JP2019068592A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本明細書は、複数の電力変換回路を備えており、出力の大きさを変えることのできる電力変換装置に関し、損失を抑える技術を提供する。【解決手段】電力変換装置は、少なくとも１個の第１変換回路と少なくとも１個の第２変換回路とコントローラを備えている。第１変換回路はトレンチ型トランジスタを用いており、第２変換回路はプレーナ型トランジスタを用いている。第１変換回路と第２変換回路は並列または直列に接続されている。コントローラは、出力指令値が出力閾値を下回っている間は、全ての第２変換回路を停止するとともに、少なくとも１個の第１変換回路を動作させる。コントローラは、出力指令値が出力閾値を超えた場合は、全ての第１変換回路を動作させるとともに、少なくとも１個の第２変換回路を動作させる。【選択図】図３

Description

本明細書が開示する技術は、電力変換装置に関する。特に、特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換装置に関する。

電力変換用のスイッチング素子として特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換装置が知られている。特許文献１に、そのような電力変換装置の一例が開示されている。特許文献１の電力変換装置は、３レベルのパルス信号を出力するデバイスである。その電力変換装置では、長周期のパルス信号を生成する第１変換回路と、短周期のパルス信号を生成する第２変換回路が並列に接続されている。電力変換装置の出力は、第１変換回路の出力信号と第２変換回路の出力信号が重畳されたものとなる。長周期のパルス信号を生成する第１変換回路には、ゲートターンオフサイリスタ（通称ＧＴＯ）が用いられており、短周期のパルス信号を生成する第２変換回路には、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（通称ＩＧＢＴ）が用いられている。ＧＴＯはＩＧＢＴと比較すると、オン抵抗（定常損失）が小さいがスイッチング損失が大きい。一方、ＩＧＢＴはＧＴＯと比較すると、スイッチング損失は小さいがオン抵抗は大きい。特許文献１の電力変換装置は、スイッチング回数の少ない長周期のパルス信号を生成する第１変換回路にはＧＴＯを採用し、スイッチング回数の多い短周期のパルス信号を生成する第２変換回路にはＩＧＢＴを採用し、変換装置全体の損失を抑える。

特開平０８−１８２３４２号公報

特許文献１の電力変換装置は、サイリスタとトランジスタという、構造が大きく異なる２種類の素子を必要とする。それゆえ、開発コストが嵩む。また、特許文献１の電力変換装置は、出力パルス信号の周波数でスイッチング素子を使い分けているので、出力の大きさを変えることができる電力変換装置には適用できない。本明細書が開示する技術は、出力の大きさを変えることのできる電力変換装置に関し、開発に要するコストを抑えるとともに、変換装置全体の損失を抑えることのできる電力変換装置を提供する。

本明細書が開示する電力変換装置は、少なくとも１個の第１変換回路と、少なくとも１個の第２変換回路と、コントローラを備えている。第１変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型トランジスタを用いている。第２変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてプレーナ型トランジスタを用いている。全ての第１変換回路と全ての第２変換回路は並列に接続されている。あるいは、全ての第１変換回路と全ての第２変換回路は直列に接続されている。コントローラは、電力変換装置に対する出力指令値に応じて動作させる変換回路を選択する。コントローラは、出力指令値が所定の出力閾値を下回っている間は、全ての第２変換回路を停止するとともに、少なくとも１個の第１変換回路を動作させる。また、コントローラは、出力指令値が出力閾値を超えている場合は、全ての第１変換回路を動作させるとともに、少なくとも１個の第２変換回路を動作させる。

トレンチ型トランジスタはプレーナ型トランジスタよりもオン抵抗（定常損失）が小さい。逆に、プレーナ型トランジスタはトレンチ型トランジスタよりもスイッチング損失が小さい。そこで、本明細書が開示する電力変換装置では、出力指令値が出力閾値よりも小さい場合は、オン抵抗（定常損失）の小さいトレンチ型トランジスタを採用した第１変換回路のみを用いる。スイッチング損失はオン抵抗（定常損失）と比較して、トランジスタの発熱量に与える影響が、出力指令値が小さい燃費領域では相対的に小さく、出力指令値が大きい高負荷領域では相対的に大きい。しかし、出力指令値が小さい範囲では、少ない数の電力変換回路が動作して発熱していても、電力変換装置全体の発熱量が小さければ、冷却器は、発熱量の大きいトランジスタを含む第１変換回路を集中的に冷却することができる。出力指令値が小さい範囲では、定常損失の小さいトレンチ型トランジスタを採用した第１変換回路を優先的に活用することで、装置全体の損失を抑えることができる。

他方、出力指令値が大きくなると、多数の変換回路、即ち、多数のトランジスタを動作させる必要があり、多数のトランジスタ全体の発熱量が問題となってくる。そこで、出力指令値が大きい場合に動作させる変換回路には、スイッチング損失が小さいプレーナ型トランジスタを採用する。そうすることで、複数のトランジスタ全体の発熱量を抑制し、装置全体の損失を抑える。

出力指令値に応じてタイプの異なるトランジスタを使い分けることは、特に、低出力が要求される頻度が、高出力が要求される頻度よりも大きい電気自動車の電力変換装置（直流電源の出力電力を走行用のモータの駆動電力に変換する電力変換装置）に適している。

また、トレンチ型とプレーナ型のトランジスタは、ＧＴＯとＩＧＢＴの差ほど、構造が異なるものではない。それゆえ、２種類のスイッチング素子の同時開発コストを抑えることができる。トレンチ型とプレーナ型のトランジスタは、ＩＧＢＴであってもよいし、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であってもよい。

本明細書が開示する電力変換装置では、電力変換用のリアクトルとコンデンサを備えている場合がある。その場合、コントローラは、全ての第１変換回路と全ての第２変換回路を動作させる場合のキャリア周波数を、第２変換回路を動作させない場合のキャリア周波数よりも高く設定するように構成されているとよい。あるいは、コントローラは、リアクトル又はコンデンサの温度が所定の第１温度閾値を超えたら、キャリア周波数を、第１温度閾値を超える前のキャリア周波数よりも高くするように構成されているとよい。キャリア周波数を高くすると、リアクトル又はコンデンサに流れる電流の交流成分の振幅を抑えることができ、リアクトル又はコンデンサの過熱を防止することができる。そして、本明細書が開示する電力変換装置は、スイッチング損失の小さいプレーナ型トランジスタを採用している全ての第２変換回路が動作しているときキャリア周波数を高めるので、リアクトル又はコンデンサの発熱量が大きいときにも電力変換装置全体の損失を抑制することができる。

コントローラは、いずれかの変換回路のトランジスタの温度が所定の第２温度閾値を超えたら、キャリア周波数を、第２温度閾値を超える前のキャリア周波数よりも低くすることも好適である。キャリア周波数を高くすると、リアクトル又はコンデンサの過熱を抑えることができる一方、トランジスタの発熱量が増える（プレーナ型トランジスタはスイッチング損失が小さいとはいえ、複数のプレーナ型トランジスタと複数のトレンチ型トランジスタが動作していれば、トランジスタ全体の発熱量は増加する。）。そこで、トランジスタの温度が所定の第２温度閾値を超えた場合には、トランジスタ保護のため、キャリア周波数を再び下げるとよい。

なお、装置全体の損失を抑えることは、装置全体の発熱量を抑えることになるので、冷却器の負荷が軽くなる。それゆえ、上記の構造は、冷却器を含めた電力変換システム全体の小型化に貢献する。本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。

第１実施例の電力変換装置を含む電気自動車の電力系のブロック図である。 トレンチ型のトランジスタとプレーナ型のトランジスタの特性の相違を説明する模式図である。 駆動相数の切り換え制御を説明する図である。 キャリア周波数の切り換え制御を説明する図である（１）。 キャリア周波数の切り換え制御を説明する図である（２）。 変形例の切り換え制御を説明する図である。 第２実施例の電力変換装置を含む電気自動車の電力系のブロック図である。 第２実施例の電力変換装置における駆動相数の切り換え制御を説明する図である。 参考例の駆動相数の切り換え制御を説明する図である。

（第１実施例）図面を参照して第１実施例の電力変換装置を説明する。第１実施例の電力変換装置２は、電気自動車１００に搭載されている。図１に、電気自動車１００の電力系のブロック図を示す。電気自動車１００は、直流電源２１と、電力変換装置２と、インバータ３１と、走行用のモータ３２を備えている。電力変換装置２は、直流電源２１の出力電圧を昇圧してインバータ３１に供給するデバイスである。インバータ３１は、電力変換装置２によって昇圧された直流電力を、走行用モータ３２の駆動に適した交流電力に変換する。別言すれば、電力変換装置２は、インバータ３１とともに動作し、直流電源２１の電力を走行用のモータ３２の駆動電力に変換するデバイスである。直流電源２１は、リチウムイオンバッテリなどの二次電池である。直流電源２１は、燃料電池であってもよい。

電力変換装置２は、４個の電力変換回路１０ａ−１０ｄと、コンデンサ２２、２４と、コントローラ１７を備えている。

４個の電力変換回路１０ａ−１０ｄは、共通の入力端１２ａ、１２ｂと、共通の出力端１３ａ、１３ｂの間に並列に接続されている。４個の電力変換回路１０ａ―１０ｄは、全て、入力される電力の電圧を昇圧して出力する昇圧コンバータである。電力変換回路１０ａ、１０ｂは、同じ構造である。電力変換回路１０ｃ、１０ｄは、使用されているスイッチング素子のタイプを除き、電力変換回路１０ａと同じ構造である。

なお、共通の入力端１２ａ、１２ｂの間にはコンデンサ２２が接続されており、共通の出力端１３ａ、１３ｂの間にはコンデンサ２４が接続されている。コンデンサ２２は、電力変換回路１０ａ−１０ｄに入力される電流を平滑化し、コンデンサ２４は、電力変換回路１０ａ−１０ｄから出力される電流を平滑化する。コンデンサ２２には温度センサ２３が備えられており、コンデンサ２４には温度センサ２５が備えられている。温度センサ２３、２５の計測値はコントローラ１７に送られる。

電力変換回路１０ａについて説明する。電力変換回路１０ａは、スイッチング素子３ａと、ダイオード４ａと、リアクトル５ａとダイオード６ａと、２個の温度センサ７ａ、８ａを備えている。リアクトル５ａの一端が入力端正極１２ａに接続されており、他端はダイオード６ａのアノードに接続されている。ダイオード６ａのカソードは出力端正極１３ａに接続されている。

電力変換回路１０ａの入力端負極１２ｂと出力端負極１３ｂは直接に接続されている。リアクトル５ａとダイオード６ａの中間点と入力端負極１２ｂ（出力端負極１３ｂ）の間に、スイッチング素子３ａが接続されている。ダイオード４ａは、スイッチング素子３ａに対して逆並列に接続されている。

スイッチング素子３ａは、コントローラ１７によって制御される。スイッチング素子３ａが所定のデューティ比でオンオフすると、入力端１２ａ、１２ｂに印加されている直流電源２１の電力の電圧が昇圧されて、出力端１３ａ、１３ｂから出力される。図１の電力変換回路１０ａの回路と動作はよく知られているので、詳しい説明は省略する。

スイッチング素子３ａの近傍に温度センサ７ａが配置されており、リアクトル５ａの近傍に温度センサ８ａが配置されている。温度センサ７ａはスイッチング素子３ａの温度を計測し、温度センサ８ａはリアクトル５ａの温度を計測する。温度センサ７ａ、８ａの計測値は、コントローラ１７に送られる。

電力変換回路１０ｂは、スイッチング素子３ｂと、ダイオード４ｂと、リアクトル５ｂとダイオード６ｂと、２個の温度センサ７ｂ、８ｂを備えている。電力変換回路１０ｂの構造は、電力変換回路１０ａの構造と同一である。温度センサ７ｂ、８ｂの計測値も、コントローラ１７に送られる。温度センサ７ｂ、８ｂから延びている破線の先の「to Cntller」は、「to Controller(コントローラ１７へ)」の略である。

電力変換回路１０ａのスイッチング素子３ａと、電力変換回路１０ｂのスイッチング素子３ｂは、ともに、トレンチ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。

電力変換回路１０ｃ、１０ｄも、電力変換回路１０ａと同じ構造を有している。電力変換回路１０ｃ、１０ｄが電力変換回路１０ａと唯一異なる点は、電力変換回路１０ｃ、１０ｄのスイッチング素子３ｃ、３ｄが、トレンチ型でなく、プレーナ型のＭＯＳＦＥＴであることである。

ここで、トレンチ型のトランジスタとプレーナ型のトランジスタの相違について簡単に説明する。図２にトレンチ型とプレーナ型のトランジスタの特性の相違を説明する模式図を示す。図２のグラフは、横軸がスイッチング損失の大きさを示しており、縦軸はオン抵抗（定常損失）の大きさを示している。グラフの右下の領域では、オン抵抗（定常損失）がスイッチング損失よりも小さい。グラフの左上の領域では、スイッチング損失がオン抵抗（定常損失）よりも小さい。

ポイントＰ１が、トレンチ型のトランジスタの特性を示しており、ポイントＰ２がプレーナ型のトランジスタの特性を示している。トレンチ型のトランジスタの特性（ポイントＰ１）は、図２のグラフの右下の領域に属しており、プレーナ型のトランジスタの特性（ポイントＰ２）は、グラフの左上の領域に属している。即ち、トレンチ型のトランジスタはプレーナ型トランジスタよりもオン抵抗（定常損失）が小さく、プレーナ型のトランジスタはトレンチ型トランジスタよりもスイッチング損失が小さいという特徴がある。

また、トレンチ型のＭＯＳＦＥＴは、プレーナ型のＭＯＳＦＥＴと比較して、ＪＦＥＴ抵抗がなく、ピッチ短縮が可能である。トレンチ型のＭＯＳＦＥＴは、原理的にオン抵抗（定常損失）は小さいが、容量は大きい。さらにトレンチ型は、トレンチ構造が必要なこと、および、技術的な困難さから、その製造は比較的に高コストである。一方、プレーナ型のＭＯＳＦＥＴは、トレンチを作る必要がないため、製造コストが低い。プレーナ型のＭＯＳＦＥＴは、原理的に、トレンチ型よりも容量が小さいため、スイッチング損失が小さく、キャリア周波数の高周波数化に適している。また、スイッチング損失が小さいため、トランジスタを冷却するための冷却器を小さくすることができ、システムコストを抑えることができる。

なお、トレンチ型とプレーナ型の相違は、例えば、文献（Fundamentals of Power Semiconductor Devices, B. Jayant Baliga, Springer, 2008）に説明されている。

電力変換装置２のコントローラ１７は、不図示の上位コントローラから送られる出力電流指令値の大きさに応じて、電力変換回路１０ａ−１０ｄの中から動作させる電力変換回路を選択する。説明の便宜のため、電力変換回路１０ａを第１相変換回路１０ａと称し、電力変換回路１０ｂを第２相変換回路１０ｂと称し、電力変換回路１０ｃを第３相変換回路１０ｃと称し、電力変換回路１０ｄを第４相変換回路１０ｄと称する。コントローラ１７は、出力電流指令値が大きくなるにつれて、第１相から第４相の順に、動作させる変換回路の数を増やしていく。

コントローラ１７は、電力変換装置２に対する出力電流指令値が、所定の出力閾値を下回っている場合は、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄを停止し、出力電流指令値の大きさに応じて、第１相変換回路１０ａのみを動作させるか、あるいは、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂの両方を動作させるかを決定する。即ち、コントローラ１７は、出力電流指令値が小さいうちは、トレンチ型のトランジスタを備えた電力変換回路（第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂ）を優先的に使用する。

先に述べたように、出力電流指令値は、不図示の上位コントローラからコントローラ１７に指令される。上位コントローラは、アクセル開度、車速、直流電源２１の残量などから走行用モータ３２が出力すべき電力（目標電力）を決める。上位コントローラは、直流電源２１の電圧と目標電力から、電力変換装置２が出力すべき電流値（出力電流指令値）を決定し、コントローラ１７に指令する。コントローラは、出力電流指令値の大きさに応じて動作させる電力変換回路を選択するとともに、選択した電力変換回路のスイッチング素子に、所定のデューティ比の駆動信号を供給する。

図３に駆動相の切り換え制御を説明する図を示す。図３のグラフの横軸は、出力電流指令値を示しており、縦軸は、駆動する変換回路の数を示している。図３の縦軸の「１相」は、第１相変換回路１０ａのみを駆動することを意味する。縦軸の「２相」は、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄは停止し、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂを駆動することを意味する。縦軸の「３相」は、第４相変換回路１０ｄは停止し、第１相−第３相変換回路１０ａ−１０ｃを駆動することを意味する。

出力電流指令値が電流Ｉｒ４を下回っている間は、コントローラ１７は、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄを停止し、出力電流指令値の大きさに応じて第１相変換回路１０ａのみを動作させるか、第１相変換回路１０ａとともに第２相変換回路１０ｂを動作させるかを決定する。出力電流指令値が電流Ｉｒ４を超えている場合は、コントローラ１７は、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂに加えて、出力電流指令値の大きさに応じて第３相変換回路１０ｃも動作させるか、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄを動作させるかを決定する。

具体的には、出力電流指令値が電流Ｉｒ２を下回っているときには、コントローラ１７は、第１相変換回路１０ａのみを駆動する。コントローラ１７は、電力変換装置２の出力が出力電流指令値に一致するように第１相変換回路１０ａのスイッチング素子３ａに所定のデューティ比の駆動信号を供給する。

出力電流指令値が電流Ｉｒ２を超えると、コントローラ１７は、第１相変換回路１０ａに加えて第２相変換回路１０ｂを駆動する。コントローラ１７は、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂの合計出力が、出力電流指令値に一致するように、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂの夫々のスイッチング素子３ａ、３ｂに、所定のデューティ比の駆動信号を供給する。図中のＩ１ｍａｘは第１相変換回路１０ａの最大出力を示しており、Ｉ２ｍａｘは第２相変換回路１０ｂの最大出力を示している。

先に述べたように、出力電流指令値が電流Ｉｒ４を下回っている間は、コントローラ１７は、プレーナ型トランジスタを採用している第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄは停止しておき、トレンチ型トランジスタを採用している第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂのみで、出力電流指令値を実現する。

第３相変換回路１０ｃを動作させるか否かの電流Ｉｒ４が、前述した出力閾値に相当する。出力閾値Ｉｒ４は、トレンチ型のトランジスタを採用している第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂの合計最大出力（Ｉ１ｍａｘ＋Ｉ２ｍａｘ）から小さなマージンＭｇを引いた値に設定されている。出力閾値に相当する電流Ｉｒ４は、第１相変換回路１０ａの最大出力Ｉ１ｍａｘよりも大きい値に設定されている。

出力電流指令値が電流Ｉｒ４を超えると、コントローラ１７は、トレンチ型の第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂに加えて、プレーナ型の第３相変換回路１０ｃを動作させて出力電流指令値を実現する。さらにコントローラ１７は、出力電流指令値が電流Ｉｒ６を超えると、全ての電力変換回路１０ａ−１０ｄを動作させる。なお、電流Ｉ３ｍａｘは、第３相変換回路１０ｃの最大出力電流を表している。コントローラ１７は、出力電流指令値が第１相−第３相変換回路１０ａ−１０ｃの合計最大出力電流（Ｉ１ｍａｘ＋Ｉ２ｍａｘ＋Ｉ３ｍａｘ）を超えると、全ての変換回路１０ａ−１０ｄを動作させる。なお、ここでも、実際には、第１相−第３相変換回路１０ａ−１０ｃの合計最大出力電流からマージンを減じた電流Ｉｒ６が、第４相変換回路１０ｄの動作を開始する閾値となる。

なお、出力電流指令値が電流Ｉｒ６を超え、全ての変換回路１０ａ−１０ｄが動作し始めた後は、コントローラ１７は、出力電流指令値が電流Ｉｒ５（＜Ｉｒ６）を下回ると、第４相変換回路１０ｄを停止する。また、第１相−第３相の変換回路１０ａ−１０ｃが動作している間、コントローラ１７は、出力電流指令値が電流Ｉｒ３（＜電流Ｉｒ４）を下回ると、第３相変換回路１０ｃを停止する。さらに、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂが動作している間、コントローラ１７は、出力電流指令値が電流Ｉｒ１（＜電流Ｉｒ２）を下回ると、第２相変換回路１０ｂを停止する。

駆動する相を減らすときの閾値（Ｉｒ１、Ｉｒ３、Ｉｒ５）が駆動する相を増やすときの閾値（Ｉｒ２、Ｉｒ４、Ｉｒ６）よりもわずかに小さいのは、駆動する相が頻繁に切り換わるハンチングを防ぐためである。

動作させる相が３相以下の場合は、スイッチング素子３ａ−３ｃへの駆動指令値であるＰＷＭ信号を決定する際のキャリア周波数は、ｆａである。コントローラ１７は、全ての相を動作させ始めると、キャリア周波数をｆａからｆｃに高める。電力変換装置２は不図示の冷却器を備えており、全ての変換回路１０ａ−１０ｄが動作すると、冷却器の余力が小さくなるので、各変換回路１０ａ−１０ｄが備えているリアクトル５ａ−５ｄの発熱を抑えるためである。

電力変換装置２は、出力電流指令値が小さいうちは、トレンチ型のトランジスタ（スイッチング素子３ａ、３ｂ）を採用している第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂのみを用いる。電力変換装置２は、出力電流指令値が大きくなると、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂに加え、プレーナ型トランジスタ（スイッチング素子３ｃ、３ｄ）を採用している第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄを用いる。このことの利点を説明する。なお、図示は省略しているが、電力変換装置２は、各変換回路のスイッチング素子３ａ−３ｄと、リアクトル５ａ−５ｄを冷却する冷却器を備えている。冷却器は、コンデンサ２２、２４（図１参照）も冷却する。

先に述べたように、トレンチ型のトランジスタは、プレーナ型トランジスタに比べてオン抵抗（定常損失）が低い。通常損は、素子の発熱量に特に影響する。即ち、トレンチ型のトランジスタは、プレーナ型のトランジスタと比較して発熱量が小さい。第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄが停止している間は、電力変換装置２の全体の発熱量は小さい。それゆえ、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂのスイッチング素子３ａ、３ｂ（トレンチ型のトランジスタ）の発熱量が大きくても、冷却器がそれらの素子を集中的に冷却することができる。一方、トレンチ型のトランジスタはオン抵抗（定常損失）が小さいので、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂのみが動作している間、電力変換装置２の総損失は低く抑えられる。

一方、出力電流指令値が大きくなると、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂに加えて、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄも活用しないと出力電流指令値を実現できない。出力電流指令値が大きくなると、電力変換装置２の全体の発熱量も大きくなる。ここで、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄに採用されているスイッチング素子３ｃ、３ｄは、プレーナ型のトランジスタであり、高負荷域で発熱量に大きな影響を与えるスイッチング損失が小さい。それゆえ、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄを動作させたときの発熱量の増分が抑えられ、冷却器が電力変換装置２の全体を冷却し続けることができる。電力変換装置２の温度上昇を抑えられることで、電力変換装置２の全体の損失も抑えられる。

また、トレンチ型のＭＯＳＦＥＴとプレーナ型のＭＯＳＦＥＴは、構造は、大きくは相違しない。両方のＭＯＳＦＥＴを同時開発するコストも低いという利点がある。

コントローラ１７が実行する駆動相数切り換え制御に関する説明に戻る。コントローラ１７は、図３に示した駆動相数の切り換え制御の他に、リアクトル５ａ−５ｄとコンデンサ２２、２４の温度によってもキャリア周波数を切り換える。変換回路１０ａ−１０ｄの夫々は、リアクトル５ａ−５ｄの温度を計測する温度センサ８ａ−８ｄを備えており、それら温度センサ８ａ−８ｄの計測値はコントローラ１７に送られる。また、電力変換装置２は、コンデンサ２２の温度を計測する温度センサ２３と、コンデンサ２４の温度を計測する温度センサ２５も備えており、それらの温度センサの計測値もコントローラ１７に送られる。コントローラ１７は、リアクトル５ａ−５ｄとコンデンサ２２、２４のいずれかの温度が閾値を超えると、キャリア周波数を上げる。図４に、リアクトル／コンデンサの温度に応じたキャリア周波数切り換え制御を説明する図を示す。

スイッチング素子３ａ−３ｄのキャリア周波数の初期値はｆａである。コントローラ１７は、リアクトル５ａ−５ｄ、コンデンサ２２、２４のいずれかの温度が温度Ｔ２を超えると、キャリア周波数をｆｂに高める。さらに、コントローラ１７は、リアクトル５ａ−５ｄ、コンデンサ２２、２４のいずれかの温度が温度Ｔ４を超えると、キャリア周波数をｆｃに高める。キャリア周波数が高いほど、リアクトル５ａ−５ｄ、コンデンサ２２、２４に流れる電流の交流成分の振幅が小さくなり、発熱が抑えられる。なお、上記した周波数ｆａ、ｆｂ、ｆｃの関係は、ｆｃ＞ｆｂ＞ｆａであり、また、周波数ｆａは、好ましくは１０［ｋＨｚ］以上である。

リアクトル５ａ−５ｄ、コンデンサ２２、２４のいずれかの温度が温度Ｔ４を超えてキャリア周波数がｆｃに変更になった後、部品のなかで最も高い温度が温度Ｔ３を下回ると、コントローラ１７は、キャリア周波数をｆｂに下げる。キャリア周波数がｆｂの間に、リアクトル５ａ−５ｄ、コンデンサ２２、２４の中で最も高い温度が温度Ｔ１を下回ると、コントローラ１７は、キャリア周波数を初期値のｆａに下げる。キャリア周波数を上げるときの閾値（Ｔ２、Ｔ４）が、キャリア周波数を下げるときの閾値（Ｔ１、Ｔ３）よりもわずかに低いのは、キャリア周波数が頻繁に切り換わるハンチングを防止するためである。上記の切り換え制御は、別言すると、次の通りである。電力変換装置２は、電力変換用のリアクトル５ａ−５ｄとコンデンサ２２、２４を備えている。コントローラ１７は、リアクトル５ａ−５ｄの温度又はコンデンサ２２、２４の温度が第１温度閾値（Ｔ２、Ｔ４）を超えたら、キャリア周波数を、第１温度閾値を超える前のキャリア周波数よりも高くする。

コントローラ１７は、スイッチング素子３ａ―３ｄの温度によってもキャリア周波数を変更する。図５に、スイッチング素子の温度に応じたキャリア周波数の切り換え制御を説明する図を示す。図の横軸はスイッチング素子の温度を示し、縦軸はキャリア周波数を示す。図中の温度Ｔ５は、図４の温度Ｔ４よりも高い温度である。なお、スイッチング素子３ａ−３ｄの温度は、温度センサ７ａ−７ｄにより計測され、その計測データは、コントローラ１７に送信される（図１参照）。

先に述べたように、コントローラ１７は、リアクトル５ａ−５ｄ、コンデンサ２２、２４のいずれかの温度が温度Ｔ４を超えると、キャリア周波数をｆｃ［ｋＨｚ］に高める。キャリア周波数を高めると、スイッチング素子のスイッチング回数が増え、スイッチング素子の発熱量が多くなる。コントローラ１７は、スイッチング素子３ａ−３ｄのいずれかの温度が温度Ｔ６（＞Ｔ４）を超えると、キャリア周波数をｆｃからｆａに下げる。別言すれば、コントローラ１７は、いずれかの変換回路１０ａ−１０ｄのスイッチング素子３ａ−３ｄの温度が所定の第２温度閾値（Ｔ６）を超えたら、キャリア周波数を、第２温度閾値を超える前のキャリア周波数よりも低くする。この制御は、リアクトルやコンデンサよりもスイッチング素子の過熱防止の方が重要であるからである。

コントローラ１７は、スイッチング素子の温度が温度Ｔ５を下回ると、キャリア周波数を再びｆｃに高める。キャリア周波数を上げるときの閾値（温度Ｔ５）が下げるときの閾値（温度Ｔ６）よりもわずかに低いのは、キャリア周波数が頻繁に切り換わるハンチングを防止するためである。

図６に、出力電流指令値に応じた駆動相数切り換え制御の変形例を示す。図６の切り換え制御では、コントローラ１７は、出力電流指令値が電流Ｉｒ４（出力閾値）を下回っている間は、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄは停止し、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂをともに動作させる。コントローラ１７は、出力電流指令値が電流Ｉｒ４を超えると、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂに加えて、第３相変換回路１０ｃを動作させる。さらにコントローラ１７は、出力電流指令値が電流Ｉｒ６を超えると、全ての変換回路１０ａ−１０ｄを動作させる。このように、出力電流指令値が電流Ｉｒ４（出力閾値）を下回っているときには第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂ、即ち、トレンチ型トランジスタを採用している全ての変換回路を動作させるようにしてもよい。

なお、図６の例においても、駆動する相を減らすときの閾値（Ｉｒ３、Ｉｒ５）が駆動する相を増やすときの閾値（Ｉｒ４、Ｉｒ６）よりもわずかに小さいのは、駆動する相が頻繁に切り換わるハンチングを防ぐためである。

（第２実施例）図７、図８を参照して第２実施例の電力変換装置２ａを説明する。第２実施例の電力変換装置２ａは、電気自動車１００ａに搭載されている。図７は、電力変換装置２ａを含む電気自動車１００ａのブロック図である。電気自動車１００ａは、電力変換装置２ａの内部を除き、第１実施例の電気自動車１００と同じであるので説明は省略する。

第２実施例の電力変換装置２ａは、４個の電力変換回路１０ａ−１０ｄと、コンデンサ２２、２４と、コントローラ１７を備えている。電力変換回路１０ａ−１０ｄの夫々の構成は、第１実施例の電力変換回路と同じである。第１実施例の電力変換装置２ａでは、４個の電力変換回路１０ａ−１０ｄが直列に接続されている点が第１実施例の場合と異なる。４個の電力変換回路１０ａ−１０ｄは、いずれも昇圧コンバータである。電力変換装置２ａの出力電圧は、入力である直流電源２１の電圧に、動作させる電力変換回路（昇圧コンバータ）の昇圧比を乗じた値となる。

電力変換装置２ａのコントローラ１７は、不図示の上位コントローラから、電力変換装置２ａが出力すべき電圧の指令（出力電圧指令値）を受ける。コントローラ１７は、電力変換装置２ａに対する出力電圧指令値の大きさに応じて、動作させる電力変換回路の数を決定する。図８に、電力変換回路の駆動相数の切り換え制御を説明する図を示す。図８の横軸は出力電圧指令値を示しており、縦軸は駆動相数を示している。第１実施例の場合と同様に、電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型のトランジスタを採用している電力変換回路１０ａ、１０ｂを夫々、第１相変換回路１０ａ、第２相変換回路１０ｂと称する。また、電力変換用のスイッチング素子としてプレーナ型のトランジスタを採用している電力変換回路１０ｃ、１０ｄを夫々、第３相変換回路１０ｃ、第４相変換回路１０ｄと称する。図８の縦軸の「１相」は、第１相変換回路１０ａのみを駆動することを意味する。縦軸の「２相」は、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄは停止し、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂを駆動することを意味する。縦軸の「３相」は、第４相変換回路１０ｄは停止し、第１相−第３相変換回路１０ａ−１０ｃを駆動することを意味する。

コントローラ１７は、出力電圧指令値が電圧Ｖｒ４（出力閾値）を下回っている間は、第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄを停止するとともに、出力電圧指令値に応じて第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂのうち、駆動させる変換回路の数を決定する。コントローラ１７は、出力電圧指令値が電圧Ｖｒ４を超えた場合は、第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂを動作させるとともに、出力電圧指令値に応じて第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄの中から動作させる変換回路の数を決定する。

具体的には、出力電圧指令値が電圧Ｖｒ２を下回っているときには、コントローラ１７は、第１相変換回路１０ａのみを駆動する。コントローラ１７は、電力変換装置２の出力が出力電圧指令値に一致するように第１相変換回路１０ａのスイッチング素子３ａに所定のデューティ比の駆動信号を供給する。

出力電圧指令値が電圧Ｖｒ２を超えると、コントローラ１７は、第１相変換回路１０ａに加えて第２相変換回路１０ｂを駆動する。コントローラ１７は、電力変換装置２ａの出力電圧が、出力電圧指令値に一致するように、第１、第２相変換回路１０ａ、１０ｂの夫々のスイッチング素子３ａ、３ｂに、所定のデューティ比の駆動信号を供給する。

出力電圧指令値が電圧Ｖｒ４を超えると、コントローラ１７は、トレンチ型のトランジスタを備えている第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂに加えて、プレーナ型のトランジスタを備えている第３相変換回路１０ｃを動作させて出力電圧指令値を実現する。さらにコントローラ１７は、出力電圧指令値が電圧Ｖｒ６を超えると、全ての電力変換回路１０ａ−１０ｄを動作させる。

図８の電圧Ｖｒ１、Ｖｒ３、Ｖｒ５は、駆動相数を減らすときの閾値である。駆動する相を減らすときの閾値（Ｖｒ１、Ｖｒ３、Ｖｒ５）が駆動する相を増やすときの閾値（Ｖｒ２、Ｖｒ４、Ｖｒ６）よりもわずかに小さいのは、駆動する相が頻繁に切り換わるハンチングを防ぐためである。

第２実施例の電力変換装置２ａも、第１実施例の電力変換装置２と同様の利点を提供する。

（参考例）電力変換装置２（２ａ）は、出力電流（電圧）指令値を実現するのに、負荷を複数の電力変換回路１０ａ−１０ｄで分散することができる。この特徴を使うと、リアクトル５ａ−５ｄの発熱量が偏ることを回避することができる。その場合の駆動相数切り換え制御を、図９を参照して説明する。図９は、図１に示した電力変換装置２の場合でも成立し、図７に示した電力変換装置２ａでも成立する。

コントローラ１７は、電力変換回路１０ａ−１０ｄのそれぞれのリアクトル５ａ−５ｄの温度を監視している。なお、図１、図７に示したように、リアクトル５ａ−５ｄの温度は、温度センサ８ａ−８ｄにより計測され、その計測データは、コントローラ１７に送信される（図１、図７参照）。コントローラ１７は、最初、第１相変換回路１０ａのみを動作させる。コントローラ１７は、リアクトル５ａ−５ｄの温度のうち、最も高い温度（この場合はリアクトル５ａの温度）が温度Ｔ２を超えたら、第２相変換回路１０ｂを動作させる。さらに、コントローラ１７は、リアクトル５ａ−５ｄの温度のうち、最も高い温度（この場合はリアクトル５ａ又は５ｂの温度）が温度Ｔ４を超えたら、第３相変換回路１０ｃも動作させる。さらにコントローラ１７は、リアクトル５ａ−５ｄの温度のうち、最も高い温度（この場合はリアクトル５ａ又は５ｂ又は５ｃの温度）が温度Ｔ６を超えたら、第４相変換回路１０ｄも動作させる。このように、リアクトルの温度が所定の温度閾値（Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）を超えたら、動作させる変換回路の数を増やして負荷を分散させ、特定のリアクトルの発熱量が大きくなることを防止することができる。

なお、図９において、駆動する相の数を減らすときの閾値（Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５）が増やすときの閾値（Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）よりも低いのは、駆動する相の切り換えが頻繁に生じるハンチングを防止するためである。

負荷の平準化を目的とした駆動相数の選択は、リアクトルの温度に基づく場合に限られない。コントローラは、例えば、各電力変換回路のスイッチング素子の最高温度に応じて駆動相数を選択してもよい。

実施例で説明した技術に関する留意点を述べる。電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型のトランジスタを備えている第１相変換回路１０ａと第２相変換回路１０ｂが、第１変換回路の一例に相当する。電力変換用のスイッチング素子としてプレーナ型のトランジスタを備えている第３相変換回路１０ｃと第４相変換回路１０ｄが第２変換回路の一例に相当する。

第１変換回路に採用されるトレンチ型トランジスタと第２変換回路に採用されるプレーナ型トランジスタについては、次の特徴を有していることが望ましい。トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、ある一定の条件下で総損失はほぼ同等である。しかし、トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、低周波数低負荷の状況ではトレンチ型トランジスタがプレーナ型トランジスタよりも有利であり、高周波数高負荷の状況ではプレーナ型トランジスタがトレンチ型トランジスタよりも有利となる損失バランスを有している。さらに、トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、サイズが大きく異ならない素子である。

出力電流指令値と出力電圧指令値が、出力指令値の一例に相当する。図３の電流Ｉｒ４と図８の電圧Ｖｒ４が、出力閾値の一例に相当する。電力変換装置がｎ個のトレンチ型トランジスタを採用した電力変換回路を備える場合、出力閾値は、ｎ個の電力変換回路の総出力と、（ｎ−１）個の電力変換回路の総出力の間に設定されているとよい。

電力変換装置２、２ａが備えている電力変換回路１０ａ−１０ｄは、昇圧コンバータであった。本明細書が開示する技術は、昇圧コンバータに限られない。電力変換装置が備える複数の電力変換回路は、降圧コンバータでもよいし、インバータでもよい。あるいは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの典型的な回路構成は、図１の回路において、ダイオード６ａ（６ｂ〜６ｄ）の位置に、ダイオードに代えてスイッチング素子とダイオードの逆並列回路を組み込んだ回路である。なお、スイッチング素子とダイオードの逆並列回路は、カソードが出力端正極１３ａに接続される向きで組み込まれる。

電力変換用のスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限られず、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、ヘテロ電界効果トランジスタ（ＨＦＥＴ）、高電子移動型トランジスタ（ＨＥＭＴ）、ジャンクションＦＥＴ（ＪＦＥＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ−ＩＧＢＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）であってもよい。いずれのタイプのスイッチング素子を採用する場合であっても、トランジスタの原理的な構造が同じであって、一方はトレンチ型、他方はプレーナ型であればよい。原理的な構造が同じであれば、トレンチ型とプレーナ型の素子を同時開発するコストを抑えることができる。

実施例の電力変換装置２、２ａは、トレンチ型トランジスタを採用した２個の電力変換回路と、プレーナ型トランジスタを採用した２個の電力変換回路を備えていた。本明細書が開示する技術は、トレンチ型トランジスタを採用した少なくとも１個の電力変換回路と、プレーナ型トランジスタを採用した少なくとも１個の電力変換回路を備えていればよい。

第１変換回路と第２変換回路に採用されるトランジスタは、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）で作られたものであってもよいし、シリコンで作られたものであってもよい。また、第１変換回路と第２変換回路に採用されるトランジスタは、ワイドバンドギャップ半導体と呼ばれるタイプ（ＳｉＣ、ＧａＮ、Ｇａ２Ｏ３、ダイアモンド）であってもよい。本明細書が開示する技術は、トランジスタのタイプを問わない。

本明細書が開示する技術は、電気自動車用の電力変換装置（直流電力の電力をモータ駆動電力に変換する装置）に適している。電気自動車では、もっぱら、最大出力の概ね５０％以下の出力で動作することが全稼働期間の９０％程度を占める。定常損失の小さいトレンチ型トランジスタを多用する本実施例の技術は、そのような状況で用いられる電力変換装置に適している。なお、ここで、「電気自動車」には、走行用にモータとエンジンの双方を備えるハイブリッド車、電源として燃料電池などの発電装置を備える自動車が含まれる。ただし、本明細書が開示する技術は、自動車以外の用途に用いられる電力変換装置に適用することも好適である。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

２、２ａ：電力変換装置
３ａ−３ｄ：スイッチング素子
４ａ−４ｄ：ダイオード
５ａ−５ｄ：リアクトル
６ａ−６ｄ：ダイオード
７ａ−７ｄ、８ａ−８ｄ、２３、２５：温度センサ
１０ａ：第１相変換回路（電力変換回路）
１０ｂ：第２相変換回路（電力変換回路）
１０ｃ：第３相変換回路（電力変換回路）
１０ｄ：第４相変換回路（電力変換回路）
１７：コントローラ
２１：直流電源
３１：インバータ
３２：走行用モータ
１００、１００ａ：電気自動車

Claims (4)

1. 電力変換装置であって、
   電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型トランジスタを用いた少なくとも１個の第１変換回路と、
   電力変換用のスイッチング素子としてプレーナ型トランジスタを用いた少なくとも１個の第２変換回路と、
   前記電力変換装置に対する出力指令値に応じて動作させる変換回路を選択するコントローラと、
   を備えており、
   全ての前記第１変換回路と全ての前記第２変換回路が並列に接続されており、または、全ての前記第１変換回路と全ての前記第２変換回路が直列に接続されており、
   前記コントローラは、
   前記出力指令値が所定の出力閾値を下回っている間は、全ての前記第２変換回路を停止するとともに、少なくとも１個の前記第１変換回路を動作させ、
   前記出力指令値が前記出力閾値を超えた場合は、全ての前記第１変換回路を動作させるとともに、少なくとも１個の前記第２変換回路を動作させる、電力変換装置。
2. 前記コントローラは、全ての前記第１変換回路と全ての前記第２変換回路を動作させる場合のキャリア周波数を、前記第２変換回路を動作させない場合のキャリア周波数よりも高く設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換装置は、電力変換用のリアクトルとコンデンサを備えており、
   前記コントローラは、前記リアクトルの温度又は前記コンデンサの温度が所定の第１温度閾値を超えたら、キャリア周波数を、前記第１温度閾値を超える前のキャリア周波数よりも高くする、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記コントローラは、いずれかの前記変換回路の前記トランジスタの温度が所定の第２温度閾値を超えたら、キャリア周波数を、前記第２温度閾値を超える前のキャリア周波数よりも低くする、請求項２又は３に記載の電力変換装置。

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