ｗに接続され、モータ巻線１Ｃの一方の端はインバータ回路２の出力端子２Ｗに、もう一方はインバータ回路３の出力端子３Ｕに接続されている。

インバータ回路２は、２つのスイッチング素子（例えばＵＡ１、ＵＢ１）を直列に構成したものを１ブロックとして、３ブロック並列に接続したもので構成されている。１つのスイッチング素子ＵＡ１は、並列に接続されたＭＯＳＦＥＴ２１とダイオード２２とで構成されている（全てのスイッチング素子についても同様）。上記並列に接続されたダイオード２２は、ＭＯＳＦＥＴ２１の内部に形成される寄生ダイオードを利用して形成してもよい。１つのスイッチングブロックにおいて、各２つのスイッチング素子の接続部ｕ２、ｖ２、ｗ２とインバータ回路２の各出力端子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗがそれぞれ接続され、残りの２つの端子ｘ１、ｙ１はそれぞれエネルギー蓄積源であるバッテリ５の＋側、−側に接続されている。インバータ回路２を構成する６つのスイッチング素子ＵＡ１、ＵＢ１、ＶＡ１、ＶＢ１、ＷＡ１、ＷＢ１はそれぞれ制御端子ｃを有し、制御回路４で形成された制御信号４２が入力され、インバータ回路２のスイッチング動作を行う。

インバータ回路３も同様に、３つのスイッチングブロックから構成され、１ブロックを構成する２つのスイッチング素子の接続部ｕ３、ｖ３、ｗ３とインバータ回路３の各出力端子３Ｖ、３Ｗ、３Ｕがそれぞれ接続され、各ブロックの入力端子ｘ２、ｙ２はそれぞれバッテリ５の＋側、−側に接続されている。また、制御回路４で形成された制御信号４３により、インバータ回路３を構成する６つのスイッチング素子ＵＡ２、ＵＢ２、ＶＡ２、ＶＢ２、ＷＡ２、ＷＢ２がコントロールされている。
次に、力行（モータ駆動アイドルスタート）時と発電時に分けて、この制御装置の動作を説明する。

先ず力行時においては、モータ巻線１Ａ、１Ｂ、１Ｃはインバータ回路２およびインバータ回路３により、図２に示すように三角（Δ）結線状態で駆動される。すなわち、制御回路４において、図３（Ａ）のような３相の正弦波交流電圧基本波Ｕ、Ｖ、Ｗとキャリア信号との組み合わせにより制御信号（ＰＷＭ信号）を発生させ、これにより上記１２個のスイッチング素子ＵＡ１、ＵＢ１、ＶＡ１、ＶＢ１、ＷＡ１、ＷＢ１、ＵＡ２、ＵＢ２、ＶＡ２、ＶＢ２、ＷＡ２、ＷＢ２をコントロールして、出力端子２Ｕ、３Ｕと、２Ｖ、３Ｖと、２Ｗ、３Ｗに図３（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示すようなそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相電圧波形が出現する。このようにモータを駆動することにより、インバータ回路の定格電流分の電流をモータ巻線に流すことができる。

図４に上記力行時のモータ制御によるモータ回転数とモータ出力トルクの関係を示しており、同時に１つのインバータ回路と三角（Δ）結線あるいは星形（Ｙ）結線との組み合わせからなる従来の特性と対比して表している。図中、Ａは１つのインバータ回路と星形（Ｙ）結線との組み合わせの場合の特性で、周知のごとく低モータ回転数で高出力トルクが得られるものの、回転数が増加するに連れて出力トルクが減少する性質がある。また、図中Ｂは１つのインバータ回路と三角（Δ）結線との組み合わせの場合の特性で、低モータ回転数での出力トルクが低下するものの、回転数が増加するに連れて星形（Ｙ）結線との組み合わせの場合に比較して出力トルクが増加する。一方、上記本発明の実施の形態１によれば、Ｃのように全運転領域において従来のモータ装置よりも高トルクを得ることができる。なお、このモータの巻線開放構造と２インバータ構成との組み合わせによる、高出力化についての詳細は、特許文献３に記載されている。

次に、発電動作について説明する。本発明の特長は、この発電時のモータ装置の動作にある。すなわち、モータの低回転領域において、インバータ回路２の全てのスイッチング素子をＯＦＦとし、インバータ回路２からダイオード整流発電を行わせると共に、インバータ回路３の各スイッチングブロックを同じ制御信号でＯＮ−ＯＦＦ動作させるものである。また、モータの高回転領域においては、上記ＯＮ−ＯＦＦ動作を停止し、インバータ回路２および３の両方からダイオード整流による発電を行う。

図５は上記低回転領域の動作状態を示す図であり、（Ａ）はその等価回路構成図であり、また（Ｂ）（Ｃ）はこの場合の制御信号波形を示している。すなわち、低回転領域において、インバータ回路２の制御信号はＬｏｗ電圧として、すべてのスイッチング素子をＯＦＦ状態とする。このためインバータ回路２は並列ダイオード２２のみの三相ブリッジ接続となっている。一方、インバータ回路３の制御信号端子には、例えば周波数１０ｋＨｚの一定デューティ比を有する（Ｂ）（Ｃ）に示すような矩形波信号が入力される。インバータ回路３のバッテリ５の＋側に配置されたスイッチング素子ＵＡ２、ＷＡ２、ＶＡ２の信号ＧＨＵ、ＧＨＷ、ＧＨＶは全て同一制御信号であり、その反転信号ＧＬＵ、ＧＬＷ、ＧＬＶが同様に−側に配置されたスイッチング素子ＵＢ２、ＷＢ２、ＶＢ２に入力される。

従って、インバータ回路３側の３本のモータ巻線端３Ｕ、３Ｖ、３Ｗには同じ電圧が常時印加されることとなり、モータ巻線に誘起されるモータ電圧にはこのインバータ回路３側に発生する電圧が重畳されたものとなる。従って、この電圧上昇により低回転領域でも所望の発電電力を得ることができるものである。
図６は上記インバータ回路３の制御信号端子に入力される矩形波信号のデューティ比を変化させた場合のモータ回転数とモータ発電電力の関係について計測したものであり、上記制御信号のデューティ比と発電電力との間には一定の関係があることが判明した。すなわち、図から明らかなように、デューティ比５０％に最適値があり、デューティ比３０％、７０％では逆に発電電力が低下することが分かった。しかし、下記する実際の使用環境からデューティ比は４０％〜６０％の設定範囲にするのが適当である。

図７は上記ＯＮ−ＯＦＦ動作を行う信号ＧＨＵ、ＧＨＶ、ＧＨＷ、およびＧＬＵ、ＧＬＶ、ＧＬＷを発生するための回路の一例を示しており、図８は上記回路の信号のタイミング図を示している。マイコンから出力されるデューティ比５０％の矩形パルス信号ＺをＣＲ回路Ｃ１、Ｒ１でのこぎり波状の信号Ａに変換し、信号Ａと、回路電源電圧を抵抗により分圧して得られた基準電圧信号ＢとをコンパレータＣＯＭ１による電圧の大小比較により、信号ＧＨＵ、ＧＨＶ、ＧＨＷを形成する。また、信号Ａと、回路電源電圧を抵抗により分圧して得られた基準電圧信号ＣとをコンパレータＣＯＭ２による電圧の大小比較により、信号ＧＬＵ、ＧＬＶ、ＧＬＷを形成している。信号Ｂと信号Ｃに電圧差を設けているのは、１ブロックのパワー半導体素子の上下で短絡が発生しないようにデットタイムを設けているためである。このようなデットタイムを設ける構成では信号ＧＨＵ、ＧＨＶ、ＧＨＷとＧＬＵ、ＧＬＶ、ＧＬＷとではデューティ比が５０％から若干ずれることになる。

図９にモータ回転数１６００ｒｐｍにおける、デューティ比と発電電力の関係を実測したものを示している。これから上記ＯＮ−ＯＦＦ動作のデューティ比のずれの範囲は、抵抗値、コンデンサ容量値等の回路素子のばらつき、そしてそれらの素子の温度による変化を考慮すると、デューティ比が４０％〜６０％の設定範囲であると、発電電力の低下は１０％程度であることが分かった。

次に、モータの高回転領域の動作状態を図１０に示す。高回転領域、すなわち前述した低回転領域の動作状態の発電電力より高い領域において、両インバータ回路２および３の制御端子の信号をＬｏｗにし、各インバータ回路の全てのスイッチング素子をＯＦＦ状態とする。この状態においては、両インバータ回路２および３がいずれもダイオードによるブリッジ整流回路となり、モータの結線状態は三角（Δ）結線構成となる。従って、両サイドによるダイオード整流動作によりモータの発電電力をバッテリ５へ移行する。

以上のように、本発明の実施の形態１によれば、発電時、低モータ回転数においては、３本のモータ巻線の一方の端をインバータ回路でＯＮ−ＯＦＦ駆動することにより、低回転領域での発電出力を可能としたものである。また、高回転領域においては、モータ結線を三角（Δ）結線状態としダイオード整流回路による発電回生動作となるようにしたので、高回転領域においても十分な発電出力を得ることができる。また、上記インバータ回路のＯＮ−ＯＦＦ動作は、一定のデューティ比で行われるため、何の制御パラメータも必要なく簡単に実現できる特長を有するものである。

同様の効果を狙った従来の巻線切り替え式のモータ制御装置とそのパワー半導体スイッチング素子数を比較すると、従来はインバータ部６素子、巻線切り替え部１２素子の計１８素子であるのに対して、本発明の巻線切り替え式モータの駆動装置の素子数は、インバータ回路２個分の１２素子になり、６素子も少なく構成でき、しかも同等以上のモータトルクおよび同等程度のモータ発電出力を得ることができる。
図１１は上述した発電時のモータ回転数とモータ発電電力の関係を示しており、同時に１つのインバータ回路と三角形（Δ）結線あるいは星形（Ｙ）結線との組み合わせからなる従来の特性と対比して表している。

図中、Ａは１つのインバータ回路と星形（Ｙ）結線との組み合わせの場合の特性で、周知のごとく低モータ回転数で高出力トルクが得られるものの、回転数が増加するに連れて出力トルクが飽和する性質がある。また、図中Ｂは１つのインバータ回路と三角（Δ）結線との組み合わせの場合の特性で、低モータ回転数での出力トルクが低下するものの、回転数が増加するに連れて星形（Ｙ）結線との組み合わせの場合に比較して出力トルクが増加する。一方、上記本発明によれば、Ｃのように全運転領域において従来のモータ装置よりも高トルクを得ることができる。すなわち、通常のダイオード整流のみでは、図中Ｂに示した三角（Δ）結線の電力カーブしか得ることはできないが、上記のインバータ回路３のＯＮ−ＯＦＦ動作（インバータ回路２でＯＮ−ＯＦＦ動作してもよい）により、低回転数の領域でも充分な発電出力を得ることができる。

実施の形態２.
図１２に本発明の実施の形態２によるモータの制御装置の構成を示しており、図中、図１と同一あるいは相当部分には同一符号を付している。上記実施の形態１と異なる部分は、インバータ回路３のスイッチングブロックのバッテリ＋側入力端子ｘ２とバッテリ５の＋端子の間に切り替えスイッチ６を挿入した点のみである。本実施の形態２において、上記切り替えスイッチ６はＭＯＳＦＥＴで構成されている。
次に、力行時と発電時に分けて、この制御装置の動作を説明する。先ず、力行時において、切り替えスイッチ６の制御端子に制御回路４からＨｉｇｈの電圧信号が入力され、スイッチがＯＮ状態に維持される。この状態は、実施の形態１と同じ状態であり、動作も同様となるため、説明は省略するが、実施の形態１と同様の作用・効果を有するものである。

続いて、発電時の動作について説明する。先ず、モータの低回転領域においては、図１３に動作状態を示すように、切り替えスイッチ６は、その制御信号端子に制御回路４からＬｏｗ電圧が入力されＯＦＦ状態となる。また、インバータ回路３の各スイッチングブロックの＋入力端子側スイッチング素子の制御端子にはＨｉｇｈ電圧が入力され、全＋側スイッチをＯＮ状態となり、更に、−入力端子側スイッチング素子の制御端子にはＬｏｗ電圧が入力され、全−側スイッチがＯＦＦ状態となる。従ってこの状態では、インバータ回路３内の＋入力端子側スイッチング素子を用いて、モータ巻線の結線状態が図１３に示したような星形（Ｙ）結線状態になる。一方、インバータ回路２は全スイッチＯＦＦ状態とされるので、ダイオードブリッジとして動作し、モータ巻線に発生する交流電力を整流し直流電力に変換する。

次に、モータの高回転領域においては、切り替えスイッチ６は、制御信号端子に制御回路４からＨｉｇｈ電圧が入力されＯＮ状態となり、一方、インバータ回路２およびインバータ回路３の全スイッチング素子はＬｏｗ電圧が入力され、全スイッチング素子がＯＦＦ状態となる。実施の形態１と同様、図１４に示すような三角（Δ）結線状態となり、モータ巻線に発生する交流電力をインバータ回路２および３で整流し、直流電力に変換する。図１５に実施の形態２の場合の発電時におけるモータ回転数と発電電力の関係を示している。図１１に示す第1の実施の形態と同様に、本実施の形態２の特性Ｃによれば、低モータ回転数領域において、星形（Ｙ）結線時の特性Ａと同等の発電電力を得ることができると共に、高モータ回転数領域においても、三角（Δ）結線時の特性Ｂと同等の発電電力を得ることが可能となる。

以上のように、本発明の実施の形態２によれば、発電時、低モータ回転数領域でモータ巻線を星形（Ｙ）結線、高回転領域で三角（Δ）結線と切り換えることにより、低回転領域、高回転領域の広い動作領域で所望の発電電力出力を得ることが可能となる。従来の巻線切り替え式のモータ駆動装置を構成するパワー半導体スイッチ個数を比較すると、従来装置のパワー半導体素子数の１８素子に対して、本実施の形態の装置は、インバータ回路２個分の１２素子、エネルギー蓄積源とどちらか一方のインバータ回路のＤＣ電圧入力の間に設けられたスイッチ素子１素子の計１３素子で構成される。従来の１８素子から１３素子と５素子も少なく構成でき、しかも同等以上のモータトルクおよび同等のモータ発電出力を得ることができる。

実施の形態１と素子数を比較すると、実施の形態２の方が切り替えスイッチ６の１素子分だけ多い構成になる。しかし、実施の形態１では、インバータ回路３において比較的高い周波数でＯＮ−ＯＦＦ連続スイッチング動作を行うことになるため、スイッチング時の損失の影響により半導体素子が発熱する。力行（アイドルスタート）時のＰＷＭ制御信号による動作においても、スイッチング時の損失の影響により半導体素子の発熱は大きくなるが、力行動作に要する時間は高々０．５ｓec程度であり、半導体素子底面に配置されたヒートシンク等の金属部材の熱容量で、その熱エネルギーは吸収でき、半導体素子の温度上昇は気にならないレベルである。しかし、連続した発電時の発熱は半導体素子の温度を上昇させるため、冷却性能を十分配慮して半導体素子底面の構造を設計しなければならない。これに対し、実施の形態２では、発電時高周波のスイッチング動作がないため、半導体の温度上昇が小さく、簡易な半導体素子冷却器で装置を構成できる特長がある。
なお、本実施の形態２においては、上述したように高周波パルスで駆動することがないため、切り替えスイッチ６を機械式スイッチに置き換えることもできる。

実施の形態３．
図１６は本発明の実施の形態３によるモータの制御装置の構成を示しており、図１２と同一あるいは相当部分には同一符号を付している。本実施の形態は、力行時（アイドルスタート時）のトルクは低回転領域のみ必要な場合に有効な形態である。実施の形態２と異なる部分は、インバータ回路３がスイッチングユニット７に置き換わり、それを制御する制御信号がスイッチングユニット７の制御信号４７になっている点のみである。
上記スイッチングユニット７は、１つの制御端子を有する半導体スイッチング素子ＵＡ２とダイオードＵＤ７を直列にして構成されたものを１ブロックとして、３ブロック並列に接続したもの（ＷＡ２とＷＤ７、ＶＡ２とＶＤ７）で構成されている。上記半導体スイッチング素子ＵＡ２、ＷＡ２、ＶＡ２は、並列に接続されたＭＯＳＦＥＴ７１とダイオード７２（他のブロックについても同様）で構成されている。並列に接続されたダイオード７２は、ＭＯＳＦＥＴ７１の内部に形成される寄生ダイオードを利用してもよい。

１つのスイッチングブロックにおいて、直列接続された半導体スイッチング素子とダイオードの接続部ｕ７、ｖ７、ｗ７とスイッチングユニット７の出力端子３Ｕ、３Ｖ、３Ｗにそれぞれ接続され、半導体スイッチング素子の残りの端子ｘ３（ドレイン端子）は、バッテリ５の＋側にそれぞれ接続され、ダイオードの残りの端子ｙ３（アノード端子）は、バッテリ５の−側にそれぞれ接続されている。スイッチングユニット７のスイッチングブロックの陽極側入力端子とバッテリ５の＋端子の間に切り替えスイッチ６を挿入した点、及びスイッチングユニット７を構成する３つの半導体スイッチング素子ＵＡ２、ＷＡ２、ＶＡ２は、制御回路４で形成された制御信号４７によりコントロールされることは実施の形態２と同一である。

次に動作について説明する。力行時（アイドルスタート時）において、切り替えスイッチ６がＯＦＦ状態となり、スイッチングユニット７の全半導体スイッチング素子がＯＮ状態となる。この状態では、モータ巻線が星形（Ｙ）結線状態になり、モータ１がインバータ回路２より駆動される。その時のモータ回転数とモータトルク出力の関係を図１７に示しており、本実施の形態３による特性Ｃは、１つのインバータ回路と星形（Ｙ）結線との組み合わせの場合の特性Ａと同じく低モータ回転数で高出力トルクが得られるものである。従って、アイドルスタート時のように力行時の低回転領域のみトルクが必要な場合に有効な形態となる。

なお、発電時の動作は実施の形態２と同じである。モータの低回転数領域においては力行時と同じ状態を維持し、高モータ回転数領域においては、切り替えスイッチ６がＯＮとなり、スイッチングユニット７の全半導体スイッチング素子がＯＦＦ状態となる。上述のように、発電時、低モータ回転数領域ではＹ結線状態で、高モータ回転数領域ではΔ結線状態で発電を行うことになる。
以上のように、本実施の形態３によれば、力行時、所望のトルクが本実施の形態で得ることができる場合、この形態はコスト、サイズの面で有利となる。実施の形態２と比較して、構成する半導体素子数が少なく（ＭＯＳＦＥＴが３素子少ない）、スイッチングユニット７は単純なＯＮ−ＯＦＦ制御のみになるので、その分制御回路の簡素化が可能となる。
本実施の形態３においても、高周波パルスで駆動することがないため、スイッチングユニット７内のＭＯＳＦＥＴ半導体スイッチを機械式スイッチに置き換え可能である。

実施の形態４．
図１８に本発明の実施の形態４によるモータの制御装置の構成を示しており、実施の形態２の変形である。実施の形態２において、切り替えスイッチ６はバッテリの＋側に配置されていたが、実施の形態４では−側に配置されている。実施の形態２を説明する図１２と同一あるいは相当部分には同一符号を付している。動作としては、発電時の低回転領域において、実施の形態２とは反対に、陽極側入力端子側スイッチング素子をＯＦＦとし、陰極側入力端子側スイッチング素子をＯＮとする。その他の動作および効果は実施の形態２と同じである。
実施の形態４の考え方を同様に実施の形態３に適用できることは言うまでもない。

なお、上述の実施の形態１〜４において、インバータ回路は全スイッチをＯＦＦ状態とし、ダイオードブリッジの整流回路として動作させることについて説明したが、この際、インバータ回路は、ダイオードの電流導通と同期させてＭＯＳＦＥＴをＯＮさせる、いわゆる同期整流動作をさせてもよい。同期整流動作には、並列に配置されたダイオードとＭＯＳＦＥＴの両方がＯＮ動作するため、インピーダンスが低下し導通によるエネルギー損失が低下する効果がある。
また、上述の実施の形態１〜４において、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いているが、これに代えてＩＧＢＴその他のスイッチング素子を用いることができることは言うまでもない。

本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の回路構成図を示している。本発明の実施の形態１による力行時のモータ巻線の形態を示す図である。本発明による力行時のモータ巻線駆動電圧波形と制御信号（キャリア信号、３相交流基本波）の関係を示す図である。本発明の実施の形態１による力行時のモータ回転数とモータ出力トルクの関係を示す図である。本発明の実施の形態１による発電時の低回転領域における動作状態を示す図である。本発明の実施の形態１による発電時の低回転領域における、デューティによるモータ回転数と発電電力の関係を示す図である。スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作を行うための信号を発生する回路例を示す。図８に示す回路の信号のタイミングチャートである。本発明の実施の形態１において、所定回転数におけるデューティ比と発電電力の関係を示す図である。本発明の実施の形態１による発電時の高回転領域における動作状態を示す図である。本発明の実施の形態１による発電時のモータ回転数と発電電力の関係を示す図である。本発明の実施の形態２によるモータ制御装置のシステム構成図を示している。本発明の実施の形態２による発電時の低回転領域における動作状態を示す図である。本発明の実施の形態２による発電時の高回転領域における動作状態を示す図である。本発明の実施の形態２による発電時のモータ回転数と発電電力の関係を示す図である。本発明の実施の形態３によるモータ制御装置のシステム構成図を示している。本発明の実施の形態３による力行時のモータ回転数とモータ出力トルクの関係を示す図である。本発明の実施の形態４によるモータ制御装置のシステム構成図を示している。

符号の説明

１モータ、
１Ａ、１Ｂ、１Ｃモータの固定子巻線、
２、３インバータ回路、
２Ｕ、２Ｖ、２Ｗインバータ回路２の各出力端子、
３Ｕ、３Ｖ、３Ｗインバータ回路３の各出力端子、
４制御回路、
５バッテリ、
６切り替えスイッチ、
７スイッチングユニット、
４２、４３、４７制御信号。

Claims

それぞれ両端が開放された複数の固定子巻線を備えるモータと、複数相のスイッチングブロックから構成されその出力端子が上記固定子巻線の一方端に接続された第1のインバータ回路と、複数相のスイッチングブロックから構成されその出力端子が上記固定子巻線の他方端に接続された第２のインバータ回路と、上記それぞれのインバータ回路を構成するスイッチング素子を制御する制御回路と、上記第１及び第２のインバータ回路のそれぞれの直流電圧入力端子に接続されたエネルギー蓄積源を備え、発電動作時、いずれか一方のインバータ回路を構成するスイッチングブロックの全相を同一の制御信号で駆動したことを特徴とするモータの制御装置。
発電動作時、上記モータの低回転領域では、いずれか一方のインバータ回路のスイッチングブロックをダイオード整流発電動作させ、他方のインバータ回路のスイッチングブロックの全相を同一制御信号でON−OFF動作させたことを特徴とする請求項１に記載のモータの制御装置。
他方のインバータ回路のスイッチング素子はデューティ比４０〜６０％の範囲に固定された同一制御信号によりON−OFF動作されることを特徴とする請求項２に記載のモータの制御装置。
上記モータの高回転領域では、上記第1及び第２のインバータ回路のスイッチングブロックをダイオード整流発電動作させたことを特徴とする請求項２に記載のモータの制御装置。
それぞれ両端が開放された複数の固定子巻線を備えるモータと、複数相のスイッチングブロックから構成されその出力端子が上記固定子巻線の一方端に接続された第1のインバータ回路と、複数相のスイッチングブロックから構成されその出力端子が上記固定子巻線の他方端に接続された第２のインバータ回路と、上記それぞれのインバータ回路を構成するスイッチング素子を制御する制御回路と、上記第１及び第２のインバータ回路のそれぞれの直流電圧入力端子に接続されたエネルギー蓄積源を備え、上記第１及び第２のインバータ回路のいずれか一方の直流電圧入力端子と上記エネルギー蓄積源の陽極側あるいは陰極側との間に切り替えスイッチを接続したことを特徴とするモータの制御装置。
発電動作時、上記切り替えスイッチが具備されている側のインバータ回路のスイッチングブロックをモータの低回転数領域で星形（Ｙ）結線、高回転領域で三角（Δ）結線となるよう切り換え制御すると共に、もう一方のインバータ回路をダイオード整流動作させることを特徴とする請求項５に記載のモータの制御装置。
それぞれ両端が開放された複数の固定子巻線を有するモータと、複数相のスイッチングブロックから構成されその出力端子が上記固定子巻線の一方端に接続されたインバータ回路と、複数相のスイッチングブロックから構成されその出力端子が上記固定子巻線の他方端に接続されたスイッチングユニット回路と、上記インバータ回路とスイッチングユニット回路のスイッチング素子をそれぞれ制御する制御回路と、上記インバータ回路とスイッチングユニット回路のそれぞれの直流電圧入力端子に接続されたエネルギー蓄積源を備え、上記スイッチングユニット回路は各スイッチングブロックがスイッチング素子とダイオードの直列体から構成されたことを特徴とするモータの制御装置。
上記スイッチングユニット回路の直流電圧入力端子と上記エネルギー蓄積源の陽極側あるいは陰極側との間に切り替えスイッチを接続したことを特徴とする請求項７に記載のモータの制御装置。
上記スイッチングブロックを構成するスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとダイオードとの並列接続体からなることを特徴とする請求項１あるいは７に記載のモータの制御装置。
上記切り替えスイッチはＭＯＳＦＥＴとダイオードとの並列接続体からなることを特徴とする請求項５あるいは８に記載のモータの制御装置。