CN103715971A - 马达控制装置以及空调机 - Google Patents

Abstract

在逆变器电路的上臂和下臂中配设了特性不同的开关元件时，以不会导致电路部件件数增加、电路动作控制复杂化的方式，抑制在单侧臂元件的开关时发生的反向恢复电流。马达控制装置（100）具备：马达（4），通过交流电力旋转；逆变器电路（2A），将直流电力变换为交流电力，并通过交流电力进行马达（4）的驱动控制。逆变器电路（2A）具有3对与供给直流电力的正负的母线（PL、NL）间的上以及下臂连接，且上下成对的第n以及第m开关元件（11~16）。该3对开关元件（11~16）间与马达（4）的动力线连接，所有成对的开关元件具有相互不同的特性，将第n开关元件的IGBT（11）的开关速度设定为比第m开关元件的MOSFET（12）的开关速度慢规定值。

Description

马达控制装置以及空调机

技术领域

本发明涉及使用逆变器电路进行马达的驱动控制的马达控制装置以及空调机。

背景技术

在作为负荷搭载了马达的电车、汽车以及空调机等设备中，根据近年来的地球环境保护的请求，强烈要求节省资源、节能。为了满足这样的要求，提出了改善将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变器电路（还简称为逆变器电路）的损失的各种技术。

在逆变器电路内的6个开关元件（还简称为元件）中，一般使用IGBT（Insulated-Gate-Bipolar-Transistor，绝缘栅双极型晶体管）。但是，为了改善逆变器电路的稳定期间动作时的稳定损失，提出了在上下臂中的单侧臂的3个元件中不使用IGBT而使用稳定损失小的MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管）的技术。

作为稳定损失小的MOSFET，有超级结MOSFET（以下称为SJ-MOS）。该SJ-MOS具有在该SJ-MOS的寄生二极管中发生的反向恢复电流大这样的特性。其比通常在IGBT中逆并联连接的续流二极管中使用的FRD（Fast-Recovery-Diode，快速恢复二极管）的反向恢复电流也大。通常，在下臂侧开关元件的续流二极管是续流模式中，上臂侧开关元件进行开关动作，从而与此前续流二极管的正向相逆地偏置电压。因此，在续流二极管中发生反向恢复电流，在上下臂中发生短路电流。

例如，在逆变器电路的上臂侧配置了IGBT、在下臂侧配置了特性与IGBT不同的元件（例如SJ-MOS）时，在下臂侧的寄生二极管是续流模式中上臂的IGBT开关了的情况下，在上下臂中流过大的短路电流。其起因于在SJ-MOS的寄生二极管中发生的反向恢复电流大这样的特性。

因此，作为抑制反向恢复电流的技术，提出了例如如专利文献1所示，在逆变器电路内的上下臂的元件内，在某一方中配置MOSFET，在MOSFET的寄生二极管中流过了续流电流时，在成对的另一方的元件成为导通（ON）之前，对续流二极管施加比驱动MOSFET的电压低的逆电压，来抑制反向恢复电流这样的逆电压施加电路所相关的技术。

【专利文献1】日本专利第4300209号公报

发明内容

但是，在专利文献1中，为了实现逆电压施加电路，有半导体元件、电容器以及电阻器等电路部件的件数变多、并且用于使逆电压施加电路动作的控制变得复杂这样的问题。

本发明是鉴于这样的情况而完成的，其目的在于提供一种马达控制装置以及空调机，在逆变器电路的上臂和下臂中配设了特性不同的开关元件时，能够以不导致电路部件件数增加、电路动作控制复杂化的方式，抑制在单侧臂元件的开关时发生的反向恢复电流。

为了解决上述课题，本发明具备通过交流电力旋转的马达、和将直流电力变换为交流电力并通过该变换的交流电力进行马达的驱动控制的逆变器电路，逆变器电路具有3对与供给直流电力的正负的母线间的上臂以及下臂连接且上下成对的开关元件，该3对开关元件间与马达的动力线连接，成对的开关元件具有相互不同的特性，并且一方的开关元件的开关速度被设定为比另一方的开关元件的开关速度慢。

根据本发明，能够提供一种马达控制装置以及空调机，在逆变器电路的上臂和下臂中配设了特性不同的开关元件时，能够以不会导致电路部件件数增加、电路动作控制的复杂化的方式，抑制在单侧臂元件的开关时发生的反向恢复电流。

附图说明

图1是示出本发明的第一实施方式的马达控制装置的结构的电路图。

图2是示出第一实施方式的马达控制装置的马达控制部的一个结构例的框图。

图3是示出作为第一实施方式的马达控制装置的第一以及第二开关元件的IGBT以及MOSFET的栅极电路的结构的图。

图4是在纵轴中示出集电极电流Ic、在横轴中示出时间t，针对上臂元件的导通时的栅极电阻值的每个大小示出在下臂元件是续流模式时上臂元件成为导通时的集电极电流Ic的图。

图5是在纵轴中示出集电极电流Ic、在横轴中示出时间t，针对下臂元件的栅极电阻值的每个大小示出在下臂元件是续流模式时上臂元件成为导通时的集电极电流Ic的图。

图6是在纵轴中示出集电极电流Ic、在横轴中示出时间t，根据时间常数之比示出在下臂元件是续流模式时上臂元件成为导通时的集电极电流Ic、和上臂元件的集电极-发射极间电压的波形的图。

图7是示出作为第一实施方式的马达控制装置的第一以及第二开关元件的IGBT以及MOSFET的栅极电路的结构的图，是MOSFET的栅极电路使用2个电阻和1个二极管构成的图。

图8是示出对上臂元件进行驱动控制的驱动控制信号的驱动信号、和对下臂元件进行驱动控制的驱动控制信号的驱动信号的波形图。

图9是示出本发明的第二实施方式的马达控制装置的结构的电路图。

（符号说明）

1：直流电源；2A、2B：三相逆变器电路（逆变器电路）；4：三相同步马达（马达）；5：电流检测部；6：直流电压检测部；7：马达控制部；8：逆变器驱动部；21、23、25：续流二极管；22、24、26：寄生二极管；11、13、15：IGBT（开关元件）；12、14、16：MOSFET（开关元件）；31、33、35：IGBT的栅极电路；32、34、36、32（a）：MOSFET的栅极电路；100、200：马达控制装置；R1、R2、R3、R4：栅极电阻器；D1、D2：二极管；Io：电路电流；PL：正的直流母线；NL：负的直流母线；ds：驱动控制信号；ir：马达转速指令值。

具体实施方式

以下，参照附图，说明本发明的实施方式。

<第一实施方式>

图1是示出本发明的第一实施方式的马达控制装置100的结构的电路图。以使用三相逆变器电路2A进行三相同步马达4的驱动控制的情况为例子，说明该马达控制装置100。

马达控制装置100构成为具备直流电源1、通过PWM（PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制）控制进行三相同步马达4的驱动控制的三相逆变器电路（还简称为逆变器电路）2A、电流检测部5、直流电压检测部6、马达控制部7、以及逆变器驱动部8。直流电源1在本例子中是蓄电池，另外，也可以采用能够控制输出直流电压的转换器电路（未图示）等。

逆变器电路2A根据作为从逆变器驱动部8输出的脉冲宽度调制波信号（PWM信号）的驱动控制信号ds，将从直流电源1供给的直流电力变换为作为U相·V相·W相的伪正弦波的三相交流电力，通过该变换的三相交流电力进行三相同步马达（还简称为马达）4的驱动控制，逆变器电路2A具备第一~第六开关元件（还简称为元件）11、12、13、14、15、16。

这些开关元件11~16和直流电源1的正极侧上连接的直流母线PL、与负极侧上连接的直流母线NL之间的上下臂连接。对上臂，作为第一、第三、第五开关元件（第n开关元件）11、13、15连接了IGBT，对下臂，作为第二、第四、第六开关元件（第m开关元件）12、14、16连接了低功耗的MOSFET。即，在上臂和下臂中连接了特性不同的开关元件。

另外，将上臂的开关元件11、13、15还表现为IGBT 11、13、15或者上臂元件11、13、15，将下臂的开关元件12、14、16还表现为MOSFET 12、14、16或者下臂元件12、14、16。

第一IGBT 11以及第二MOSFET 12在正负的直流母线PL、NL之间经由第一连接点Nd1而串联连接，在第一IGBT 11的集电极-发射极间逆并联连接了续流二极管21，在第二MOSFET 12的漏极-源极间逆并联连接了寄生二极管22。第一连接点Nd1与马达4的U相动力线连接。

第三IGBT 13以及第四MOSFET 14在正负的直流母线PL、NL之间经由第二连接点Nd2而串联连接，在第三IGBT 13的集电极-发射极间逆并联连接了续流二极管23，在第四MOSFET 14的漏极-源极间逆并联连接了寄生二极管24。第二连接点Nd2与马达4的V相动力线连接。

第五IGBT 15以及第六MOSFET 16在正负的直流母线PL、NL之间经由第三连接点Nd3而串联连接，在第五IGBT 15的集电极-发射极间逆并联连接了续流二极管25，在第六MOSFET 16的漏极-源极间逆并联连接了寄生二极管26。第三连接点Nd3与马达4的W相动力线连接。

另外，对第一~第六开关元件11~16的栅极，分别连接了栅极电路31、32、33、34、35、36。

电流检测部5是基于与电线并行配置的架线电流传感器等的检测部，与负的直流母线NL接近地配置，检测从直流电源1流入逆变器电路2A的电路电流Io，将该检测出的电路电流Io输出到马达控制部7。

直流电压检测部6检测直流电源1的直流电压Vd而输出到马达控制部7。

马达控制部7根据电路电流Io，再现马达4中流过的三相交流电流Iu、Iv、Iw（其中，Iu、Iv、Iw未图示），根据该再现的三相交流电流Iu、Iv、Iw、直流电压Vd、以及从外部输入的马达转速指令值ir，运算对马达4施加的三相交流指令电压Vu、Vv、Vw（其中，Vu、Vv、Vw未图示），并且运算对马达4施加的正弦波电压的振幅值Vs（其中，Vs未图示），将这些运算结果输出到逆变器驱动部8。

其中，马达控制部7如图2所示成为具备CPU（Central ProcessingUnit，中央处理单元）101a、ROM（Read Only Memory，只读存储器）101b、RAM（Random Access Memory，随机访问存储器）101c、存储装置（HDD：Hard Disk Drive等，硬盘驱动器）101d，并将这些101a~101d与总线102连接的一般的结构。在这样的结构中，例如CPU 101a执行写入到ROM 101b的程序101f，实现上述马达控制部7的运算等控制。

图1所示的逆变器驱动部8依照作为马达控制部7中的运算结果的三相交流指令电压Vu、Vv、Vw（未图示）以及预定的正弦波电压的振幅值Vs（未图示），将用于进行第一~第六开关元件11~16的开关控制（PWM控制）的驱动控制信号ds输出到逆变器电路2A的各栅极电路31~36。

图3是示出作为第一以及第二开关元件的IGBT 11以及MOSFET 12的栅极电路31、32的结构的图。其中，图3所示的栅极电路31代表第一、第三、第五开关元件11、13、15的各栅极电路31、33、35，栅极电路32代表第二、第四、第六开关元件12、14、16的各栅极电路32、34、36。以后，代表图3所示的栅极电路31、32而说明逆变器电路2A。

栅极电路31构成为具备：连接于IGBT 11的栅极与逆变器驱动部8之间的栅极电阻器R1、对该栅极连接了阳极的二极管D1、以及连接于该二极管D1的阴极与逆变器驱动部8之间的栅极电阻器R2。栅极电路32构成为具备：连接于MOSFET 12的栅极与逆变器驱动部8之间的栅极电阻器R3。

栅极电阻器R1在IGBT 11成为导通时使用。即，如通过箭头Yon所示的那样，对从逆变器驱动部8流来的电流以规定的电阻值进行限制的同时流入IGBT 11的栅极。由此，电荷被充电到栅极而IGBT 11成为导通。

二极管D1在IGBT 11的截止（OFF）时进行栅极中积蓄的电荷的释放，栅极电阻器R2去除该释放的电荷。即，在IGBT 11为截止时，栅极中充电的电荷如箭头Yoff中所示的那样被二极管D1释放并通过栅极电阻器R2，从而该电荷被去除，由此，IGBT 11完全成为截止状态。

其中，栅极电路32如图3所示仅由栅极电阻器R3构成，但也可以如栅极电路31那样，组合多个电阻器和二极管而构成。栅极电路31、32不限制栅极电阻器的个数、二极管的个数。

图4是纵轴是集电极电流Ic、横轴是时间t，针对上臂元件11的导通时的栅极电阻值（栅极电阻器R1的电阻值）R1N的每个大小示出在下臂元件12是续流模式时上臂元件11为导通时的集电极电流Ic的图。

另外，在图4中，用R1N小、R1N中、R1N大来表示栅极电阻值R1N的大小。这些大小是针对下臂的MOSFET 12的截止时的栅极电阻值（栅极电阻器R3的电阻值）R3N的大小。即，针对下臂的MOSFET 12的截止时的栅极电阻值R3N，随着上臂的IGBT 11的栅极电阻值R1N变大的程度，表现为大到R1N小、R1N中、R1N大。

在图3所示的下臂的MOSFE T12向寄生二极管22正向地流入电流的续流模式时，如果上臂的IGBT 11通过开关动作成为导通，则对下臂的MOSFET 12的寄生二极管22施加逆偏置电压。由此，在寄生二极管22中流过逆向的反向恢复电流。因此，在IGBT 11中，流过图4所示那样的大小的集电极电流Ic1、Ic2、Ic3。

在上臂的IGBT 11的栅极电阻值R1N是小（R1N小）的情况下流过集电极电流Ic1，在栅极电阻值R1N是中（R1N中）的情况下流过集电极电流Ic2，在栅极电阻值R1N是大（R1N大）的情况中流过集电极电流Ic3。另外，用各箭头h1、h2、h3表示各集电极电流Ic1、Ic2、Ic3的最大值（最大峰值）。

这样，如Ic3、Ic2、Ic1所示，集电极电流Ic越大，在下臂的MOSFET 12的寄生二极管22中流过越大的反向恢复电流。因此，在上臂的IGBT 11的集电极与下臂元件12的源极之间流过短路电流。如果该短路电流变得过大，则产生噪声的增加、元件的破坏这样的缺陷。

因此，在本实施方式中，相对下臂的MOSFET 12的截止时的栅极电阻值R3N，使上臂的IGBT 11的导通时的栅极电阻值R1N极端大（R1N大），如图4的Ic3所示的那样减小集电极电流（箭头h3），从而降低寄生二极管22中流过的反向恢复电流，而抑制短路电流。

此处，在一般的逆变器电路内的6个元件中，全部使用IGBT，所有6个元件的栅极电阻值的大小也被设定为相同的值。但是，在上下臂中如IGBT和MOSFET那样成对地配设特性不同的开关元件，进而，在MOSFET中采用了SJ-MOS那样的虽然稳定损失小但寄生二极管的反向恢复电流大的元件的情况下，产生在寄生二极管中发生的反向恢复电流变得过大这样的缺陷。

另外，在下臂的MOSFET 12是续流模式中上臂的IGBT 11进行开关动作，在上下臂中流过短路电流的情况下，通过在下臂的MOSFET 12的漏极-栅极间存在的反馈电容，短路电流还被分流到MOSFET 12的栅极。通过该分流，发生本来必需是截止状态的MOSFET 12的栅极成为导通这样的所谓自启动现象。

对于自启动现象，MOSFET 12的栅极电阻值R3N越大，反向恢复时间变得越长，其程度进一步变大。受到该自启动现象的程度变得越大，在寄生二极管22中发生的反向恢复电流变得越大的恶劣影响。因此，产生开关损失变大、元件的发热变高等缺陷。但是，如果为了防止开关损失的增大而使MOSFET 12的栅极电阻值R3N过小，则反向恢复电流消灭时的di/dt变大，从而噪声变大。

因此，在第一实施方式中，通过使下臂的MOSFET 12的栅极电阻值R3N成为预定的电阻值（规定电阻值）以下，从而减少自启动现象的程度。其中，规定电阻值是指，自启动现象成为起因于该自启动现象的开关损失所致的元件的发热不会对元件造成损伤、并且噪声不会变得过大那样的程度的电阻值。

图5是纵轴是集电极电流Ic、横轴是时间t，且针对下臂元件12的栅极电阻值R3N的每个大小示出在下臂元件12是续流模式中上臂元件11为导通时的集电极电流Ic的图。其中，在图5中，用R3N小、R3N中、R3N大来表示栅极电阻值R3N的大小，这些大小是针对预定的电阻值（规定电阻值）的大小。即，随着下臂元件12的栅极电阻值R3N变大的程度，表现为变大到R3N小、R3N中、R3N。

对于各集电极电流Ic4、Ic5、Ic6，虽然最大峰值都相同，但对于流过电流的时间，如箭头宽T3所示，集电极电流Ic4最长，接下来，按照T2所示的集电极电流Ic5、T1所示的集电极电流Ic6的顺序变短。T1、T2、T3是针对各集电极电流Ic4、Ic5、Ic6的寄生二极管22的反向恢复时间。

在下臂的MOSFET 12的栅极电阻值R3N是大（R3N大）的情况下流过集电极电流Ic4，在栅极电阻值R3N是中（R3N中）的情况下流过集电极电流Ic5，在栅极电阻值R3N是小（R3N小）的情况下流过集电极电流Ic6。

即，随着栅极电阻值R3N变小到R3N大、R3N中、R3N小的程度，反向恢复时间变短到T3、T2、T1。已知随着该反向恢复时间变长到T1、T2、T3的程度开关元件的开关损失增加这样的缺陷。因此，在栅极电阻值R3N最小（R3N小）的情况下，以最短的反向恢复时间T1流过集电极电流Ic6，在该情况下开关损失变得最小。在噪声上R3N小的情况下变得最严。

图6是纵轴是集电极电流Ic、横轴是时间t，且根据时间常数之比示出在下臂元件12是续流模式中上臂元件11成为导通时的集电极电流Ic11、Ic12、和上臂元件11的集电极-发射极间电压Vce的波形Vce1的图。

其中，时间常数之比是上臂元件11的导通时的时间常数比下臂元件12的导通时的时间常数，在针对下臂元件12的时间常数，上臂元件11的时间常数相同（1倍）的情况下，流过集电极电流Ic11，在3倍的情况下，流过集电极电流Ic12。另外，在1倍以及3倍的情况下，上臂元件11的集电极-发射极间电压波形成为Vce1所示的波形。另外，以后说明的各元件11、12的时间常数是各元件11、12为导通时的时间常数，即使简单表现为时间常数，其也指示导通时的时间常数。

用h11来表示集电极电流Ic11的最大峰值、用T11来表示反向恢复时间、用h12来表示集电极电流Ic12的最大峰值、用T12来表示反向恢复时间。即，已知集电极电流Ic11的最大峰值h11相比于集电极电流Ic12的最大峰值h12高箭头Y1所示的值，集电极电流Ic11的反向恢复时间T11相比于集电极电流Ic12的反向恢复时间T12长至少3倍以上。

根据这些关系，在针对下臂的MOSFET 12的时间常数，上臂的IGBT 11的时间常数是3倍的情况下，相比于时间常数相等（1倍）的情况，最大峰值从h11到h12变低箭头Y1所示的高度量而改善，反向恢复时间从T11到T12大幅变短（变短大致3倍以上）而改善。

其中，3倍的情况下的上臂的IGBT 11的时间常数Rg·Cg被设定为Rg·Cg=400ns。对该设定进行说明。如图3所示，在上臂的IGBT11的栅极-集电极间有电容分量C1，在下臂的MOSFET 12的栅极-源极间也有电容分量C2。由此，在上臂的IGBT 11中，由栅极电阻值R1N和电容分量C1的电容值C1N（未图示）决定时间常数，在下臂的MOSFET 12中，由栅极电阻值R3N和电容分量C2的电容值C2N（未图示）决定时间常数。

此处，各电容值C1N、C2N大致相同，所以通过使上臂的IGBT11的栅极电阻值R1N成为下臂的MOSFET 12的栅极电阻值R3N的3倍，使IGBT 11的时间常数成为MOSFET 12的时间常数的3倍。

这样，通过使上臂的IGBT 11的时间常数成为下臂的MOSFET12的3倍以上，能够抑制在MOSFET 12是续流模式中IGBT 11进行了开关动作时发生的MOSFET 12的寄生二极管22的反向恢复电流。能够根据该抑制，抑制上下臂中流过的短路电流。

换言之，通过使上臂的IGBT 11的开关速度比下臂的MOSFET12的开关速度极端慢，能够抑制在MOSFET 12是续流模式中IGBT11进行了开关动作时发生的与MOSFET 12相关的反向恢复电流，而抑制短路电流，进而能够抑制开关损失。

其中，虽然使上臂元件11的导通时的时间常数针对下臂元件12的导通时的时间常数成为3倍，但通过与希望抑制的期望的峰值以及反向恢复时间相符合地，使时间常数增加到4倍、5倍、…，也能够进一步抑制反向恢复电流，抑制短路电流，进而抑制开关损失。

这样，如果能够抑制反向恢复电流来抑制开关损失，则能够在下臂的MOSFET 12中使用SJ-MOS。对于SJ-MOS，如上所述，虽然稳定损失小，但反向恢复电流大。但是，如上所述，能够增大上臂的IGBT 11的时间常数来抑制反向恢复电流，所以能够取得使用SJ-MOS来减小稳定损失这样的效果。

在上述中，说明了上下臂的电容值C1N、C2N大致相同，并且使上臂的IGBT 11的栅极电阻值R1N成为3倍的例子。但是，在上下臂的电容值C1N、C2N不同的情况下，根据该不同的电容值，使上下臂的栅极电阻值R1N、R3N可变，其结果，使上臂的IGBT 11的栅极电阻值R1N成为3倍以上即可。另外，不限于3倍以上，即使是其以下的倍数，只要能够抑制反向恢复电流，能够抑制上下臂中流过的短路电流就可。

其中，也可以使栅极电阻值R1、R3成为可变电阻器，测量反向恢复电流，并且对栅极电阻值R1N、R3N进行可变控制以使得成为期望的电流值。

另外，在下臂的栅极电路构成为如图7所示的栅极电路33那样，使用了栅极电阻R3和R4、以及二极管D2的情况下，针对截止侧的栅极电阻值R4使上臂的IGBT 11的栅极电阻值R1N成为3倍以上、即使IGBT 11的时间常数成为MOSFET 12的时间常数的3倍以上即可。

作为实际上设定的电阻值，例如上臂栅极电路31的栅极电阻R1在300~540Ω的范围内设定，相对于此，下臂栅极电路的32的栅极电阻R3、或者栅极电路32a的栅极电阻R4在56~200Ω的范围内设定即可。

图8是示出对上臂元件11进行驱动控制的驱动控制信号ds的驱动信号11DV、和对下臂元件12进行驱动控制的驱动控制信号ds的驱动信号12DV的波形图。

第一实施方式的结构如上所述，使上臂元件11的时间常数如3倍以上那样极端地低速化。因此，如图8所示，相比于低速化前，上臂的IGBT 11的导通定时变慢延迟时间Δt。曲线11G1所示的栅极电压是栅极电阻值R1N是小（R1N小）的情况。曲线11G2所示的栅极电压是比栅极电阻值R1N是小（R1N小）的情况极端大（R1N大）的情况。通过设为该（R1N大），栅极电压11G2的导通时的上升沿时间变慢Δt。

通过变慢该Δt，在下臂元件12成为截止之后至上臂元件11成为导通为止的期间的死区时间（dead time）td相比于设计上的值变长Δt。因此，在第一实施方式中，将从设计上的死区时间td减去实际的死区时间的延迟量Δt而得到的值td-Δt用作死区时间。由此，不会使电流波形的失真恶化而能够进行逆变器电路2A的驱动。

<第一实施方式的效果>

这样，第一实施方式的马达控制装置100具备将直流电力变换为交流电力，并通过该交流电力进行马达4的驱动控制的逆变器电路2A。逆变器电路2A具有3对与供给直流电力的正负的母线PL、NL间的上臂以及下臂连接，且上下成对的第n以及第m开关元件11~16。该3对第n以及第m开关元件11~16间与马达4的动力线连接，所有成对的第n以及第m开关元件（例如11、12）具有相互不同的特性，并且将第n开关元件11的开关速度设定为比第m开关元件12的开关速度慢。其中，成对的第n开关元件是IGBT 11，第m开关元件是MOSFET 12，将IGBT 11的开关速度设定为比MOSFET 12的开关速度慢预定的值以上。

根据该结构，通过使上臂的IGBT 11的开关速度比下臂的MOSFET 12的开关速度慢预定的值以上，能够抑制在MOSFET 12是续流模式中IGBT 11进行了开关动作时发生的与MOSFET 12相关的反向恢复电流。由此，能够抑制上下臂中流过的短路电流。即，为了抑制反向恢复电流，仅使逆变器电路2A的成对的一方的IGBT 11的开关速度比另一方的MOSFET 12慢预定的值以上即可。因此，能够以不导致电路部件件数增加、电路动作控制复杂化的方式，抑制在单侧臂元件11的开关时发生的反向恢复电流。

另外，将成对的一方的IGBT 11的导通时的时间常数设定为比另一方的MOSFET 12的导通时的时间常数大预定的值以上。更具体而言，将IGBT 11的时间常数设定为比MOSFET 12的时间常数大3倍以上。进而，使IGBT 11的时间常数成为400ns以上。

根据该结构，通过使一方的IGBT 11的时间常数比另一方的MOSFET12的时间常数大预定的值以上或者3倍以上，作为具体的值成为400ns以上，能够抑制在MOSFET 12是续流模式中IGBT 11进行了开关动作时发生的与MOSFET 12相关的反向恢复电流，据此能够抑制上下臂中流过的短路电流。即，仅使成对的一方的IGBT 11的时间常数比另一方的MOSFET 12大预定的值以上即可，所以能够以不导致电路部件件数增加、电路动作控制复杂化的方式，抑制在单侧臂元件11的开关时发生的反向恢复电流。

另外，能够将成对的一方的IGBT 11的栅极电阻值设定为比另一方的MOSFET 12的栅极电阻值大预定的值以上。根据该结构，IGBT11中流过的集电极电流Ic变小，所以与MOSFET 12相关的反向恢复电流减少，而能够抑制上下臂中流过的短路电流。

另外，将MOSFET 12的栅极电阻值设定为小于预定的值。根据该结构，MOSFET 12的栅极电阻值被设定为小于预定的值，所以与MOSFET 12相关的反向恢复时间变短，MOSFET 12中产生的自启动现象的程度减少。通过该减少，能够抑制MOSFET 12的开关损失，进而能够抑制MOSFET 12的发热。另外，噪声的影响也不会变得过大。

使IGBT 11的栅极电阻器R1以及MOSFET的栅极电阻器R3成为可变电阻器，对这些栅极电阻值R1N、R3N进行可变控制。由此，例如，能够测量反向恢复电流，并且对栅极电阻值R1N、R3N进行可变控制而设定以使得成为期望的电流值。

另外，逆变器电路2A的死区时间被设定为从设计上的死区时间td减去IGBT 11的开关速度的延迟量的时间Δt而得到的值。

根据该结构，得到如下那样的效果。如果使IGBT 11的开关速度比MOSFET 12的开关速度慢预定的值以上，则相比于该低速化前的设计上的导通定时，IGBT 11的导通定时变慢延迟时间Δt。因此，在MOSFET 12成为截止之后IGBT 11成为导通的期间的死区时间td比设计上的值变大Δt。因此，如果将从设计上的死区时间td减去IGBT11的开关速度的延迟量的时间Δt而得到的值td-Δt设定为死区时间，则不会使电流波形的失真恶化而能够进行逆变器电路2A的驱动。

另外，使MOSFET 12成为SJ-MOS。根据该结构，SJ-MOS的稳定损失更小，所以能够更高效地驱动马达4。

<第二实施方式>

图9是示出本发明的第二实施方式的马达控制装置200的结构的电路图。其中，第二实施方式的马达控制装置200与实施方式的马达控制装置100不同的点仅为逆变器电路2B的结构。因此，对于其他构成要素，适宜地省略其说明。

第二实施方式的逆变器电路2B与第一实施方式的逆变器电路2A不同的点在于使上臂和下臂的构成要素反转。因此，如图9所示，在上臂中，使用了MOSFET 12、14、16、寄生二极管22、24、26、以及栅极电路32、34、36，在下臂中，使用了IGBT 11、13、15、续流二极管21、23、25、以及栅极电路31、33、35。另外，下臂的栅极电路32、34、36也可以如图7的栅极电路32a那样构成为使用2个电阻和1个二极管。

在该结构的逆变器电路2B的情况下，使下臂的IGBT 11的导通时的时间常数对上臂的MOSFET 12的导通时的时间常数成为3倍以上。其中，通过使下臂的IGBT 11的导通时的时间常数与希望抑制的期望的峰值和反向恢复时间相符合地增加到4倍、5倍、…，能够进一步抑制反向恢复电流，抑制短路电流。

进而，在第二实施方式中，与第一实施方式相逆地，考虑下臂的IGBT 11的导通速度变慢、即考虑实际的死区时间Δt的延迟量。即，在从上臂截止至下臂导通间的死区时间中，采用从通常的死区时间td减去Δt而得到的td-Δt的值。由此，不会使电流波形的失真恶化而能够进行逆变器驱动。

<第二实施方式的效果>

根据第二实施方式的马达控制装置200，在逆变器电路2B中，使包括上下臂的开关元件11、12的构成要素上下反转，但即使在该结构中，也能够起到与第一实施方式的马达控制装置100同样的效果。

<第一以及第二实施方式的应用例>

将第一以及第二实施方式的马达控制装置100、200中的任意一个搭载于未图示的空调机，进而将这些马达控制装置100、200中的任意一个应用于空调机的室外风扇马达（未图示）的驱动控制用途。

空调机通过提高低输入区域（中间·额定区域）中的效率，能够大幅提高作为表示节能性能的指数的APF（Annual PerformanceFactor，全年性能因素）。其中，中间区域是指，在全年中空调机的运转时间最长的运转区域，额定区域是指，以与空调负荷对应的必要能力运转的区域。

在马达控制装置100、200中，采用了作为开关元件，使用在低输入区域中损失比IGBT小的MOSFET的结构。因此，通过应用马达控制装置100、200，能够实现高效且具有高的节能性能的空调机。

另外，不论将马达控制装置100、200中的哪一个应用于空调机的压缩机（未图示）的驱动控制用途，都能够实现高效且具有高的节能性能的空调机。

另外，本发明不限于上述实施方式，而包括各种变形例。例如，为了易于理解地说明本发明而详细说明了上述实施方式，但不限于具备所说明的所有结构。另外，还能够将某实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，并且，还能够对某实施方式的结构追加其他实施方式的结构。另外，能够针对各实施方式的结构的一部分，进行其他结构的追加、删除、置换。

另外，上述各结构、功能、处理部（控制部）、处理单元等也可以通过例如用集成电路设计它们的一部分或者全部等而以硬件实现。另外，上述各结构、功能等也可以通过处理器解释并执行实现各个功能的程序而以软件实现。能够将实现各功能的程序、表格、文件等信息置于存储器、硬盘、SSD（Solid State Drive）等记录装置、或者、IC（Integrated Circuit）卡、SD（Secure Digital memory）卡、DVD（Digital Versatile Disc）等记录介质。

另外，控制线、信息线是为了说明而示出的，而未示出产品上必需的所有控制线、信息线。实际上也可以考虑为几乎所有结构相互连接。

Claims (11)

1.一种马达控制装置，其特征在于，

具备将直流电力变换为交流电力，并通过该变换的交流电力进行马达的驱动控制的逆变器电路，

所述逆变器电路具有3对与供给所述直流电力的正负的母线间的上臂以及下臂连接，且上下成对的第n开关元件以及第m开关元件，该3对第n开关元件以及第m开关元件间与所述马达的动力线连接，所有成对的第n开关元件以及第m开关元件具有相互不同的特性，并且第n开关元件的开关速度被设定为比第m开关元件的开关速度慢。

2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述第n开关元件是IGBT，所述第m开关元件是MOSFET。

3.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于，

所述IGBT的导通时的时间常数被设定为比所述MOSFET的截止时的时间常数大预定的值以上。

4.根据权利要求3所述的马达控制装置，其特征在于，

所述IGBT成为导通时的时间常数被设定为比所述MOSFET成为截止时的时间常数大3倍以上。

5.根据权利要求3所述的马达控制装置，其特征在于，

所述IGBT的导通时的时间常数是400ns以上。

6.根据权利要求3所述的马达控制装置，其特征在于，

所述IGBT的栅极电阻值被设定为比所述MOSFET的栅极电阻值大预定的值以上。

7.根据权利要求6所述的马达控制装置，其特征在于，

所述MOSFET的栅极电阻值被设定为比预定的值小。

8.根据权利要求6所述的马达控制装置，其特征在于，

使决定所述IGBT的栅极电阻值以及所述MOSFET的栅极电阻值的各电阻器成为可变电阻器，对这些栅极电阻值进行可变设定。

9.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于，

所述逆变器电路的死区时间被设定为将从设计上的死区时间减去所述IGBT的开关速度的延迟量的时间而得到的值。

10.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于，

所述MOSFET是超级结MOSFET。

11.一种空调机，其特征在于，搭载权利要求1~10中的任意一项所述的马达控制装置。

Images