JP5997567B2 - モータ制御装置及び空気調和機 - Google Patents

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Description

本発明は、インバータ回路を用いてモータの駆動制御を行うモータ制御装置及び空気調和機に関する。
負荷としてモータを搭載した電車や自動車並びに空気調和機等の機器では、昨今の地球環境保全の要請から、省資源、省エネルギーを強く求められるようになってきた。こうした要求を満たすために、直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路(単に、インバータ回路ともいう)の損失を改善する様々な技術が提案されている。
インバータ回路内の6つのスイッチング素子(単に、素子ともいう)には、IGBT(Insulated-Gate- Bipolar-Transistor)を用いることが一般的である。しかし、インバータ回路の定常期間動作時の定常損失改善のため、上下アームのうち片側アームの3素子をIGBTではなく、定常損失の小さいMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用する技術が提案されている。
定常損失の小さいMOSFETとして、スーパー・ジャンクション・MOSFET(以下、SJ−MOSという)がある。このSJ−MOSは、当該SJ−MOSの寄生ダイオードで発生する逆回復電流が大きいという特性がある。これは、通常IGBTにおいて逆並列接続された還流ダイオードに用いられるFRD(Fast-Recovery-Diode)の逆回復電流と比較しても大きい。通常、下アーム側スイッチング素子の還流ダイオードが還流モード中に、上アーム側スイッチング素子がスイッチング動作を行うことで、それまで還流ダイオードの順方向とは逆に電圧がバイアスされる。このため、還流ダイオードに逆回復電流が発生し、上下アームに短絡電流が発生する。
例えば、インバータ回路の上アーム側にIGBT、下アーム側にIGBTと特性の異なる素子、例えばSJ−MOSを配置した場合、下アーム側の寄生ダイオードが還流モード中に上アームのIGBTがスイッチングした場合、上下アームに大きな短絡電流が流れてしまう。これは、SJ−MOSの寄生ダイオードで発生する逆回復電流が大きいという特性に起因している。
そこで、逆回復電流を抑制する技術として、例えば特許文献1に示されるように、インバータ回路内の上下アームの素子の内、何れか一方にMOSFETを配置し、MOSFETの寄生ダイオードに還流電流が流れているとき、対となる他方の素子がオンする前に、MOSFETを駆動する電圧よりも低い逆電圧を還流ダイオードに印加して、逆回復電流を抑制する、という逆電圧印加回路に関する技術が提案されている。
特許第4300209号公報
しかし、特許文献1においては、逆電圧印加回路を実現するために、半導体素子やコンデンサ及び抵抗器等の回路部品の点数が多くなってしまい、また、逆電圧印加回路を動作させるための制御が複雑になってしまうという問題がある。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、インバータ回路の上アームと下アームとに特性の異なるスイッチング素子を配設した際に、回路部品点数の増加や回路動作制御の複雑化を招かないように、片側アーム素子のスイッチング時に発生する逆回復電流を抑制することができるモータ制御装置及び空気調和機を提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明は、直流電力を交流電力に変換し、この変換された交流電力でモータの駆動制御を行うインバータ回路を備え、前記インバータ回路は、前記直流電力が供給される正負の母線間の上アーム及び下アームに接続され、上下で1対を成す第n及び第mスイッチング素子を3対有し、この3対の第n及び第mスイッチング素子間が前記モータの動力線に接続され、全ての対となる第n及び第mスイッチング素子が互いに異なる特性を有し、且つ、前記第n及び第mスイッチング素子はゲートを有し、各々の前記ゲートにはゲート抵抗値を発生させるゲート回路が接続され、前記第mスイッチング素子はセルフターンオン現象が発生し得る素子であり、前記第mスイッチング素子に接続された前記ゲート回路の前記ゲート抵抗値は、オン時およびオフ時において一定であり、前記第nスイッチング素子に接続された前記ゲート回路は、オフ時のゲート抵抗値よりもオン時のゲート抵抗値を高くするようにした。
本発明によれば、インバータ回路の上アームと下アームとに特性の異なるスイッチング素子を配設した際に、回路部品点数の増加や回路動作制御の複雑化を招かないように、片側アーム素子のスイッチング時に発生する逆回復電流を抑制することができるモータ制御装置及び空気調和機を提供することができる。
本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す回路図である。 第1実施形態に係るモータ制御装置のモータ制御部の一構成例を示すブロック図である。 第1実施形態に係るモータ制御装置の第1及び第2のスイッチング素子であるIGBT及びMOSFETのゲート回路の構成を示す図である。 縦軸にコレクタ電流Ic、横軸に時間tを示し、下アーム素子が還流モード時に上アーム素子がオンした際のコレクタ電流Icを、上アーム素子のオン時のゲート抵抗値の大きさ毎に表した図である。 縦軸にコレクタ電流Ic、横軸に時間tを示し、下アーム素子が還流モード時に上アーム素子がオンした際のコレクタ電流Icを、下アーム素子のゲート抵抗値の大きさ毎に表した図である。 縦軸にコレクタ電流Ic、横軸に時間tを示し、下アーム素子が還流モード時に上アーム素子がオンした際のコレクタ電流Icと、上アーム素子のコレクタ−エミッタ間電圧の波形とを、時定数の比に応じて示した図である。 第1実施形態に係るモータ制御装置の第1及び第2のスイッチング素子であるIGBT及びMOSFETのゲート回路の構成を示す図であり、MOSFETのゲート回路は抵抗を2つとダイオードを1つ使用して構成した図である。 上アーム素子を駆動制御する駆動制御信号のドライブ信号と、下アーム素子を駆動制御する駆動制御信号のドライブ信号とを表す波形図である。 本発明の第2実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す回路図である。
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。
<第1実施形態>
図1は、本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置100の構成を示す回路図である。このモータ制御装置100を、三相インバータ回路2Aを用いて三相同期モータ4の駆動制御を行う場合を例に挙げて説明する。
モータ制御装置100は、直流電源1と、PWM(Pulse Width Modulation)制御により三相同期モータ4の駆動制御を行う三相インバータ回路(単に、インバータ回路ともいう)2Aと、電流検出部5と、直流電圧検出部6と、モータ制御部7と、インバータ駆動部8とを備えて構成されている。直流電源1は、本例では蓄電池とするが、この他、出力直流電圧を制御可能なコンバータ回路(図示せず)等を採用してもよい。
インバータ回路2Aは、インバータ駆動部8から出力されるパルス幅変調波信号(PWM信号)である駆動制御信号dsに基き、直流電源1から供給される直流電力を、U相・V相・W相の擬似正弦波である三相交流電力に変換し、この変換された三相交流電力で三相同期モータ(単に、モータともいう)4の駆動制御を行うものであり、第1〜第6のスイッチング素子(単に、素子ともいう)11,12,13,14,15,16を備えている。
これらスイッチング素子11〜16は、直流電源1の正極側に接続された直流母線PLと、負極側に接続された直流母線NLとの間の上下アームに接続されている。上アームには第1,第3,第5のスイッチング素子(第nスイッチング素子)11,13,15としてIGBTが接続され、下アームには第2,第4,第6スイッチング素子(第mスイッチング素子)12,14,16として低消費電力のMOSFETが接続されている。つまり、上アームと下アームとで特性の異なるスイッチング素子が接続されている。
なお、上アームのスイッチング素子11,13,15を、IGBT11,13,15又は上アーム素子11,13,15とも表現し、下アームのスイッチング素子12,14,16を、MOSFET12,14,16又は下アーム素子12,14,16とも表現する。
第1のIGBT11及び第2のMOSFET12は、正負の直流母線PL,NL間に、第1の接続点Nd1を介して直列接続されており、第1のIGBT11のコレクタ−エミッタ間には還流ダイオード21が逆並列接続され、第2のMOSFET12のドレイン−ソース間には寄生ダイオード22が逆並列接続されている。第1の接続点Nd1は、モータ4のU相動力線に接続されている。
第3のIGBT13及び第4のMOSFET14は、正負の直流母線PL,NL間に、第2の接続点Nd2を介して直列接続されており、第3のIGBT13のコレクタ−エミッタ間には還流ダイオード23が逆並列接続され、第4のMOSFET14のドレイン−ソース間には寄生ダイオード24が逆並列接続されている。第2の接続点Nd2は、モータ4のV相動力線に接続されている。
第5のIGBT15及び第6のMOSFET16は、正負の直流母線PL,NL間に、第3の接続点Nd3を介して直列接続されており、第5のIGBT15のコレクタ−エミッタ間には還流ダイオード25が逆並列接続され、第6のMOSFET16のドレイン−ソース間には寄生ダイオード26が逆並列接続されている。第3の接続点Nd3は、モータ4のW相動力線に接続されている。
また、第1〜第6のスイッチング素子11〜16のゲートには、それぞれゲート回路31,32,33,34,35,36が接続されている。
電流検出部5は、電線と並行配置される架線電流センサ等によるものであり、負の直流母線NLに近接して配置されており、直流電源1からインバータ回路2Aへ流れる回路電流Ioを検出し、この検出された回路電流Ioをモータ制御部7へ出力する。
直流電圧検出部6は、直流電源1の直流電圧Vdを検出してモータ制御部7へ出力する。
モータ制御部7は、回路電流Ioに基き、モータ4に流れる三相交流電流Iu,Iv,Iw(但し、Iu,Iv,Iwは図示せず)を再現し、この再現された三相交流電流Iu,Iv,Iwと、直流電圧Vdと、外部から入力されるモータ回転数指令値irとに基き、モータ4に印加する三相交流指令電圧Vu,Vv,Vw(但し、Vu,Vv,Vwは図示せず)を演算すると共に、モータ4に印加する正弦波電圧の振幅値Vs(但し、Vsは図示せず)を演算し、これら演算結果をインバータ駆動部8へ出力する。
但し、モータ制御部7は、図2に示すように、CPU(Central Processing Unit)101a、ROM(Read Only Memory)101b、RAM(Random Access Memory)101c、記憶装置(HDD:Hard Disk Drive等)101dを備え、これら101a〜101dがバス102に接続された一般的な構成となっている。このような構成において、例えばCPU101aがROM101bに書き込まれたプログラム101fを実行して、上述したモータ制御部7の演算等の制御を実現するようになっている。
図1に示すインバータ駆動部8は、モータ制御部7での演算結果である三相交流指令電圧Vu,Vv,Vw(図示せず)及び予め定められた正弦波電圧の振幅値Vs(図示せず)に従い、第1〜第6のスイッチング素子11〜16のスイッチング制御(PWM制御)を行うための駆動制御信号dsを、インバータ回路2Aの各ゲート回路31〜36へ出力する。
図3は第1及び第2のスイッチング素子であるIGBT11及びMOSFET12のゲート回路31,32の構成を示す図である。但し、図3に示すゲート回路31は、第1、第3、第5のスイッチング素子11,13,15の各ゲート回路31,33,35を代表し、ゲート回路32は、第2、第4、第6のスイッチング素子12,14,16の各ゲート回路32,34,36を代表する。以降、図3に示すゲート回路31,32を代表してインバータ回路2Aを説明する。
ゲート回路31は、IGBT11のゲートとインバータ駆動部8との間に接続されたゲート抵抗器R1と、当該ゲートにアノードが接続されたダイオードD1と、このダイオードD1のカソードとインバータ駆動部8との間に接続されたゲート抵抗器R2とを備えて構成されている。ゲート回路32は、MOSFET12のゲートとインバータ駆動部8との間に接続されたゲート抵抗器R3を備えて構成されている。
ゲート抵抗器R1は、IGBT11がオン時に使用される。即ち、矢印Yonで示すように、インバータ駆動部8から流れてくる電流を所定の抵抗値で規制しながらIGBT11のゲートに流すものである。これによりゲートに電荷がチャージされてIGBT11がオンとなる。
ダイオードD1は、IGBT11のオフ時にゲートに蓄積された電荷の引き抜きを行い、ゲート抵抗器R2は、その引き抜かれた電荷を除去する。即ち、IGBT11がオフ時に、ゲートにチャージされていた電荷が、矢印Yoffで示すようにダイオードD1で引き抜かれてゲート抵抗器R2を通ることで、当該電荷が除去され、これによりIGBT11が完全にオフ状態となる。
但し、ゲート回路32は、図3に示したようにゲート抵抗器R3のみで構成されているが、ゲート回路31のように、複数の抵抗器とダイオードとを組み合わせて構成してもよい。ゲート回路31,32は、ゲート抵抗器の個数やダイオードの個数に制限されるものではない。
図4は縦軸がコレクタ電流Ic、横軸が時間tであり、下アーム素子12が還流モード時に上アーム素子11がオンした際のコレクタ電流Icを、上アーム素子11のオン時のゲート抵抗値(ゲート抵抗器R1の抵抗値)R1Nの大きさ毎に表した図である。
また、図4では、ゲート抵抗値R1Nの大きさを、R1N小,R1N中,R1N大で示している。これらの大きさは、下アームのMOSFET12のオフ時のゲート抵抗値(ゲート抵抗器R3の抵抗値)R3Nに対する大きさである。即ち、下アームのMOSFET12のオフ時のゲート抵抗値R3Nに対して、上アームのIGBT11のゲート抵抗値R1Nが大きくなる程に、R1N小、R1N中、R1N大と大きくなるように表現してある。
図3に示す下アームのMOSFET12が寄生ダイオード22に順方向に電流が流れる還流モード時に、上アームのIGBT11がスイッチング動作によりオンになると、下アームのMOSFET12の寄生ダイオード22に逆バイアス電圧が印加される。これにより、寄生ダイオード22に逆方向の逆回復電流が流れる。このため、IGBT11には、図4に示すような、大きさのコレクタ電流Ic1,Ic2,Ic3が流れてしまう。
コレクタ電流Ic1は、上アームのIGBT11のゲート抵抗値R1Nが小(R1N小)の場合に流れ、コレクタ電流Ic2は、ゲート抵抗値R1Nが中(R1N中)の場合に流れ、コレクタ電流Ic3は、ゲート抵抗値R1Nが大(R1N大)の場合に流れる。また、各コレクタ電流Ic1,Ic2,Ic3の最大値(最大波高値)を、各矢印h1,h2,h3で示した。
このようにコレクタ電流IcがIc3,Ic2,Ic1で示すように大きくなる程に、下アームのMOSFET12の寄生ダイオード22に大きな逆回復電流が流れてしまう。このため、上アームのIGBT11のコレクタと下アーム素子12のソースとの間に短絡電流が流れてしまう。この短絡電流が過大になると、ノイズの増加や素子の破壊といった不具合が生じる。
そこで、本実施形態では、下アームのMOSFET12のオフ時のゲート抵抗値R3Nに対して、上アームのIGBT11のオン時のゲート抵抗値R1Nを極端に大きく(R1N大)して、図4にIc3で示すようにコレクタ電流を小さく(矢印h3)することで、寄生ダイオード22に流れる逆回復電流を低減して、短絡電流を抑制するようにした。
ここで、一般的なインバータ回路内の6つの素子には、全てにIGBTを用い、ゲート抵抗値の大きさも6素子全て同じ値に設定されている。しかし、上下アームにIGBTとMOSFETのように特性の異なるスイッチング素子を対に配設し、更に、MOSFETにSJ−MOSのような、定常損失は小さいが、寄生ダイオードの逆回復電流が大きい素子を採用した場合、寄生ダイオードで発生する逆回復電流が過大になるという不具合が生じていた。
また、下アームのMOSFET12が還流モード中に上アームのIGBT11がスイッチング動作を行い、上下アームに短絡電流が流れる場合、下アームのMOSFET12のドレイン−ゲート間に存在する帰還容量を通って、短絡電流がMOSFET12のゲートにも分流する。この分流により、本来オフ状態でなければならないMOSFET12のゲートがオンしてしまうといった、所謂セルフターンオン現象が発生する。
セルフターンオン現象は、MOSFET12のゲート抵抗値R3Nが大きいほどに逆回復時間が長くなって、よりその度合いが大きくなる。このセルフターンオン現象の度合いが大きくなる程に、寄生ダイオード22で発生する逆回復電流が大きくなってしまう悪影響を受ける。このため、スイッチング損失が大きくなって素子の発熱が高くなる等の不具合が生じる。しかし、スイッチング損失の増大を防ぐためにMOSFET12のゲート抵抗値R3Nを小さくしすぎると、逆回復電流消滅時のdi/dtが大きくなることで、ノイズが大きくなってしまう。
そこで、第1実施形態では、下アームのMOSFET12のゲート抵抗値R3Nを、予め定められた抵抗値(所定抵抗値)以下とすることで、セルフターンオン現象の度合いを少なくする。但し、所定抵抗値とは、セルフターンオン現象が、当該セルフターンオン現象に起因するスイッチング損失による素子の発熱が、素子にダメージを受けない、且つノイズが大きくなりすぎないような、度合いとなる抵抗値である。
図5は縦軸がコレクタ電流Ic、横軸が時間tであり、下アーム素子12が還流モード時に上アーム素子11がオンした際のコレクタ電流Icを、下アーム素子12のゲート抵抗値R3Nの大きさ毎に表した図である。但し、図5では、ゲート抵抗値R3Nの大きさを、R3N小,R3N中,R3N大で示しており、これらの大きさは、予め定められた抵抗値(所定抵抗値)に対する大きさである。即ち、下アーム素子12のゲート抵抗値R3Nが大きくなる程に、R3N小,R3N中,R3N大と大きくなるように表現してある。
各コレクタ電流Ic4,Ic5,Ic6は共に、最大波高値は同じであるが、電流が流れている時間が、矢印幅T3で示すようにコレクタ電流Ic4が最も長く、次に、T2で示すコレクタ電流Ic5、T1で示すコレクタ電流Ic6の順に短くなっている。T1,T2,T3は、各コレクタ電流Ic4,Ic5,Ic6に対する寄生ダイオード22の逆回復時間である。
コレクタ電流Ic4は、下アームのMOSFET12のゲート抵抗値R3Nが大(R3N大)の場合に流れ、コレクタ電流Ic5は、ゲート抵抗値R3Nが中(R3N中)の場合に流れ、コレクタ電流Ic6は、ゲート抵抗値R3Nが小(R3N小)の場合に流れる。
つまり、ゲート抵抗値R3Nが、R3N大、R3N中、R3N小と小さくなる程、逆回復時間がT3,T2,T1と短くなる。この逆回復時間はT1,T2,T3と長くなる程に、スイッチング素子のスイッチング損失が増えるという不具合が知られている。従って、ゲート抵抗値R3Nが最も小さい(R3N小)場合に、最も短い逆回復時間T1でコレクタ電流Ic6が流れ、この場合に最もスイッチング損失が小さくなる。ノイズ的にはR3N小の場合が最も厳しくなる。
図6は縦軸がコレクタ電流Ic、横軸が時間tであり、下アーム素子12が還流モード時に上アーム素子11がオンした際のコレクタ電流Ic11,Ic12と、上アーム素子11のコレクタ−エミッタ間電圧Vceの波形Vce1とを、時定数の比に応じて示した図である。
但し、時定数の比は、下アーム素子12のオン時の時定数に対する上アーム素子11のオン時の時定数であり、下アーム素子12の時定数に対して上アーム素子11の時定数が、同じ(1倍)場合にコレクタ電流Ic11が流れ、3倍の場合にコレクタ電流Ic12が流れる。また、1倍及び3倍の場合に、上アーム素子11のコレクタ−エミッタ間電圧波形がVce1で示す波形のようになる。また、以降説明する各素子11,12の時定数は、各素子11,12がオン時の時定数であり、単に時定数と表現しても、それはオン時の時定数を指す。
コレクタ電流Ic11の最大波高値をh11、逆回復時間をT11で示し、コレクタ電流Ic12の最大波高値をh12、逆回復時間をT12で示す。つまり、コレクタ電流Ic11の最大波高値h11は、コレクタ電流Ic12の最大波高値h12よりも矢印Y1で示す値分高く、コレクタ電流Ic11の逆回復時間T11は、コレクタ電流Ic12の逆回復時間T12よりも少なくとも3倍以上長いことが分かる。
これらの関係から、下アームのMOSFET12の時定数に対して上アームのIGBT11の時定数が3倍の場合に、時定数が等しい(1倍)場合に比べ、最大波高値がh11からh12と矢印Y1で示す高さ分低くなって改善され、逆回復時間がT11からT12と大幅に短く(略3倍以上短く)なって改善されている。
但し、3倍の場合の上アームのIGBT11の時定数Rg・Cgは、Rg・Cg=400nsと設定している。この設定について説明する。図3に示すように、上アームのIGBT11のゲート−コレクタ間には容量成分C1があり、下アームのMOSFET12のゲート−ソース間にも容量成分C2がある。このことから、上アームのIGBT11では、ゲート抵抗値R1Nと容量成分C1の容量値C1N(図示せず)とで時定数が定まり、下アームのMOSFET12では、ゲート抵抗値R3Nと容量成分C2の容量値C2N(図示せず)とで時定数が定まる。
ここで、各容量値C1N,C2Nは略同じなので、上アームのIGBT11のゲート抵抗値R1Nを、下アームのMOSFET12のゲート抵抗値R3Nの3倍とすることで、IGBT11の時定数を、MOSFET12の時定数の3倍としている。
このように、上アームのIGBT11の時定数を、下アームのMOSFET12の3倍以上とすることで、MOSFET12が還流モード中にIGBT11がスイッチング動作を行ったときに発生するMOSFET12の寄生ダイオード22の逆回復電流を抑制することができる。この抑制に応じて上下アームに流れる短絡電流を抑制することが可能となる。
言い換えれば、上アームのIGBT11のスイッチング速度を、下アームのMOSFET12のスイッチング速度よりも極端に遅くすることで、MOSFET12が還流モード中にIGBT11がスイッチング動作を行ったときに発生するMOSFET12に係る逆回復電流を抑制して、短絡電流を抑制することができ、更にはスイッチング損失を抑制することが可能となる。
但し、上アーム素子11のオン時の時定数を、下アーム素子12のオン時の時定数に対して3倍としたが、抑制したい所望の波高値並びに逆回復時間に合わせて、時定数を4倍,5倍,…と増やすことで、より逆回復電流を抑制して、短絡電流を抑制し、更にはスイッチング損失を抑制することが可能となる。
このように、逆回復電流を抑制してスイッチング損失を抑制することができれば、下アームのMOSFET12にSJ−MOSを使用することが可能となる。SJ−MOSは、上述したように、定常損失は小さいが、逆回復電流が大きい。しかし、上記のように上アームのIGBT11の時定数を大きくして逆回復電流を抑制可能なので、SJ−MOSを使用して定常損失を小さくするといった効果を取り入れることが可能となる。
上記では、上下アームの容量値C1N,C2Nが略同じで、上アームのIGBT11のゲート抵抗値R1Nを3倍とする例について説明した。しかし、上下アームの容量値C1N,C2Nが異なる場合は、この異なる容量値に応じて、上下アームのゲート抵抗値R1N,R3Nを可変し、結果的に、上アームのIGBT11のゲート抵抗値R1Nを3倍以上とすればよい。なお、3倍以上に限らず、それ以下の倍数であっても、逆回復電流の抑制ができ、上下アームに流れる短絡電流が抑制できればよい。
但し、ゲート抵抗値R1,R3を可変抵抗器として、逆回復電流を計測しながら所望の電流値となるように、ゲート抵抗値R1N,R3Nを可変制御してもよい。
なお、下アームのゲート回路は、図7に示すゲート回路33のように、ゲート抵抗R3とR4、そしてダイオードD2を使用した構成とした場合、オフ側のゲート抵抗値R4に対して、上アームのIGBT11のゲート抵抗値R1Nを3倍以上、つまりIGBT11の時定数をMOSFET12の時定数の3倍以上とすればよい。
実際に設定する抵抗値として、例えば上アームゲート回路31のゲート抵抗R1は300〜540Ωの範囲で設定するのに対して、下アームゲート回路の32のゲートR3、若しくはゲート回路32aのゲート抵抗R4は56〜200Ωの範囲で設定すればよい。
図8は上アーム素子11を駆動制御する駆動制御信号dsのドライブ信号11DVと、下アーム素子12を駆動制御する駆動制御信号dsのドライブ信号12DVとを表す波形図である。
第1実施形態の構成は、上述したように、上アーム素子11のスイッチング速度を3倍以上と極端に低速化している。このため、図8に示すように、低速化前と比べて上アームのIGBT11のオンタイミングが遅延時間Δtだけ遅くなる。曲線11G1で示すゲート電圧は、ゲート抵抗値R1Nが小(R1N小)の場合である。曲線11G2で示すゲート電圧は、ゲート抵抗値R1Nが(R1N小)の場合よりも極端に大きい(R1N大)の場合である。この(R1N大)とすることによりゲート電圧11G2のオン時の立ち上がり時間がΔtだけ遅くなる。
このΔtだけ遅くなることによって、下アーム素子12がオフとなった後に、上アーム素子11をオンとする迄の間のデッドタイムtdが、設計上の値に比べ、Δtだけ長くなる。そこで、第1実施形態では、設計上のデッドタイムtdから、実際のデッドタイムの遅れ分Δtを減算した値td−Δtを、デッドタイムとして採用する。これによって、電流波形の歪みを悪化させることなくインバータ回路2Aの駆動を行うことができる。
<第1実施形態の効果>
このように第1実施形態のモータ制御装置100は、直流電力を交流電力に変換し、この交流電力でモータ4の駆動制御を行うインバータ回路2Aを備える。インバータ回路2Aは、直流電力が供給される正負の母線PL,NL間の上アーム及び下アームに接続され、上下で1対を成す第n及び第mスイッチング素子11〜16を3対有する。この3対の第n及び第mスイッチング素子11〜16間がモータ4の動力線に接続され、全ての対となる第n及び第mスイッチング素子(例えば11,12)が互いに異なる特性を有し、且つ第nスイッチング素子11のスイッチング速度を、第mスイッチング素子12のスイッチング速度よりも遅く設定した。但し、対となる第nスイッチング素子がIGBT11であり、第mスイッチング素子がMOSFET12であり、IGBT11のスイッチング速度を、MOSFET12のスイッチング速度よりも予め定められた値以上遅く設定した。
この構成によれば、上アームのIGBT11のスイッチング速度を、下アームのMOSFET12のスイッチング速度よりも予め定められた値以上遅くすることで、MOSFET12が還流モード中にIGBT11がスイッチング動作を行ったときに発生するMOSFET12に係る逆回復電流を抑制することができる。これにより上下アームに流れる短絡電流を抑制することができる。つまり、逆回復電流抑制のために、インバータ回路2Aの対となる一方のIGBT11のスイッチング速度を、他方のMOSFET12よりも予め定められた値以上遅くするだけでよい。従って、回路部品点数の増加や回路動作制御の複雑化を招かないように、片側アーム素子11のスイッチング時に発生する逆回復電流を抑制することができる。
また、対となる一方のIGBT11のオン時の時定数を、他方のMOSFET12のオン時の時定数よりも予め定められた値以上大きく設定した。より具体的には、IGBT11の時定数を、MOSFET12の時定数より3倍以上大きく設定した。更に、IGBT11の時定数を、400ns以上とした。
この構成によれば、一方のIGBT11の時定数を、他方のMOSFET12の時定数よりも予め定められた値以上又は3倍以上大きく、具体的な値としては400ns以上とすることで、MOSFET12が還流モード中にIGBT11がスイッチング動作を行ったときに発生するMOSFET12に係る逆回復電流を抑制することができ、これに応じて上下アームに流れる短絡電流を抑制することができる。つまり、対となる一方のIGBT11の時定数を、他方のMOSFET12よりも予め定められた値以上大きくするだけでよいので、回路部品点数の増加や回路動作制御の複雑化を招かないように、片側アーム素子11のスイッチング時に発生する逆回復電流を抑制することができる。
また、対となる一方のIGBT11のゲート抵抗値を、他方のMOSFET12のゲート抵抗値よりも予め定められた値以上大きく設定した。この構成によれば、IGBT11に流れるコレクタ電流Icが小さくなるので、MOSFET12に係る逆回復電流が減少して、上下アームに流れる短絡電流を抑制することができる。
また、MOSFET12のゲート抵抗値を、予め定められた値よりも小さく設定した。この構成によれば、MOSFET12のゲート抵抗値が予め定められた値よりも小さく設定されているので、MOSFET12に係る逆回復時間が短くなり、MOSFET12に生じるセルフターンオン現象の度合いが減少する。この減少によりMOSFET12のスイッチング損失を抑制することができ、更にはMOSFET12の発熱を抑制することができる。また、ノイズの影響も大きくなりすぎることはない。
IGBT11のゲート抵抗器R1及びMOSFETのゲート抵抗器R3を可変抵抗器として、それらゲート抵抗値R1N,R3Nを可変制御するようにした。これによって、例えば、逆回復電流を計測しながら所望の電流値となるように、ゲート抵抗値R1N,R3Nを可変制御して設定することが可能となる。
また、インバータ回路2Aのデッドタイムには、設計上のデッドタイムtdから、IGBT11のスイッチング速度の遅れ分の時間Δtを減算した値を設定した。
この構成によれば、次のような効果が得られる。IGBT11のスイッチング速度をMOSFET12のスイッチング速度よりも予め定められた値以上遅くすると、この低速化前の設計上のオンタイミングと比べてIGBT11のオンタイミングが遅延時間Δtだけ遅くなる。このため、MOSFET12がオフ後にIGBT11がオンとなる間のデッドタイムtdが、設計上の値に比べ、Δtだけ大きくなる。そこで、設計上のデッドタイムtdから、IGBT11のスイッチング速度の遅れ分の時間Δtを減算した値td−Δtを、デッドタイムとして設定すれば、電流波形の歪みを悪化させることなくインバータ回路2Aの駆動を行うことができる。
また、MOSFET12を、SJ−MOSとした。この構成によれば、SJ−MOSは定常損失がより小さいので、モータ4を、より一層高効率で駆動させることができる。
<第2実施形態>
図9は、本発明の第2実施形態に係るモータ制御装置200の構成を示す回路図である。但し、第2実施形態のモータ制御装置200が実施形態のモータ制御装置100と異なる点は、インバータ回路2Bの構成のみである。従って、他の構成要素についてはその説明を適時省略する。
第2実施形態のインバータ回路2Bが、第1実施形態のインバータ回路2Aと異なる点は、上アームと下アームとの構成要素を反転させたことにある。従って、図9に示すように、上アームに、MOSFET12,14,16と、寄生ダイオード22,24,26と、ゲート回路32,34,36とを用い、下アームに、IGBT11,13,15と、還流ダイオード21,23,25と、ゲート回路31,33,35とを用いた。なお、下アームのゲート回路32,34,36は図7のゲート回路32aのように抵抗二つとダイオードを一つ用いた構成としてもよい。
この構成のインバータ回路2Bの場合、上アームのMOSFET12のオン時の時定数に対する下アームのIGBT11のオン時の時定数を3倍以上とする。但し、下アームのIGBT11のオン時の時定数は、抑制したい所望の波高値と逆回復時間とに合わせて、4倍,5倍,…と増やすことで、より逆回復電流を抑制して、短絡電流を抑制することが可能となる。
更に、第2実施形態では、第1実施形態とは逆に、下アームのIGBT11のオン速度が遅くなることを考慮して、つまり、実際のデッドタイムΔtの遅れ分を考慮する。即ち、上アームオフから下アームオン間のデッドタイムに、通常のデッドタイムtdからΔtを減算したtd−Δtの値を採用する。これによって、電流波形の歪みを悪化させることなくインバータ駆動を行うことができる。
<第2実施形態の効果>
第2実施形態に係るモータ制御装置200によれば、インバータ回路2Bにおいて、上下アームのスイッチング素子11,12を含む構成要素を、上下反転させたが、この構成においても、第1実施形態に係るモータ制御装置100と同様の効果を奏すことができる。
<第1及び第2実施形態の適用例>
第1及び第2実施形態に係るモータ制御装置100,200の何れかを、図示せぬ空気調和機に搭載し、更にそれらモータ制御装置100,200の何れかを、空気調和機の室外ファンモータ(図示せず)の駆動制御用途に適用する。
空気調和機は、低入力領域(中間・定格領域)での効率を向上させることで、省エネ性能を表す指数であるAPF(Annual Performance Factor)を大きく向上させることができる。但し、中間領域とは、年間を通して空気調和機の運転時間が最も長い運転領域のことであり、定格領域とは、空調負荷に応じた必要能力で運転する領域のことである。
モータ制御装置100,200では、スイッチング素子として、低入力領域でIGBTと比べて損失の小さいMOSFETを用いる構成を採用している。このため、モータ制御装置100,200を適用することにより、高効率で高い省エネ性能を有する空気調和機を実現することができる。
この他、モータ制御装置100,200の何れかを、空気調和機の圧縮機(図示せず)の駆動制御用途に適用しても、高効率で高い省エネ性能を有する空気調和機を実現することができる。
なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることも可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
また、上記の各構成、機能、処理部(制御部)、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウエアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、SSD(Solid State Drive)等の記録装置、又は、IC(Integrated Circuit)カード、SD(Secure Digital memory)カード、DVD(Digital Versatile Disc)等の記録媒体に置くことができる。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
1 直流電源
2A,2B 三相インバータ回路(インバータ回路)
4 三相同期モータ(モータ)
5 電流検出部
6 直流電圧検出部
7 モータ制御部
8 インバータ駆動部
21,23,25 還流ダイオード
22,24,26 寄生ダイオード
11,13,15 IGBT(スイッチング素子)
12,14,16 MOSFET(スイッチング素子)
31,33,35 IGBTのゲート回路
32,34,36,32(a) MOSFETのゲート回路
100,200 モータ制御装置
R1,R2,R3,R4 ゲート抵抗器
D1,D2 ダイオード
Io 回路電流
PL 正の直流母線
NL 負の直流母線
ds 駆動制御信号
ir モータ回転数指令値

Claims (10)

  1. 直流電力を交流電力に変換し、この変換された交流電力でモータの駆動制御を行うインバータ回路
    を備え、
    前記インバータ回路は、
    前記直流電力が供給される正負の母線間の上アーム及び下アームに接続され、上下で1対を成す第n及び第mスイッチング素子を3対有し、この3対の第n及び第mスイッチング素子間が前記モータの動力線に接続され、全ての対となる第n及び第mスイッチング素子が互いに異なる特性を有し、且つ、前記第n及び第mスイッチング素子はゲートを有し、各々の前記ゲートにはゲート抵抗値を発生させるゲート回路が接続され、前記第mスイッチング素子はセルフターンオン現象が発生し得る素子であり、前記第mスイッチング素子に接続された前記ゲート回路の前記ゲート抵抗値は、オン時およびオフ時において一定であり、前記第nスイッチング素子に接続された前記ゲート回路は、オフ時のゲート抵抗値よりもオン時のゲート抵抗値を高くする
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 請求項1に記載のモータ制御装置であって、
    前記第nスイッチング素子がIGBTであり、前記第mスイッチング素子がMOSFETである
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  3. 請求項2に記載のモータ制御装置であって、
    前記IGBTのオン時の時定数が、前記MOSFETのオフ時の時定数よりも予め定められた値以上大きく設定されている
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  4. 請求項3に記載のモータ制御装置であって、
    前記IGBTがオン時の時定数は、前記MOSFETがオフ時の時定数より3倍以上大きく設定されている
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  5. 請求項3又は請求項4に記載のモータ制御装置であって、
    前記IGBTのオン時の時定数は、400ns以上である
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  6. 請求項3に記載のモータ制御装置であって、
    前記IGBTのオン時のゲート抵抗値は、前記MOSFETのゲート抵抗値よりも予め定められた値以上大きく設定されている
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  7. 請求項6に記載のモータ制御装置であって、
    前記MOSFETのゲート抵抗値は、予め定められた値よりも小さく設定されている
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  8. 請求項6又は請求項7に記載のモータ制御装置であって、
    前記IGBTのゲート抵抗値及び前記MOSFETのゲート抵抗値を定める各抵抗器を、可変抵抗器とし、それらゲート抵抗値を可変設定する
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  9. 請求項2,3,4,6,7いずれか1項に記載のモータ制御装置であって、
    前記MOSFETは、スーパー・ジャンクションMOSFETである
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  10. 請求項1〜のいずれか1項に記載のモータ制御装置を搭載する
    ことを特徴とする空気調和機。
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104967374B (zh) * 2015-07-13 2018-02-09 江苏元凯电气科技有限公司 一种无刷直流电机驱动器拓扑结构及其控制方法
JP7124716B2 (ja) * 2017-01-31 2022-08-24 日本電産株式会社 モータ駆動装置、および電動パワーステアリング装置
JP6787352B2 (ja) * 2018-01-18 2020-11-18 株式会社デンソー 駆動対象スイッチの駆動回路
WO2019186648A1 (ja) * 2018-03-26 2019-10-03 三菱電機株式会社 空気調和機
JP6965817B2 (ja) * 2018-04-13 2021-11-10 株式会社豊田自動織機 車載dc−acインバータ
JP6918250B2 (ja) * 2018-09-28 2021-08-11 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機
WO2023243751A1 (ko) * 2022-06-17 2023-12-21 엘지마그나 이파워트레인 주식회사 모터 구동장치, 및 이를 구비하는 차량

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07194138A (ja) * 1993-12-28 1995-07-28 Mazda Motor Corp インバータ装置
JP4942967B2 (ja) * 2005-09-08 2012-05-30 東芝キヤリア株式会社 インバータ装置及び冷凍サイクル装置
JP4300209B2 (ja) * 2005-11-04 2009-07-22 東芝キヤリア株式会社 インバータ装置
JP5047582B2 (ja) * 2006-10-18 2012-10-10 東芝キヤリア株式会社 インバータ装置
KR101280424B1 (ko) * 2006-12-21 2013-06-28 페어차일드코리아반도체 주식회사 비대칭 pwm 방식을 위한 3상 비대칭 인버터회로
JP2009147996A (ja) * 2007-12-11 2009-07-02 Daikin Ind Ltd 電力変換回路
JP5321368B2 (ja) * 2009-09-07 2013-10-23 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動制御装置
JP5132658B2 (ja) * 2009-11-13 2013-01-30 三菱電機株式会社 電動機駆動装置および冷凍空気調和装置
JP5494095B2 (ja) * 2010-03-25 2014-05-14 パナソニック株式会社 インバータ装置およびそれをファンモータの駆動装置に用いた電気掃除機

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