JP6739865B2

JP6739865B2 - 半導体装置

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Publication number: JP6739865B2
Application number: JP2016123278A
Authority: JP
Inventors: 大悟上野
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Current assignee: Renault SAS
Priority date: 2016-06-22
Filing date: 2016-06-22
Publication date: 2020-08-12
Anticipated expiration: 2036-06-22
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Description

本発明は、半導体装置に関するものである。

ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子とＳｉ−ＩＧＢＴを並列接続したパワー半導体モジュールにおいて、ターンオンでは、Ｓｉ−ＩＧＢＴを先にターンオンにさせた後にワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をターンオンさせている。また、このパワー半導体モジュールは、ターンオフでは、Ｓｉ−ＩＧＢＴを先にターンオフにさせた後にワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をターンオフさせている（特許文献１）。

特開２０１３−５９１９０号公報

しかしながら、上記パワー半導体モジュールでは、並列に接続された複数のスイッチング素子のうち、Ｓｉ−ＩＧＢＴを常に先にターンオン又はターンオンさせているため、スイッチング速度を十分に高めることができない、という問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、スイッチング速度を高めた半導体装置を提供することである。

本発明は、ユニポーラ型スイッチング素子とバイポーラ型スイッチング素子とを並列に接続し、並列回路に流れる電流の大きさに応じて、先にターンオンまたは先にターンオフさせるスイッチング素子を、ユニポーラ型スイッチング素子とバイポーラ型スイッチング素子との間で切り換えることによって上記課題を解決する。

本発明は、スイッチング速度を高めることができる。

図１は、本実施形態に半導体装置を含む駆動システムのブロック図である。図２Ａは、スイッチング素子のオン、オフ制御のシーケンスを示すグラフである。図２Ｂは、スイッチング素子のオン、オフ制御のシーケンスを示すグラフである。図３はスイッチング素子のオン電圧特性を示すグラフである。図４Ａはスイッチング損失の特性を示すグラフである。図４Ｂはスイッチング素子の導通損失を示すグラフである。図４Ｃは並列回路の合計損失を示すグラフである。図５Ａは、本発明の他の実施形態に係る半導体装置において、スイッチング素子のオン、オフ制御のシーケンスを示すグラフである。図５Ｂは、本発明の他の実施形態に係る半導体装置において、スイッチング素子のオン、オフ制御のシーケンスを示すグラフである。図６Ａは、本発明の他の実施形態に係る半導体装置において、スイッチング素子のオン、オフ制御のシーケンスを示すグラフである。図６Ｂは、本発明の他の実施形態に係る半導体装置において、スイッチング素子のオン、オフ制御のシーケンスを示すグラフである。図７Ａはスイッチング損失の特性を示すグラフである。図７Ｂはスイッチング素子の導通損失を示すグラフである。図７Ｃは並列回路の合計損失を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
本実施形態に係る半導体装置は、バッテリの電力を変換しつつ、変換された電力を負荷に出力する電力変換装置である。半導体装置は、ハイブリット車両又は電気自動車等の車両に設けられている。以下の説明では、本実施形態に係る半導体装置を電力変換装置とした上で、電力変換装置を車両に適用した例を説明する。なお、半導体装置は、必ずしも電力変換装置である必要はなく、他の装置であってもよい。また、電力変換装置は車両以外に設けられていてもよい。

図１は、本実施形態に半導体装置を含む駆動システムのブロック図である。駆動システムは、車両用の駆動システムである。図１に示すように、駆動システムは、バッテリ１、コンデンサ２、モータ３、電流センサ４、インバータ１０、ＩＧＢＴ駆動回路２１、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路２２、及び、コントローラ３０を備えている。

バッテリ１は駆動用の電源である。バッテリ１は、リチウムイオン電池等の複数の二次電池を接続することで構成されている。バッテリ１の正極は、正極用の給電母線に接続され、バッテリ１の負極は負極用の給電母線に接続されている。コンデンサ２は、平滑用のコンデンサであり、バッテリ１とインバータ１０との間で、一対の給電母線間に接続されている。

インバータ１０は、バッテリ１の出力電力を変換する電力変換回路であり、並列回路１１〜１６を有している。並列回路１１は、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｑ１、及びダイオードＤ１を並列に接続した回路である。スイッチング素子Ｓ１は、ユニポーラ型スイッチングデバイスである。スイッチング素子Ｓ１には、例えばＭＯＳＦＥＴが用いられる。スイッチング素子Ｑ１は、バイポーラ型スイッチング素子であって、例えばＩＧＢＴが用いられる。ダイオードＤ１は、還流用の整流素子である。

並列回路１１において、ＭＯＳＦＥＴのドレイン、ＩＧＢＴのコレクタ、及びダイオードＤ１のカソードが高電位側に接続されている。ＭＯＳＦＥＴのソース、ＩＧＢＴのエミッタ、及びダイオードＤ１のアノードが低電位側に接続されている。すなわち、ＭＯＳＦＥＴの電流の導通方向とＩＧＢＴの電流の導通方向が、ダイオードＤ１の電流の導通方向（順方向）と逆向きになるように、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｑ１、及びダイオードＤ１は並列に接続されている。

並列回路１２〜１６は、並列回路１１と同様に、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ６、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ６、及びダイオードＤ２〜Ｄ６を並列に接続した回路である。スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ６は、ユニポーラ型スイッチングデバイスであって、スイッチング素子Ｓ１と同様のＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ６は、バイポーラ型スイッチングデバイスであって、スイッチング素子Ｑ１と同様のＩＧＢＴである。ダイオードＤ２〜Ｄ６は、ダイオードＤ１と同様の整流素子である。並列回路１２〜１６の接続形態は、並列回路１１と同様の接続形態である。

なお、以下の説明では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をＭＯＳＦＥＴとし、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＩＧＢＴとする。ユニポーラ型スイッチングデバイスは、ＭＯＳＦＥＴに限定するものではなく、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴに限らずＳｉＣ、ＧａＮ等を含んだ半導体素子でもよい。また、バイポーラ型スイッチングデバイスはＩＧＢＴに限らず他の半導体素子でもよい。

並列回路１１と並列回路１２は、一対の給電母線間で直列に接続されている。同様に、並列回路１３と並列回路１４が直列に接続され、並列回路１５と並列回路１６が直列に接続されている。並列回路１１と並列回路１２との直列回路がＵ相のアーム回路となり、並列回路１３と並列回路１４との直列回路がＶ相のアーム回路となり、並列回路１５と並列回路１６との直列回路がＷ相のアーム回路となる。上アーム回路と下アーム回路との各接続点が、モータ３の三相に対応しつつ、モータ３に接続されている。

モータ３は、三相交流モータであって、インバータ１０から出力される電力により動作する。モータ３は、回生動作により発電機としても機能し、発電電力をインバータ１０を介してバッテリ１に出力する。

電流センサ４は、インバータ１０の各並列回路１１〜１６に流れる電流を検出する。電流センサ４は、インバータ１０とモータ３の間で、Ｕ相配線及びＶ相配線にそれぞれ接続されている。電流センサ４は、検出電流をコントローラ３０に出力する。

ＩＧＢＴ駆動回路２１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン、オフを切り替える。ＩＧＢＴ駆動回路２１は、コントローラ３０から出力される変調信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のベースにスイッチング信号を出力することで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作を行う。スイッチング信号は、変調信号とキャリア信号との比較により生成される。

ＩＧＢＴ駆動回路２２は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオン、オフを切り替える。ＩＧＢＴ駆動回路２２は、コントローラ３０から出力される変調信号に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のベースにスイッチング信号（ゲート信号）を出力することで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチング動作を行う。スイッチング信号は、変調信号とキャリア信号との比較により生成される。

コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチング動作及びスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作を制御する。コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチング動作用の変調信号をＭＯＳＦＥＴ駆動回路２２に出力し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作用の変調信号をＩＧＢＴ駆動回路２１に出力する。ＩＧＢＴ駆動回路２１に出力される変調信号と、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路２２に出力される変調信号は、それぞれ独立した信号である。すなわち、コントローラ３０は、ＩＧＢＴ駆動回路２１及びＭＯＳＦＥＴ駆動回路２２を介して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングのタイミングと、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングのタイミングを独立に制御している。

コントローラ３０は、電流センサ４の検出電流又は電流指令値の少なくともいずれか一方を用いて、並列回路１１〜１６に流れる電流を測定する。電流指令値は、モータ３に流す電流の指令値である。電流指令値は、車両コントローラ（図示しない）により算出され、コントローラ３０に入力される。

コントローラ３０は、並列回路１１に流れる電流の大きさに応じて、先に（最初に）ターンオンさせるスイッチング素子を、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｑ１との間で切り換える。コントローラ３０は、並列回路１１に流れる電流の大きさに応じて、先に（最初に）ターンオフさせるスイッチング素子を、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｑ１との間で切り換える。コントローラ３０は、並列回路１２〜１６に含まれるスイッチング素子のスイッチング動作を制御する際も、並列回路１１と同様に、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ６及びスイッチング素子Ｑ２〜Ｗ６をそれぞれ制御する。

例えば、Ｕ相のアーム回路において、並列回路１１のターンオン動作と、並列回路１２のターンオフ動作を行う場合に、コントローラ３０は、以下のような制御を行う。並列回路１１のターンオン動作は、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｑ１のうち少なくとも一方のスイッチング素子をターンオンさせる動作である。並列回路１２のターンオフ動作は、スイッチング素子Ｓ２及びスイッチング素子Ｑ２のうち少なくとも一方のスイッチング素子をターンオフさせる動作である。

コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１、Ｄ１をターンオンさせる際に、並列回路１１に流れる電流を測定する。コントローラ３０は、測定した電流の大きさに応じて、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｑ１のうち、どちらのスイッチング素子を先にターンオンさせるか決定する。コントローラ３０は、決定したスイッチング素子を先にターンオンするように変調信号を生成し、変調信号を駆動回路に出力する。このとき、コントローラ３０は、並列回路１１の使用電流範囲のうち、一の電流範囲ではスイッチング素子Ｓ１より先にスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせ、他の電流範囲ではスイッチング素子Ｑ１より先にスイッチング素子Ｓ１をターンオンさせる。並列回路１１の使用電流範囲は、並列回路１１の流れる電流の下限値から上限値までを規定した範囲であり、予め設定されている。並列回路１１の使用電流範囲は、インバータ１０の取りうる電流範囲に対応している。

また、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ２、Ｄ２をターンオフさせる際に、並列回路１２に流れる電流を測定する。コントローラ３０は、測定した電流の大きさに応じて、スイッチング素子Ｓ２及びスイッチング素子Ｑ２のうち、どちらのスイッチング素子を先にターンオフさせるか決定する。コントローラ３０は、決定したスイッチング素子を先にターンオフするように変調信号を生成し、変調信号を駆動回路に出力する。このとき、コントローラ３０は、並列回路１２の使用電流範囲のうち、一の電流範囲ではスイッチング素子Ｓ２より先にスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせ、他の電流範囲ではスイッチング素子Ｑ２より先にスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせる。

Ｕ相のアーム回路において、並列回路１１のターンオン動作の後に、並列回路１１のターンオフ動作を行う場合には、コントローラ３０は、並列回路１２のターンオフ動作と同様に、並列回路１１に流れる電流の大きさに応じて、先にターンオフさせるスイッチング素子を決定し、決定したスイッチング素子を先にターンオフするように変調信号を生成する。また、並列回路１２のターンオフ動作の後に、並列回路１２のターンオン動作を行う場合には、コントローラ３０は、並列回路１１のターンオン動作と同様に、並列回路１２に流れる電流の大きさに応じて、先にターンオンさせるスイッチング素子を決定し、決定したスイッチング素子を先にターンオンするように変調信号を生成する。

コントローラ３０は、Ｖ相のアーム回路及びＷ相のアーム回路についても、Ｕ相のアーム回路と同様のスイッチング制御を行う。

以下、コントローラ３０の制御によるスイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のスイッチング動作について、説明する。他の並列回路１２〜１６に含まれるスイッチング素子の動作は、並列回路１１に含まれるスイッチング素子の動作と同様であるため、説明を省略する。

図２Ａ及び図２Ｂは、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｑ１のオン、オフ制御のシーケンスを示すグラフである。図２Ａのグラフは低電流領域におけるシーケンスを示しており、図２Ｂのグラフは高電流領域におけるシーケンスを示す。図２Ａ、２Ｂにおいて、（а）はスイッチング素子Ｓ１のオン、オフ特性を示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のオン、オフ特定を示し、（ｃ）はスイッチング素子Ｓ１のドレイン電流（Ｉｄ）の特性を示し、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流（Ｉｃ）の特性を示す。（ｅ）はスイッチング素子Ｓ１のドレインソース電圧（Ｖｄｓ）の特性及びスイッチング素子Ｑ１のコレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）の特性を示し、（ｆ）はスイッチング素子Ｓ１の損失特性を示し、（ｇ）はスイッチング素子Ｑ１の損失特性を示す。（а）〜（ｇ）の横軸は時間（ｔ）を示す。なお、図２Ａ、２Ｂにおいて、ＭＯＳＦＥＴはスイッチング素子Ｓ１を示し、ＩＧＢＴはスイッチング素子Ｑ１を示す。

コントローラ３０は、並列回路１１に流れる電流が低電流領域内である場合には、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のターンオンからターンオフまでのシーケンスを実行する際に、図２Ａに示すシーケンスを実行する。また、コントローラ３０は、並列回路１１に流れる電流が高電流領域内である場合には、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のターンオンからターンオフまでのシーケンスを実行する際に、図２Ｂに示すシーケンスを実行する。スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のターンオンからターンオフまでのシーケンスは、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のオフ状態からターンオンさせて、ターンオンの後にスイッチング素子Ｓ１、Ｑ１をターンオフさせるまでの、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１の動作順序である。低電流領域は電流閾値（Ｉｔｈ）以下の電流領域であり、高電流領域は電流閾値（Ｉｔｈ）より大きい電流領域である。

図２Ａに示すように、低電流領域において、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のオフ状態から、スイッチング素子Ｑ１より先にスイッチング素子Ｓ１をターンオンさせる（時間ｔ_１）。時間ｔ_１から時間ｔ_２までの間で、スイッチング素子Ｓ１のオン動作によって、スイッチング素子Ｓ１のドレイン電流は上昇し、スイッチング素子Ｓ１のドレインソース電圧（Ｖｄｓ）はゼロに向かって低下する。なお、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｑ１は並列に接続されているため、ドレインソース電圧（Ｖｄｓ）とコレクタエミッタ電圧（Ｖｃｓ）は等しい。

次に、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる（時間ｔ_２）。すなわち、時間ｔ_２の時点で、スイッチング素子Ｓ１のドレインソース電圧Ｖｄｓ（スイッチング素子Ｑ１のコレクタエミッタ電圧Ｖｃｅ）がゼロになる前に、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせている。スイッチング素子Ｑ１のオン動作によって、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流は上昇し、スイッチング素子Ｑ１のコレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）はゼロに向かってさらに低下する。時間ｔ_２の直前のドレイン電流（Ｉｄ）の一部は、スイッチング素子Ｑ１のオン動作によって、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流（Ｉｃ）として流れる。そのため、時間ｔ_２から、ドレイン電流（Ｉｄ）は低下する。

そして、コレクタ電流（Ｉｃ）、ドレイン電流（Ｉｄ）及びドレインソース電圧（Ｖｄｓ）が定常状態になることで、並列回路１１におけるターンオン動作が終了する。

コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のオン状態から、スイッチング素子Ｓ１より先にスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせる。スイッチング素子Ｑ１のオフ動作によって、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流（Ｉｃ）は低下し、スイッチング素子Ｓ１のドレイン電流（Ｉｄ）は、コレクタ電流（Ｉｃ）の低下分、上昇する。

次に、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１をターンオフさせる（時間ｔ_３）。すなわち、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｑ１より後にスイッチング素子Ｓ１をターンオフさせる（時間ｔ_３）。スイッチング素子Ｓ１のオフ動作によって、スイッチング素子Ｓ１のドレイン電流（Ｉｄ）は低下しつつ、スイッチング素子Ｓ１のドレインソース電圧は上昇する。そして、時間（ｔ_４）の時点で、コレクタ電流（Ｉｃ）、ドレイン電流（Ｉｄ）及びドレインソース電圧（Ｖｄｓ）が定常状態になり、並列回路１１におけるターンオフ動作が終了する。

図２Ｂに示すように、高電流領域において、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のオフ状態から、スイッチング素子Ｓ１より先にスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる（時間ｔ_１）。時間ｔ_１から時間ｔ_２までの間で、スイッチング素子Ｑ１のオン動作によって、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流は上昇し、スイッチング素子Ｑ１のコレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）はゼロに向かって低下する。

次に、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１をターンオンさせる（時間ｔ_２）。すなわち、時間ｔ_２の時点で、スイッチング素子Ｑ１のコレクタエミッタ電圧Ｖｃｅがゼロになる前に、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１をターンオンさせている。スイッチング素子Ｓ１のオン動作によって、スイッチング素子Ｓ１のドレイン電流は上昇し、スイッチング素子Ｑ１のコレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）はゼロに向かってさらに低下する。時間ｔ_２の直前のコレクタ電流（Ｉｃ）の一部は、スイッチング素子Ｓ１のオン動作によって、スイッチング素子Ｓ１のドレイン電流（Ｉｄ）として流れる。そのため、時間ｔ_２から、コレクタ電流（Ｉｃ）は低下する。

コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のオン状態から、スイッチング素子Ｑ１より先にスイッチング素子Ｓ１をターンオフさせる。スイッチング素子Ｓ１のオフ動作によって、スイッチング素子Ｓ１のドレイン電流（Ｉｄ）は低下し、スイッチング素子Ｓ１のコレクタ電流（Ｉｃ）は、ドレイン電流（Ｉｄ）の低下分、上昇する。

次に、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせる（時間ｔ_３）。すなわち、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１より後にスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせる（時間ｔ_３）。スイッチング素子Ｑ１のオフ動作によって、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流（Ｉｃ）は低下しつつ、スイッチング素子Ｑ１のコレクタエミッタ電圧は上昇する。そして、時間（ｔ_４）の時点で、コレクタ電流（Ｉｃ）、ドレイン電流（Ｉｄ）及びドレインソース電圧（Ｖｄｓ）が定常状態になり、並列回路１１におけるターンオフ動作が終了する。

次に、図２Ａ及び図２Ｂに示したスイッチング素子のシーケンスと、スイッチング素子の損失との関係について、図３及び図４Ａ〜図４Ｃを用いて説明する。図３はオン電圧特性を示すグラフである。図４Ａはスイッチング損失（Ｐ_ｓｗ）の特性を示すグラフである。図４Ｂはスイッチング素子の導通損失（Ｐ_ｓаｔ）を示すグラフである。図４Ｃは並列回路の合計損失（Ｐ_ｔｏｔ）を示すグラフである。合計損失は、スイッチング損失と導通損失とを加えた損失である。なお、図３及び図４Ａ〜図４Ｃにおいて、縦軸又は横軸で示されるＩは、スイッチング素子に流れる電流を表している。

図３及び図４Ｂにおいて、グラフаは、並列接続されたＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを両方駆動させたとき（以下、並列駆動とも称す。）の特性を示し、グラフｂはＩＧＢＴのみを駆動させてときの特性を示し、グラフｃはＭＯＳＦＥＴのみを駆動させたときの特性を示す。

図４Ａにおいて、グラフаはＩＧＢＴのスイッチング損失を示し、グラフｂは大電流が流れているときのＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失を示し、グラフｃは小電流が流れているときのＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失を示す。

図４Ｃにおいて、グラフаは、並列駆動させる際に、ターンオン時にはＩＧＢＴを先に駆動させて、ターンオフ時はＩＧＢＴを後に駆動させたときの特性を示す。グラフｂは、低電流領域において、並列駆動させる際に、ターンオン時にはＭＯＳＦＥＴを先に駆動させて、ターンオフ時はＭＯＳＦＥＴを後に駆動させたときの特性を示す。グラフｃは、ＩＧＢＴのみを駆動させたときの損失を示す、グラフｄはＭＯＳＦＥＴのみを駆動させたときの損失を示す。

図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧とＩＧＢＴのオン電圧がインバータの動作電流の範囲内で反転するように、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１の特性が設定されている。並列駆動の際に、低電流領域ではスイッチング素子Ｓ１が先にターンオンし、高電流領域ではスイッチング素子Ｑ１が先にターンオンする。そのため、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のオン電圧の特性（グラフа）は、低電流領域ではＭＯＳＦＥＴのみのオン電圧特性（グラフｃ）に沿って遷移し、低電流領域から高電流領域に近づくにつれて、ＩＧＢＴのみのオン電圧特性（グラフｂ）の特性に近づくように遷移する。

次に、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のスイッチング損失について説明する。

並列接続された複数のスイッチング素子を連続してターンオンする場合には、先にターンオンするスイッチング素子のソースドレイン間又はコレクタエミッタ間で、大きな電圧変化が発生し、電流変化に伴うスイッチング損失が発生する（図２Ａ、図２Ｂの時間ｔ_１から時間ｔ_２の間）。後にターンオンするスイッチング素子では、後のターンオフ動作による電圧変化が小さいため、スイッチング損失は無視できるほど小さい。例えば、図２Ａの例では、スイッチング素子Ｓ１が先にターンオンするため、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失の影響が、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失の影響よりも大きくなる。

また、並列接続された複数のスイッチング素子を連続してターンオフする場合には、後にターンオフするスイッチング素子のソースドレイン間又はコレクタエミッタ間で、大きな電圧変化が発生し、電流変化に伴うスイッチング損失が発生する（図２Ａ、図２Ｂの時間ｔ_３から時間ｔ_４の間）。先にターンオフするスイッチング素子では、先のターンオフ動作による電圧変化が小さいため、スイッチング損失は無視できるほど小さい。例えば、図２Ｂの例では、スイッチング素子Ｑ１が後にターンオンするため、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失の影響が、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失の影響よりも大きくなる。

すなわち、図２Ａ又は図２Ｂに示すシーケンスにおいて、ターンオン時のスイッチング損失は、先にターンオンするスイッチング素子におけるスイッチング損失で決まり、ターンオフ時のスイッチング素子は、後にターンオフするスイッチング素子におけるスイッチング損失で決まる。

一般的に、ＭＯＳＦＥＴはＩＧＢＴよりもスイッチング速度を速くすることができる。そのため、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を速めることで、スイッチング損失を低減できる。その一方で、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を高めた場合には、回路のインピーダンスに起因して、電流又は電圧の高周波振動が発生する。そして、インバータの駆動電流が大きい時に高周波振動が発生する。そのため、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度は、使用電流の範囲内の最大電流値でＭＯＳＦＥＴを動作させて、ＭＯＳＦＥＴの大きな電圧変化により高周波振動が発生した場合でも、設計要件を満たすようなスイッチング速度に設定しなければならない。言い換えると、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作による高周波振動の振幅を許容範囲内に収めて、制御回路の誤動作を防ぐように、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を設定しなければならない。ゆえに、高電流領域でスイッチング損失に影響を及ぼすことがないようにＭＯＳＦＥＴを動作するためには、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を十分に高めることはできない。

本実施形態において、コントローラ３０は、低電流領域ではＩＧＢＴよりも先にＭＯＳＦＥＴをターンオンさせ、高電流領域ではＭＯＳＦＥＴよりも先にＩＧＢＴをターンオンさせる。そのため、高電流領域におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失を考慮することなく、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度が高くなるように、スイッチング素子Ｓ１を設計することができる。これにより、ターンオン時のスイッチング損失を低減することができる。

また、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を高める際には、上記のようなターンオン時の高周波振動に加えて、ターンオフ時のサージ電圧も考慮しなければならない。スイッチング素子のターンオフの際には、インバータの寄生インダクタンスによってサージ電圧が発生する。そのため、スイッチング速度を高める際には、サージ電圧が回路素子の耐電圧値より低くなるように、スイッチング速度を設定しなければならない。そして、スイッチング素子を流れる電流が大きくなるほど、サージ電圧は高くなる。そのため、高電流領域でＭＯＳＦＥＴを動作させることで、サージ電圧が許容値を超える場合には、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を遅くしなければならない。ゆえに、スイッチング損失が大きくなるという問題がある。

本実施形態において、コントローラ３０は、低電流領域ではＩＧＢＴの後にＭＯＳＦＥＴをターンオフさせ、高電流領域ではＭＯＳＦＥＴの後にＩＧＢＴをターンオフさせる。そのため、高電流領域におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失を考慮することなく、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度が高くなるように、スイッチング素子Ｓ１を設計することができる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を設定する際には、低電流領域において、サージ電圧が許容値に収まるように、ＭＯＳＦＥＴを設計すればよい。これにより、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を高め、ターンオフ時のスイッチング損失を低減することができる。

図４Ａを用いて、スイッチング損失の大きさについて説明する。本実施形態とは異なり、高周波電流（電流閾値Ｉｔｈより大きい領域）においてＩＧＢＴより先にＭＯＳＦＥＴをターンオンさせる場合には、スイッチング損失は、グラフаに示す大きさとなる。同様に、高周波電流（電流閾値Ｉｔｈより大きい領域）において、ＩＧＢＴの後にＭＯＳＦＥＴをターンオフさせる場合には、スイッチング損失は、グラフаに示す大きさとなる。

本実施形態では、低周波電流（電流閾値Ｉｔｈ以下の領域）において、ＩＧＢＴより先にＭＯＳＦＥＴをターンオンさせて、ＩＧＢＴの後にＭＯＳＦＥＴをターンオフさせる。そのため、低電流領域におけるスイッチング損失は、グラフｃに示す大きさとなる。また、本実施形態では、高周波電流において、ＭＯＳＦＥＴより先にＩＧＢＴをターンオンさせて、ＭＯＳＦＥＴの後にＩＧＢＴをターンオフさせる。そのため、高電流領域におけるスイッチング損失は、グラフаに示す大きさとなる。

次に、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１の導通損失について説明する。スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｑ１が両方オン状態である場合には、それぞれのスイッチング素子のオン電圧が等しくなるように、電流がスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｑ１に分かれて流れる。スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｑ１では、分流された電流の大きさ（電流の比率）に応じて、導通損失がそれぞれ発生する。すなわち、図２Ａ又は図２Ｂに示すシーケンスにおいて、時間ｔ_２から時間ｔ_３までの間の損失は、主に導通損失によるものである。

図４Ｂを用いて、導通損失の大きさについて説明する。本実施形態では、並列駆動でスイッチング素子Ｓ１、Ｑ１を動作させるため、導通損失の大きさは、並列駆動時のスイッチング素子Ｓ１の導通損失と、並列駆動時のスイッチング素子Ｑ１の導通損失との合計値となる。そのため、本実施形態における導通損失は、ＩＧＢＴを単独で駆動させて通電時に発生する導通損失（グラフｂ）より小さく、ＭＯＳＦＥＴを単独で駆動させて通電時に発生する導通損失（グラフｃ）よりも小さい。

スイッチング損失と導通損失との和である合計損失の特性は、図４Ｃの太い実線で示す特性となる。すなわち、本実施形態における合計損失は、全使用電流の範囲内でＩＧＢＴのみ駆動させたときの合計損失（グラフｃの特性）よりも小さく、全使用電流の範囲内でＭＯＳＦＥＴのみ駆動させたときの合計損失（グラフｄの特性）よりも小さい。

ここで電流閾値（Ｉｔｈ）について図４Ｃを用いて説明する。電流閾値（Ｉｔｈ）は、反転電流（Ｉｐ）以下に設定されている。反転電流は、電流に対する合計損失の特性において、全使用電流の範囲内でＭＯＳＦＥＴのみ駆動させたときの合計損失と、全使用電流の範囲内でＩＧＢＴのみ駆動させたときの合計損失とが反転する電流である。図４Ｃによる電流Ｉｐが反転電流に相当する。また反転電流が全使用電流の範囲に含まれるように、電流閾値が設定されている。

本実施形態におけるスイッチングのシーケンスでは、低電流領域では、ターンオン時にはＭＯＳＦＥＴを先に駆動させて、ターンオフ時にはＭＯＳＦＥＴを後に動作させている。仮に、電流閾値が反転電流（Ｉｐ）より大きい値に設定されている場合には、並列回路１１の電流が反転電流（Ｉｐ）より大きいときでも、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１の動作順序は切り換わらず、低電流領域におけるシーケンスのままである。そのため、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失が大きくなり、合計損失も大きくなる。

本実施形態では、電流閾値（Ｉｔｈ）が反転電流（Ｉｐ）以下に設定されている。そのため、並列回路１１の電流が反転電流（Ｉｐ）以下で、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１の動作順序は切り換わる。すなわち、全使用電流範囲において、本実施形態における合計損失が、ＭＯＳＦＥＴのみ駆動させたときの合計損失より小さく、全使用電流の範囲内でＩＧＢＴのみ駆動させたときの合計損失より小さくなるように、電流閾値が設定されている。これにより、使用電流領域の全体で、合計損失を低減させることができる。

上記のように、本実施形態では、ユニポーラ型スイッチング素子とバイポーラ型スイッチング素子とを並列に接続し、並列回路１１〜１６に流れる電流の大きさに応じて、先にターンオンまたは先にターンオフさせるスイッチング素子を、ユニポーラ型スイッチング素子とバイポーラ型スイッチング素子との間で切り換える。これにより、スイッチング速度を高めることができ、損失を低減することができる。

ところで、電気自動車やハイブリッド車両等の車両は、駆動用モータを制御するインバータを備えている。インバータには、ＩＧＢＴが用いられている。一般的に、ＩＧＢＴは、大電流領域においてオン電圧がＭＯＳＦＥＴよりも小さい、という特性をもっている。そして、この特性を利用することで、パワー半導体の電流密度を高めることができる。よって、インバータの設計の際に、ＩＧＢＴの電流容量が最大出力や最大電流で許容範囲に収まるように、ＩＧＢＴは選定される。一方、ＩＧＢＴの構造上、ＩＧＢＴにはｐｎダイオード分の電圧降下が発生する。低電流領域でＩＧＢＴを駆動させても、０．７Ｖ〜０．８Ｖの電圧降下が発生する。そのため、ＩＧＢＴのみのスイッチング動作でインバータを駆動させた場合には、低電流領域においても、損失が発生する。

上記のような課題に対して、例えば特許文献１に開示されたパワー半導体モジュールは、ＩＧＢＴとＭＯＳＤＥＴを並列に接続して、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを一通りの順序でターンオン及びターンオフさせている。

しかしながら、特許文献１のパワー半導体モジュールは、スイッチング素子の電流の大きさによらず、ターンオン時のスイッチングの順序、及び、ターンオン時のスイッチングの順序を同じにしている。そのため、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を設計する際には、使用電流の範囲内の最大電流値でＭＯＳＦＥＴを動作させて、ＭＯＳＦＥＴの大きな電圧変化によりサージ電圧等が発生した場合でも、設計要件を満たすように、スイッチング速度を設計しなければならない。よって、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を十分に高めることができなかった。

またインバータを車両に用いた場合には、スイッチング素子の使用頻度は、高電流領域より低電流領域で多い。特許文献１のパワー半導体モジュールでは、低電流領域でスイッチング速度を十分に抑制することができなかった。

本実施形態では、並列回路１１〜１６に流れる電流の大きさに応じて、先にターンオンまたは先にターンオフさせるスイッチング素子を、ユニポーラ型スイッチング素子とバイポーラ型スイッチング素子との間で切り換える。これにより、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を設計する際には、使用電流の範囲内の最大電流値でＭＯＳＦＥＴを動作させることを想定した上で、スイッチング速度を設計しなくてもよい。その結果として、スイッチング速度を高めることができ、損失を低減することができる。また、低電流領域における損失を抑制できる。

また本実施形態では、バイポーラ型スイッチング素子のスイッチング動作よりも先にユニポーラ型スイッチング素子のスイッチング動作を実行し、ユニポーラ型スイッチング素子のスイッチング動作よりも先にバイポーラ型スイッチング素子のスイッチング動作を実行する。そして、並列回路１１〜１６に流れる電流の大きさに応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作の順序を切り換える。これにより、使用電流の範囲に応じて、損失発生の原因となるスイッチング素子が変わるため、各使用電流範囲の大きさに応じて、スイッチング素子の設計をそれぞれ行うことができる。スイッチング素子の設計で、スイッチング速度を上げることができるため、損失を低減することができる。

また本実施形態では、並列回路１１〜１６に含まれるスイッチング素子を、ターンオンさせた後にターンオフさせるシーケンスを以下の順序で実行する。並列回路１１〜１６に流れる電流が電流閾値Ｉｔｈより小さい場合には、バイポーラ型スイッチング素子より先にユニポーラ型スイッチング素子をターンオンさせ、かつ、バイポーラ型スイッチング素子より後にユニポーラ型スイッチング素子をターンオフさせる。また、並列回路に流れる電流が電流閾値Ｉｔｈより大きい場合には、ユニポーラ型スイッチング素子より先にバイポーラ型スイッチング素子をターンオンさせ、かつ、ユニポーラ型スイッチング素子より後にバイポーラ型スイッチング素子をターンオフさせる。これにより、低電流領域において、ユニポーラ型スイッチング素子のスイッチング速度を上げることができる。その結果として、損失を低減することができる。

なお、本実施形態において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、素子の温度が高くなるほどオン電圧が高くなるような特性（正特性）を有するとよい。本実施形態とは異なり、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、素子の温度が高くなるほどオン電圧が低くなるような特性（負特性）を有する場合には、電流集中の可能性がある。すなわち、温度が上がり、オン電圧が低くなることで、スイッチング素子がオン状態になり易い状態になるため、電流がより流れやすくなる。さらに、電流が流れることで、素子温度がさらに上がるため、オン電圧もさらに下がってしまう。その結果として、電流が特性の素子に集中して流れるという現象が生じてしまう。本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度特性が正特性をもつため、電流集中の発生を抑制しつつ、安定して電流を流すことができる。

《第２実施形態》
本発明の他の実施形態に係る半導体装置を説明する。本実施形態では第１実施形態に対して、低電流領域におけるスイッチング素子のスイッチングシーケンスが異なる。これ以外のシーケンス及び半導体装置の各構成は上述した第１実施形態と同じであり、その記載を援用する。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のデバイス自体の特性として、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度をＩＧＢＴのスイッチング速度より高くすることができない場合には、コントローラは、以下のシーケンスによりスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作を制御する。

図５Ａ及び図５Ｂは、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｑ１のオン、オフ制御のシーケンスを示すグラフである。図５Ａのグラフは低電流領域におけるシーケンスを示しており、図５Ｂのグラフは高電流領域におけるシーケンスを示す。図５Ａ、５Ｂの（а）〜（ｆ）で図示された各グラフは、図２Ａ、２Ｂの（а）〜（ｆ）で図示された各グラフと同様の特性を示している。

コントローラ３０は、並列回路１１に流れる電流が低電流領域内である場合には、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のターンオンからターンオフまでのシーケンスを実行する際に、図５Ａに示すシーケンスを実行する。スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１をターンオンさせる際に、コントローラ３０は、第１実施形態と同様に、時間ｔ_１の時点でスイッチング素子Ｓ１をターンオンさせて、時間ｔ_２の時点でスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。

スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１をターンオフさせる際（スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１への通電を止める場合）に、コントローラ３０は、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のオン状態から、スイッチング素子Ｑ１より先にスイッチング素子Ｓ１をターンオフさせる。

コントローラ３０は、並列回路１１に流れる電流が高電流領域内である場合には、スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１のターンオンからターンオフまでのシーケンスを実行する際に、図５Ｂに示すシーケンスを実行する。

スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１をターンオンさせる際に、コントローラ３０は、第１実施形態と同様に、時間ｔ_１の時点でスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせて、時間ｔ_２の時点でスイッチング素子Ｓ１をターンオンさせる。スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１をターンオフさせる際に、コントローラ３０は、第１実施形態と同様に、スイッチング素子Ｓ１を先にターンオフさせて、後にスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせる（時間ｔ_３）。

上記のように、本実施形態では、並列回路１１〜１６に含まれるスイッチング素子を、ターンオンさせた後にターンオフさせるシーケンスを以下の順序で実行する。並列回路１１〜１６に流れる電流が電流閾値Ｉｔｈより小さい場合には、バイポーラ型スイッチング素子より先にユニポーラ型スイッチング素子をターンオンさせ、かつ、ユニポーラ型スイッチング素子より後にバイポーラ型スイッチング素子をターンオフさせる。また、並列回路に流れる電流が電流閾値Ｉｔｈより大きい場合には、ユニポーラ型スイッチング素子より先にバイポーラ型スイッチング素子をターンオンさせ、かつ、ユニポーラ型スイッチング素子より後にバイポーラ型スイッチング素子をターンオフさせる。これにより、低電流領域において、ユニポーラ型スイッチング素子のターンオン時のスイッチング速度を上げることができる。その結果として、損失を低減することができる。

なお、電流閾値Ｉｔｈは、第１実施形態と同様に、反転電流（Ｉｐ）以下に設定されている。全使用電流範囲において、本実施形態における合計損失が、ＭＯＳＦＥＴのみ駆動させたときの合計損失より小さく、全使用電流の範囲内でＩＧＢＴのみ駆動させたときの合計損失より小さくなるように、電流閾値が設定されている。これにより、使用電流領域の全体で、合計損失を低減させることができる。

《第３実施形態》
本発明の他の実施形態に係る半導体装置を説明する。本実施形態では第１実施形態に対して、低電流領域におけるＩＧＢＴのスイッチングシーケンス、及び、高電流領域におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチングシーケンスが異なる。これ以外のシーケンス及び半導体装置の各構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１実施形態及び第２実施形態の記載を適宜、援用する。

図６Ａ及び図６Ｂは、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｑ１のオン、オフ制御のシーケンスを示すグラフである。図６Ａのグラフは低電流領域におけるシーケンスを示しており、図６Ｂのグラフは高電流領域におけるシーケンスを示す。図６Ａ、６Ｂの（а）〜（ｆ）で図示された各グラフは、図２Ａ、２Ｂの（а）〜（ｆ）で図示された各グラフと同様の特性を示している。

コントローラ３０は、スイッチング素子のターンオンからターンオフまでのシーケンスを実行する際に、並列回路１１に流れる電流が低電流領域内である場合には、図６Ａに示すシーケンスを選択し、並列回路１１に流れる電流が高電流領域内である場合には、図６Ｂに示すシーケンスを選択する。そして、コントローラ３０は、選択されたシーケンスにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、Ｑ１〜Ｑ６を制御する。

図６Ａに示すシーケンスを選択した場合に、コントローラ３０は、時間ｔ_１の時点でスイッチング素子Ｓ１をターンオンさせて、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態を維持する。すなわち、コントローラ３０は、ターンオン時には、スイッチング素子Ｓ１を先に（最初に）ターンオンさせる。また、コントローラ３０は、時間ｔ_３の時点でスイッチング素子Ｓ１をターンオフさせて、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態を維持する。すなわち、コントローラ３０は、ターンオフ時にはスイッチング素子Ｓ１を先に（最初に）ターンオフさせる。本実施形態において、コントローラ３０は、低電流領域では、ＭＯＳＦＥＴのみを駆動させている。

図６Ｂに示すシーケンスを選択した場合に、コントローラ３０は、時間ｔ_１の時点でスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせて、スイッチング素子Ｓ１のオフ状態を維持する。すなわち、コントローラ３０は、ターンオン時には、スイッチング素子Ｑ１を先にターンオンさせる。また、コントローラ３０は、時間ｔ_３の時点でスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせて、スイッチング素子Ｓ１のオフ状態を維持する。すなわち、コントローラ３０は、ターンオフ時にはスイッチング素子Ｑ１を先にターンオフさせる。本実施形態において、コントローラ３０は、高電流領域では、ＩＧＢＴのみを駆動させている。

次に、スイッチング素子の損失について、図７Ａ〜図７Ｃを用いて説明する。図７Ａはスイッチング損失（Ｐ_ｓｗ）の特性を示すグラフである。図７Ｂはスイッチング素子の導通損失（Ｐ_ｓаｔ）を示すグラフである。図７Ｃは並列回路の合計損失（Ｐ_ｔｏｔ）を示すグラフである。

図７Ａにおいて、グラフаはＩＧＢＴのスイッチング損失を示し、グラフｂは大電流が流れているときのＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失を示し、グラフｃは小電流が流れているときのＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失を示す。図７Ａのグラフа〜ｃは、図４Ａのグラフа〜ｃと同様のグラフである。

図７Ｂにおいて、グラフｂはＩＧＢＴのみを駆動させてときの特性を示し、グラフｃはＭＯＳＦＥＴのみを駆動させたときの特性を示す。図７Ａのグラフｂ、ｃは、図４Ａのグラフｂ、ｃと同様のグラフである。

図７Ｃにおいて、グラフаは、低電流領域において、ターンオン時にはＭＯＳＦＥＴを先に駆動させて、ターンオフ時はＭＯＳＦＥＴを先に駆動させたときの特性を示す。グラフｂはＩＧＢＴのみを駆動させたときの損失を示す、グラフｃはＭＯＳＦＥＴのみを駆動させたときの損失を示す。

図７Ａ〜７Ｃにおいて、太い実線で示す特性が、本実施形態のスイッチング損失、導通損失、及び合計損失を表している。

本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴを先にターンオン、ターンオフするシーケンスが、低電流領域に限られている。そのため、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を高めることができ、スイッチング損失を低減することができる（図７Ａの太線の特性を参照）。

本実施形態では、第１実施形態とは異なり、スイッチング素子Ｓ１のオン期間と、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が重ならない。スイッチング素子Ｓ１、Ｑ１の導通時の電流が、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｑ１に分流しない。そのため、第１実施形態と第３実施形態とを比較すると、第１実施形態の方が導通損失を抑制できる。

図７Ｃに示すように、合計損失は、本実施形態における合計損失は、全使用電流の範囲内でＩＧＢＴのみ駆動させたときの合計損失（グラフｂの特性）よりも小さく、全使用電流の範囲内でＭＯＳＦＥＴのみ駆動させたときの合計損失（グラフｃの特性）よりも小さい。

また本実施形態では、ユニポーラ型スイッチング素子のみ、オン、オフを切り替える第１スイッチング動作、及び、バイポーラ型スイッチング素子のみ、オン、オフを切り替える第２スイッチング動作を制御し、並列回路１１〜１６に流れる電流の大きさに応じて、第１スイッチング動作と第２スイッチング動作のうちいずれか一方のスイッチング動作を選択する。これにより、スイッチング素子の駆動回路を簡素化することができる。また、ユニポーラ型スイッチング素子とバイポーラ型スイッチング素子を同時に、オン又はオフさせることがないため、駆動回路の電源容量を低減できる。その結果として、駆動回路のコストを抑制できる。

また本実施形態では、並列回路１１〜１６に流れる電流が電流閾値Ｉｔｈより小さい場合には、バイポーラ型スイッチング素子をオフ状態にしつつ、ユニポーラ型スイッチング素子をターンオンさせた後にユニポーラ型スイッチング素子をターンオフさせる。これにより、スイッチング素子の駆動回路を簡素化することができる。また、スイッチング速度を高めることができ、損失を低減することができる。またＭＯＳＦＥＴの定格電流を低電流領域内に収めればよいため、ＭＯＳＦＥＴの定格電流を小さく押さえることができ、その結果として、コストを抑制できる。

また本実施形態では、並列回路１１〜１６に流れる電流が電流閾値Ｉｔｈより大きい場合には、ユニポーラ型スイッチング素子をオフ状態にしつつ、バイポーラ型スイッチング素子をターンオンさせた後にバイポーラ型スイッチング素子をターンオフさせる。これにより、スイッチング素子の駆動回路を簡素化することができる。また、スイッチング速度を高めることができ、損失を低減することができる。またＭＯＳＦＥＴの定格電流を低電流領域内に収めればよいため、ＭＯＳＦＥＴの定格電流を小さく押さえることができ、その結果として、コストを抑制できる。

１…バッテリ
２…コンデンサ
３…モータ
４…電流センサ
１０…インバータ
１１〜１６…並列回路
２１、２２…駆動回路
３０…コントローラ
Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード
Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ６…スイッチング素子

Claims

ユニポーラ型スイッチング素子とバイポーラ型スイッチング素子とを並列に接続した並列回路と、
前記ユニポーラ型スイッチング素子のスイッチング動作及び前記バイポーラ型スイッチング素子のスイッチング動作を制御するコントローラとを備え、
前記コントローラは、
前記ユニポーラ型スイッチング素子及び前記バイポーラ型スイッチング素子をそれぞれターンオンさせた後に、前記ユニポーラ型スイッチング素子及び前記バイポーラ型スイッチング素子をそれぞれターンオフさせるスイッチング動作において、
前記並列回路に流れる電流が所定の電流閾値より小さい場合には、前記バイポーラ型スイッチング素子より先に前記ユニポーラ型スイッチング素子をターンオンさせ、かつ、前記バイポーラ型スイッチング素子より後に前記ユニポーラ型スイッチング素子をターンオフさせ、
前記並列回路に流れる電流が前記電流閾値より大きい場合には、前記ユニポーラ型スイッチング素子より先に前記バイポーラ型スイッチング素子をターンオンさせ、かつ、前記ユニポーラ型スイッチング素子より後に前記バイポーラ型スイッチング素子をターンオフさせ、
前記電流閾値は、反転電流以下の電流に設定されており、
前記反転電流は、スイッチング素子の電流に対する損失特性において、前記ユニポーラ型スイッチング素子の損失と前記バイポーラ型スイッチング素子の損失の大小関係が反転する電流であり、
前記ユニポーラ型スイッチング素子の損失は、前記ユニポーラ型スイッチング素子のオン、オフの切り換えにより生じるスイッチング損失と前記ユニポーラ型スイッチング素子の導通損失とを加えた損失であり、
前記バイポーラ型スイッチング素子の損失は、前記バイポーラ型スイッチング素子のオン、オフの切り換えにより生じるスイッチング損失と前記バイポーラ型スイッチング素子の導通損失とを加えた損失である半導体装置。
ユニポーラ型スイッチング素子とバイポーラ型スイッチング素子とを並列に接続した並列回路と、
前記ユニポーラ型スイッチング素子のスイッチング動作及び前記バイポーラ型スイッチング素子のスイッチング動作を制御するコントローラとを備え、
前記コントローラは、
前記ユニポーラ型スイッチング素子及び前記バイポーラ型スイッチング素子をそれぞれターンオンさせた後に、前記ユニポーラ型スイッチング素子及び前記バイポーラ型スイッチング素子をそれぞれターンオフさせるスイッチング動作において、
前記並列回路に流れる電流が所定の電流閾値より小さい場合には、前記バイポーラ型スイッチング素子より先に前記ユニポーラ型スイッチング素子をターンオンさせ、かつ、前記ユニポーラ型スイッチング素子より後に前記バイポーラ型スイッチング素子をターンオフさせ、
前記並列回路に流れる電流が前記電流閾値より大きい場合には、前記ユニポーラ型スイッチング素子より先に前記バイポーラ型スイッチング素子をターンオンさせ、かつ、前記ユニポーラ型スイッチング素子より後に前記バイポーラ型スイッチング素子をターンオフさせる半導体装置。
前記電流閾値は、反転電流以下の電流に設定されており、
前記反転電流は、スイッチング素子の電流に対する損失特性において、前記ユニポーラ型スイッチング素子の損失と前記バイポーラ型スイッチング素子の損失の大小関係が反転する電流であり、
前記ユニポーラ型スイッチング素子の損失は、前記ユニポーラ型スイッチング素子のオン、オフの切り換えにより生じるスイッチング損失と前記ユニポーラ型スイッチング素子の導通損失とを加えた損失であり、
前記バイポーラ型スイッチング素子の損失は、前記バイポーラ型スイッチング素子のオン、オフの切り換えにより生じるスイッチング損失と前記バイポーラ型スイッチング素子の導通損失とを加えた損失である
請求項２に記載の半導体装置。
前記ユニポーラ型スイッチング素子と前記バイポーラ型スイッチング素子
は、素子の温度が高くなるほどオン電圧が高くなる特性を有している
請求項１〜３のいずれか一項に記載の半導体装置。