KR20160103185A - 반도체 전력 변환 장치 - Google Patents

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마사후미 이치하라
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미쓰비시덴키 가부시키가이샤
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Abstract

스위칭 소자(42-1 ~ 42-6)를 이용해 전력 변환을 행하여, 부하(5)에 대해서 전력을 공급하는 반도체 전력 변환기(4)와, 반도체 전력 변환기(4)를 제어하는 전압 지령치 Vref를 출력하는 변환기 전압 지령 연산부(1)와, 전압 지령치 Vref에 대해서, 제2 전압 지령치를 중첩시켜, 전압 지령치 Vref2를 생성하는 전압 제어부(2)와, 전압 지령치 Vref2에 기초하여, 스위칭 소자(42-1 ~ 42-6)의 구동을 제어하는 게이트 신호를 생성하여, 반도체 전력 변환기(4)로 출력하는 PWM 신호 생성부(3)와, 반도체 전력 변환기(4)에 대해서 부하(5)와 병렬로 접속되어, 반도체 전력 변환기(4)로부터 부하(5)에 대해서 출력된 출력 전류 Iout으로부터, 제2 전압 지령치의 주파수의 전류를 분기하는 바이패스부(6)를 구비한다.

Description

반도체 전력 변환 장치 및 출력 전류 제어 방법{SEMICONDUCTOR POWER CONVERSION APPARATUS AND OUTPUT CURRENT CONTROL METHOD}
본 발명은 온도 사이클 내량(thermal cycle capability)을 향상시키는 반도체 전력 변환 장치 및 출력 전류 제어 방법에 관한 것이다.
종래, 반도체 전력 변환기에서는, 변환기 본래의 목적으로서 동작중에 출력전압을 수시 변화시키기 때문에, 출력전압의 변화에 따라서 출력 전류 진폭도 변화한다. 출력 전류의 변화에 의해 반도체 전력 변환기를 구성하는 반도체 디바이스의 온도도 변화하기 때문에, 전류 변화폭이 큰 경우, 또, 변화 빈도가 높은 경우, 반도체 디바이스는 온도 사이클(파워 사이클/히트 사이클)에 의해서 열화된다.
온도 사이클을 억제하는 방법으로서, 예를 들면, 하기 특허 문헌 1에서는, 반도체 디바이스의 게이트 저항을 증가시키고, 또, 게이트 전압을 저하시킴으로써 반도체 디바이스의 손실을 증가시켜 온도를 상승시키는 기술이 개시되어 있다. 또, 하기 특허 문헌 2에서는, 스위칭 주파수를 증가시켜 반도체 디바이스의 손실을 증가시키는 기술이 개시되어 있다. 또, 하기 특허 문헌 3에서는, 외부 냉각을 정지시킴으로써 반도체 디바이스의 온도를 상승시키는 기술이 개시되어 있다.
특허 문헌 1: 일본국 특개 2003-7934호 공보 특허 문헌 2: 일본국 특개 2002-125362호 공보 특허 문헌 3: 일본국 특개 2001-298964호 공보
그렇지만, 상기 종래의 기술에 의하면, 손실을 증가시킬 수 있는 폭에 한계가 있다. 반도체 전력 변환기로부터의 출력 전류치가 매우 작은 경우는 온도 안정화를 위한 손실을 확보하지 못하여, 충분한 효과를 얻을 수 없다는 문제가 있었다.
본 발명은 상기를 감안하여 이루어진 것으로서, 반도체 전력 변환기로부터 부하측으로의 출력 전류치를 특정 값으로 제어 가능한 반도체 전력 변환 장치 및 출력 전류 제어 방법을 얻는 것을 목적으로 한다.
상술한 과제를 해결하여 목적을 달성하기 위해서, 본 발명은 스위칭 소자를 이용해 전력 변환을 행하여, 부하에 대해서 전력을 공급하는 전력 변환기와, 상기 전력 변환기를 제어하는 제1 전압 지령치를 출력하는 변환기 전압 지령 연산 수단과, 상기 제1 전압 지령치에 대해서, 제2 전압 지령치를 중첩시켜, 제3 전압 지령치를 생성하는 전압 제어 수단과, 상기 제3 전압 지령치에 기초하여, 상기 스위칭 소자의 구동을 제어하는 게이트 신호를 생성하여, 상기 전력 변환기로 출력하는 PWM 신호 생성 수단과, 상기 전력 변환기에 대해서 상기 부하와 병렬로 접속되어, 상기 전력 변환기로부터 상기 부하에 대해서 출력된 출력 전류로부터, 상기 제2 전압 지령치의 주파수의 전류를 분기하는 바이패스 수단을 구비하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 반도체 전력 변환 장치 및 출력 전류 제어 방법은, 반도체 전력 변환기로부터 부하측으로의 출력 전류치와 바이패스 수단으로의 출력 전류치를 개별로 특정 값으로 제어할 수 있다고 하는 효과를 달성한다.
도 1은 실시 형태 1의 반도체 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 2는 반도체 전력 변환 장치에 있어서의 출력 전류 제어 처리를 나타내는 순서도이다.
도 3은 실시 형태 1의 전압 제어부의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 4는 바이패스부의 임피던스 특성을 나타내는 도면이다.
도 5는 바이패스부의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 6은 실시 형태 1에 있어서, 반도체 전력 변환기로부터 출력되는 출력 전류 Iout과 부하 및 바이패스부에 흐르는 전류의 상태를 나타내는 도면이다.
도 7은 실시 형태 2에 있어서, 반도체 전력 변환기로부터 출력되는 출력 전류 Iout과 부하 및 바이패스부에 흐르는 전류의 상태를 나타내는 도면이다.
도 8은 실시 형태 3의 전압 제어부의 구성예를 나타내는 도면이다.
이하에, 본 발명에 따른 반도체 전력 변환 장치 및 출력 전류 제어 방법의 실시 형태를 도면에 기초하여 상세하게 설명한다. 또한, 이 실시 형태에 의해 이 발명이 한정되는 것은 아니다.
실시 형태 1.
도 1은 본 실시 형태에 따른 반도체 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 반도체 전력 변환 장치는 변환기 전압 지령 연산부(1)와, 전압 제어부(2)와, PWM(Pulse Width Modulation) 신호 생성부(3)와, 반도체 전력 변환기(4)와, 부하(5)와, 바이패스부(6)와, 전류 검출부(7)를 구비한다.
변환기 전압 지령 연산부(1)는, 부하(5)가 접속된 반도체 전력 변환기(4)의 동작을 제어하기 위한 전압 지령치 Vref(제1 전압 지령치)를 연산하여, 전압 제어부(2)로 출력한다. 종래부터의 구성과 마찬가지이다.
전압 제어부(2)는 변환기 전압 지령 연산부(1)로부터 입력된 전압 지령치 Vref에 대해서, 전류 검출부(7)에 의해 검출된 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류치 Iout을 특정 값으로 제어하기 위해, 어느 주파수대의 전압(제2 전압 지령치)을 중첩시키는 제어를 행한다. 전압 제어부(2)는, 전압 지령치 Vref에 대해서 어느 주파수대의 전압을 중첩시켜 전압 지령치 Vref2(제3 전압 지령치)를 생성하여, PWM 신호 생성부(3)로 출력한다.
PWM 신호 생성부(3)는 전압 제어부(2)로부터 입력된 전압 지령치 Vref2에 기초하여, 반도체 전력 변환기(4)가 구비하는 스위칭 소자의 구동을 제어하는 게이트 신호를 생성하여, 반도체 전력 변환기(4)로 출력한다. 종래부터의 구성과 마찬가지이다.
반도체 전력 변환기(4)는 콘덴서(41)와, 스위칭 소자(42-1 ~ 42-6)와, 다이오드(43-1 ~ 43-6)를 구비한다. 반도체 전력 변환기(4)는, 도시하지 않는 직류 전력원이 공급하는 직류 전력을, PWM 신호 생성부(3)로부터의 게이트 신호에 따라서 스위칭 소자(42-1 ~ 42-6)를 구동시켜, 교류 전력으로 변환하여 부하(5)측으로 출력하는 전력 변환기이다. 종래부터의 구성과 마찬가지이다.
부하(5)는 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력된 교류 전력의 공급을 받아 동작한다. 예를 들면, 모터 등이 있지만, 이것으로 한정하는 것은 아니다.
바이패스부(6)는, 반도체 전력 변환기(4)에 대해서 부하(5)와 병렬로 접속되어 있고, 반도체 전력 변환기(4)로부터 부하(5)측으로 출력된 출력 전류 Iout으로부터, 전압 제어부(2)에 의해 중첩된 전압인 중첩 성분의 중첩 주파수(제2 전압 지령치의 주파수)의 전류를 분기한다. 바이패스부(6)는, 예를 들면, LC 공진 회로에 의해 구성할 수 있다.
전류 검출부(7)는 반도체 전력 변환기(4)로부터 부하(5)측으로 출력된 출력 전류 Iout의 전류치를 검출하고, 검출한 출력 전류치 Iout을 전압 제어부(2)로 출력한다. 또한, Iout에 대해서는 출력 전류 및 출력 전류치 양쪽으로 이용하는 경우가 있으며, 이후의 설명에 있어서도 마찬가지로 한다.
이어서, 반도체 전력 변환 장치에 있어서, 반도체 전력 변환기(4)로부터 부하(5)측으로 출력되는 출력 전류 Iout의 값을 특정 값으로 제어하는 동작에 대해 설명한다.
우선, 반도체 전력 변환기(4)로부터 부하(5)측으로 출력되는 출력 전류치 Iout을 특정 값으로 제어할 필요성에 대해 설명한다. 도 1에 도시한 반도체 전력 변환 장치에 있어서 전압 제어부(2)에 의해 전압 지령치 Vref의 크기를 제어하지 않는 경우를 상정하면, 일반적인 반도체 전력 변환 장치와 동등하다. 이 경우, 변환기 전압 지령 연산부(1)에 의해 연산된 전압 지령치 Vref는, 부하(5)에서 필요한 전력을 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력하기 위해 변동한다. PWM 신호 생성부(3)는 전압 지령치 Vref에 기초하여 게이트 신호를 생성하고, 반도체 전력 변환기(4)는 게이트 신호에 따라서 스위칭 소자(42-1 ~ 42-6)를 구동해 교류 전력을 생성하여, 부하(5)측으로 출력한다. 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력되는 출력 전류치 Iout은, 전압 지령치 Vref의 크기에 따라서 변화한다. 출력 전류치 Iout이 변화하는 것은, 반도체 전력 변환기(4)에서의 발생 손실이 변화하는 것을 의미한다.
여기서, 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력되는 출력 전류치 Iout이 일정한 경우, 반도체 전력 변환기(4)에서는, 발생 손실이 일정하게 되어, 온도 사이클에 의한 부품의 열화를 억제할 수 있다. 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력되는 출력 전류치 Iout을 일정하게 하기 위해서는, 본래, 출력 전류 Iout이 작아도 좋은 경우에, 부하(5)에서 불필요한 전류를 중첩함으로써 실현할 수 있다. 그렇지만, 반도체 전력 변환기(4)가 부하(5)에서 불필요한 전류까지 출력하여, 모두가 부하(5)에 흐르면, 부하(5)의 동작에 영향을 주며, 또, 부하(5)의 고장의 원인이 된다.
그 때문에, 본 실시 형태에서는, 전압 제어부(2)가, 변환기 전압 지령 연산부(1)로부터의 전압 지령치 Vref에 대해서, 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력되는 출력 전류치 Iout을 특정 값으로 하기 위해, 전압 지령치 Vref에 중첩시키는 전압인 중첩 성분의 중첩량을 제어한다. 그리고 바이패스부(6)가, 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력되는 출력 전류 Iout으로부터, 전압 제어부(2)의 제어에 의해서 전압 지령치 Vref에 대해서 중첩된 중첩 성분에 대응하여 증가된 부하(5)에서 불필요한 전류를 자신의 측으로 분기한다. 이것에 의해, 반도체 전력 변환 장치에서는, 부하(5)에 어떤 영향을 주는 일 없이, 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력되는 출력 전류치 Iout을 특정 값으로 제어할 수 있다.
구체적으로, 반도체 전력 변환 장치의 동작을, 순서도에 기초하여 설명한다. 도 2는 반도체 전력 변환 장치에 있어서의 출력 전류 제어 처리를 나타내는 순서도이다.
우선, 변환기 전압 지령 연산부(1)가, 부하(5)에 대한 반도체 전력 변환기(4)의 본래의 동작에 기초한 전압 지령치 Vref를 연산해 구하여, 전압 제어부(2)로 출력한다(스텝 S1).
전압 제어부(2)는 변환기 전압 지령 연산부(1)로부터 전압 지령치 Vref를 입력하고, 전류 검출부(7)로부터 취득한 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류치 Iout에 기초하여, 전압 지령치 Vref에 대해서 중첩시키는 전압인 중첩 성분의 중첩량을 연산한다(스텝 S2).
전압 제어부(2)에 있어서의 중첩량의 연산 방법에 대해 상세하게 설명한다. 도 3은 본 실시 형태의 전압 제어부의 구성예를 나타내는 도면이다. 전압 제어부(2)는 중첩량 연산부(21)와, 중첩 주파수 신호 발신기(22)와, 곱셈기(23)와, 가산기(24)를 구비한다.
중첩량 연산부(21)는 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류치 Iout을 특정 값으로 하기 위한 목표치인 목표 전류치 Iref, 전류 검출부(7)에 의해 검출된 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류치 Iout, 및 바이패스부(6)가 LC 공진 회로로 구성되는 경우의 임피던스 정보를 취득하고, 이들 정보를 이용하여 중첩량을 연산한다.
목표 전류치 Iref란, 예를 들면, 접속하는 부하(5), 반도체 전력 변환기(4)의 운전 패턴 등에 의해서 결정한 고정값이다. 유저 등이, 미리, 복수의 후보로부터 선택, 또는 임의로 설정한 목표 전류치 Iref를, 중첩량 연산부(21)에 입력한다. 또한, 목표 전류치 Iref는, 반도체 전력 변환 장치가 동작중이어도, 변경할 수 있도록 해도 좋다. 또, 임피던스 정보에 대해서도, 유저 등이, 미리, 바이패스부(6)의 LC 공진 회로의 구성에 기초하여 중첩량 연산부(21)에 입력한다.
중첩량 연산부(21)에서는, 예를 들면, 목표 전류치 Iref의 크기가 「10」, 출력 전류치 Iout의 크기가 「8」인 경우, 차분인 「10-8=2」의 크기의 전류가 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류 Iout에 중첩되도록, 바이패스부(6)의 임피던스 정보를 이용하여, 출력 전류치 Iout에 「2」의 중첩량이 중첩되는 전압 정보인 중첩 성분 진폭을 생성하여 출력한다.
곱셈기(23)는 중첩 주파수 신호 발신기(22)로부터 출력된 중첩 주파수 fc의 신호와, 중첩량 연산부(21)로부터 출력된 중첩 성분 진폭을 곱셈하고, 전압 지령치 Vref에 대해서, 출력 전류치 Iout을 제어하기 위해서 중첩시키는 전압인 중첩 성분 Vc를 생성하여 출력한다. 가산기(24)는 변환기 전압 지령 연산부(1)로부터의 전압 지령치 Vref에 대해서 곱셈기(23)로부터의 중첩 성분 Vc를 중첩하여, 출력 전류 Iout에 「2」의 중첩량이 중첩되는 전압 지령치 Vref2를 생성하여 출력한다(스텝 S3).
또한, 상기의 설명에서는, 중첩량 연산부(21)는 비례 제어에 의해 중첩 성분 진폭을 구하고 있었지만, 일례이며, 다른 방법을 이용하는 것도 가능하다.
PWM 신호 생성부(3)는 전압 제어부(2)로부터 입력한 전압 지령치 Vref2에 기초하여 게이트 신호를 생성한다(스텝 S4). PWM 신호 생성부(3)는 생성한 게이트 신호를 반도체 전력 변환기(4)로 출력한다.
반도체 전력 변환기(4)는 PWM 신호 생성부(3)로부터 입력된 게이트 신호에 따라서 각 스위칭 소자(42-1 ~ 42-6)의 구동을 제어하여, 직류 전력을 교류 전력으로 전력 변환하여 부하(5)측으로 출력한다(스텝 S5). 이때 출력되는 교류 전력의 출력 전류 Iout에는, 전압 지령치 Vref에 기초한 부하(5)에서 본래 필요한 전류(제1 주파수 대역 내의 주파수 성분의 전류)에 대해서, 중첩 성분 Vc에 의한 중첩 주파수 fc의 전류(제2 주파수 대역 내의 주파수 성분의 전류)가 중첩되어 있어, 특정 값(목표 전류치 Iref)이 되도록 제어되어 있다. 즉, 반도체 전력 변환기(4)에서는, 제1 전압 지령치에 기초한 전류인 제1 주파수 대역 내의 주파수 성분의 전류가 감소하는 경우에는, 제2 전압 지령치에 기초한 전류인 제2 주파수 대역 내의 주파수 성분의 전류를 증가시켜 전류를 출력하고, 제1 주파수 대역 내의 주파수 성분의 전류가 증가하는 경우에는, 제2 주파수 대역 내의 주파수 성분을 감소시켜 전류를 출력한다.
그리고 바이패스부(6)는, 반도체 전력 변환기(4)로부터 부하(5)측으로 출력된 출력 전류 Iout으로부터, 중첩 성분 Vc의 주파수 성분인 중첩 주파수 fc의 전류를 분기한다(스텝 S6). 도 4는 바이패스부의 임피던스 특성을 나타내는 도면이다. 가로축은 주파수, 세로축은 임피던스를 나타낸다. 도 4에 있어서, 주파수대 B는, 반도체 전력 변환기(4)에 있어서 본질적인 동작과 관계가 있는 주파수대이며, 높아도 400Hz, 통상은 50 ~ 60Hz의 상용 주파수대가 일반적이다. 또, 주파수대 D는, 반도체 전력 변환기(4)가 구비하는 스위칭 소자(42-1 ~ 42-6)의 스위칭에 의한 캐리어 주파수의 범위를 나타내고, 일반적으로는 2kHz 이상이다. 주파수대 B 및 주파수대 D의 임피던스는 충분히 크고, 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력된 출력 전류 Iout 중, 주파수대 B, D의 성분은, 바이패스부(6)에는 흐르지 않고(분기되지 않고), 부하(5)로 흐르게 된다. 이것에 반하여, 주파수대 C에 대한 임피던스는 낮게 되어 있다. 즉, 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력된 출력 전류 Iout 중, 주파수대 C의 성분은, 바이패스부(6)로 흐르게(분기되게) 된다. 주파수대 C는, 주파수대 B보다 크고 주파수대 D보다 작은 주파수, 예를 들면, 1kHz 정도의 주파수로 하고, 바이패부(6)가 LC 공진 회로로 구성되는 경우의 LC 공진 주파수와 동등한 주파수로 한다.
또, 본 실시 형태에서는, 전압 제어부(2)에서 전압 지령치 Vref에 중첩되는 중첩 성분 Vc의 중첩 주파수 fc와 도 4에 도시한 주파수대 C를 같은 주파수대로 한다. 이것에 의해, 반도체 전력 변환 장치에서는, 전압 제어부(2)가 본래의 반도체 전력 변환기(4)에서 필요한 전압 지령치 Vref에 대해서 중첩 성분 Vc를 중첩시켜도, 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력되는 중첩분을 포함하는 출력 전류 Iout으로부터, 중첩 성분 Vc의 주파수 성분인 중첩 주파수 fc(주파수대 C)의 전류를 바이패스부(6)로 흘리는(분기하는) 것이 가능하다. 반도체 전력 변환 장치에서는, 중첩 성분 Vc의 주파수 성분인 중첩 주파수 fc(주파수대 C)의 전류 이외의 전류, 즉, 본래의 반도체 전력 변환기(4)에서 필요한 전압 지령치 Vref의 주파수 성분의 전류를 부하(5)로 흘릴 수 있다.
도 5는 바이패스부의 구성예를 나타내는 도면이다. 바이패스부(6)는, 콘덴서 C1, C2, C3와, 인덕터 L1, L2, L3를 구비한다. 1개의 콘덴서와 1개의 인덕터로 1개의 LC 공진 회로를 구성하고, 각 LC 공진 회로가, 도 1에 있어서 반도체 전력 변환기(4)로부터 부하(5)로의 접속선 중 어느 것에 접속된다. LC 공진 회로의 공진 주파수가 중첩 주파수 fc가 되도록 각 콘덴서 및 각 인덕터의 상수를 설정함으로써, 간단하고 쉽게 바이패스부(6)를 구성할 수 있다.
도 6은 본 실시 형태에 있어서, 반도체 전력 변환기로부터 출력되는 출력 전류 Iout과 부하 및 바이패스부로 흐르는 전류의 상태를 나타내는 도면이다. 설명을 간단하게 하기 위해서, 반도체 전력 변환기(4a)를 단상(單相)으로 하고, 부하(5a) 및 바이패스부(6a)도 단상에 대응한 것으로 한다. 또한, 도 1에 도시한 것처럼, 3상(相)인 경우에 있어서 각 상에 흐르는 전류의 관계는 도 6과 마찬가지이다. 반도체 전력 변환기(4a)는 콘덴서(41)와, 스위칭 소자(42-7 ~ 42-10)와, 다이오드(43-7 ~ 43-10)를 구비한다.
도 6에 있어서, 반도체 전력 변환기(4a)로부터 출력되는 출력 전류 Iout은, 본래의 전압 지령치 Vref에 대해서 중첩 성분 Vc가 중첩된 전압 지령치 Vref2에 대한 것이고, 전압 지령치 Vref에 대한 정현파 파형에 대해서, 중첩 성분 Vc의 고조파의 중첩 주파수 fc의 파형이 중첩되어 있다. 여기서, 반도체 전력 변환기(4a)에 대해서 부하(5a)와 병렬로, 콘덴서 C4 및 인덕터 L4로 구성되고, 중첩 주파수 fc와 같은 주파수인 공진 주파수(fc)를 가지는 LC 공진 회로를 구비한 도 4에 도시한 임피던스 특성을 가지는 바이패스부(6a)가 접속되어 있다. 바이패스부(6a)는, 반도체 전력 변환기(4a)로부터 출력되는 출력 전류 Iout으로부터, 중첩 성분 Vc의 주파수 성분인 고조파의 중첩 주파수 fc의 전류를 분기한다. 그 결과, 도 6에 도시한 것처럼, 부하(5a)에는, 전압 지령치 Vref2에 대해서 중첩 성분 Vc가 중첩되기 전의 본래의 전압 지령치 Vref의 주파수 성분을 가지는 전류가 흐르게 된다.
이와 같이, 반도체 전력 변환 장치에서는, 반도체 전력 변환기(4)(또는 4a)로부터 출력되는 출력 전류 Iout을 특정 값으로 하는 경우, 전압 제어부(2)에 의해 중첩된 중첩 성분 Vc에 대응하는 전류에 대해서는, 중첩량에 관계없이 바이패스부(6)에서 분기할 수 있기 때문에, 부하(5)(또는 5a)에서 불필요한 전류가 흐르는 것을 회피할 수 있다.
이상 설명한 것처럼, 본 실시 형태에 의하면, 전압 제어부(2)가 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류치 Iout에 기초하여, 본래의 반도체 전력 변환기(4)의 제어에 기초한 전압 지령치 Vref에 대해서 중첩 성분 Vc의 전압을 중첩시키는 제어를 행함으로써, 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류 Iout을 특정 값으로 제어, 즉, 일정한 진폭으로 제어할 수 있다. 또, 바이패스부(6)가 반도체 전력 변환기(4)로부터 출력된 출력 전류 중, 전압 제어부(2)에 의해 중첩된 중첩 성분 Vc의 주파수 성분인 중첩 주파수 fc의 전류를 분기함으로써, 부하(5)에 대해서는 전압 지령치 Vref에 기초하여 본래의 제어에 필요한 전류를 흘릴 수 있다. 이것에 의해, 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류치 Iout을 일정하게 할 수 있기 때문에, 반도체 전력 변환기(4)에 포함되는 반도체 디바이스의 전류 부담을 일정하게 할 수 있고, 발생 손실이 일정하고 온도도 일정하게 되어, 온도 사이클에 기인하는 부품의 열화를 억제할 수 있다.
또한, 본 실시 형태에서는, 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류 Iout이 일정하게 되도록 중첩 성분 Vc의 중첩량을 제어했지만, 이것으로 한정하는 것은 아니다. 예를 들면, 반도체 전력 변환기(4)에서의 발생 손실의 요인에 따라서, 전류 실효치 일정, 전류 평균치 일정 등에 의해 피드백 제어하는 방법, 또, 이들 방법을 조합한 방법을 이용하는 것도 가능하다.
또, 일반적으로, 반도체 전력 변환기(4)의 스위칭 소자(42-1 ~ 42-6) 등에 SiC, GaN 등의 와이드 밴드 갭 반도체를 사용했을 경우, 와이드 밴드 갭 반도체의 내열 온도가 높기 때문에, 그 내열 온도의 특성을 활용하려고 하면, 온도 사이클 폭을 크게 할 필요가 있다. 그렇지만, 본 실시 형태에 있어서는, 와이드 밴드 갭 반도체의 내열성의 특성을 살리면서, 온도 사이클 열화의 문제를 해소할 수 있다.
또, 바이패스부(6)에 대해서는, 미리 반도체 전력 변환 장치에 편입시켜도 좋고, 부하(5)와 함께 나중에 접속, 또는 교환할 수 있도록 구성해도 좋다. 예를 들면, 중첩 성분 Vc의 중첩 주파수 fc가 가변인 경우, LC 공진 회로의 LC 공진 주파수가 변경 후의 중첩 성분 Vc의 중첩 주파수 fc에 맞는 바이패스부(6)를 접속함으로써, 다른 중첩 주파수 fc를 구사할 수 있다.
또, 변환기 전압 지령 연산부(1), 전압 제어부(2), 및 PWM 신호 생성부(3)를 각각 별도의 구성으로 하고 있지만, 이들 3개의 구성의 기능을 통합하여 게이트 신호 생성 수단으로 하고, 게이트 신호 생성 수단이, 전압 지령치 Vref의 연산부터, 중첩량의 연산, 전압 지령치 Vref2의 생성, 게이트 신호의 생성까지를 행하도록 해도 좋다.
실시 형태 2.
실시 형태 1에서는, 바이패스부(6)의 내부에 콘덴서 및 인덕터를 구비하여 LC 공진 회로를 구성하고 있었다. 그러나 장치의 구성에 따라서는, 반도체 전력 변환기(4)의 출력에, 부하(5)단에서의 서지 억제 목적 등 때문에, 미리 인덕턴스 성분(인덕터)이 접속되어 있는 경우가 있다. 이러한 경우, 콘덴서를 추가하여, 미리 접속되어 있는 인덕턴스 성분(인덕터)과 함께 LC 공진 회로를 구성해도 좋다.
도 7은 본 실시 형태에 있어서, 반도체 전력 변환기로부터 출력되는 출력 전류 Iout과 부하 및 바이패스부로 흐르는 전류의 상태를 나타내는 도면이다. 실시 형태 1에 있어서의 도 6과 마찬가지로, 설명을 간단하게 하기 위해서, 반도체 전력 변환기(4a)를 단상으로 하고, 부하(5a) 및 바이패스부(6b)도 단상에 대응한 것으로 한다. 또한, 3상인 경우에 있어서 각 상에 흐르는 전류의 관계는 도 7과 마찬가지이다.
도 7에 있어서, 반도체 전력 변환기(4a)로부터 출력되는 출력 전류 Iout은, 본래의 전압 지령치 Vref에 대해서 중첩 성분 Vc가 중첩된 전압 지령치 Vref2에 대한 것으로, 전압 지령치 Vref에 대한 정현파 파형에 대해서, 중첩 성분 Vc의 고조파의 중첩 주파수 fc의 파형이 중첩되어 있다. 여기서, 반도체 전력 변환기(4a)와 부하(5a)의 사이에 접속된 인덕턴스 성분(인덕터 L5), 및 바이패스부(6b)의 콘덴서 C5에 의해서, 공진 주파수 fc2를 가지는 LC 공진 회로가 구성되어 있다.
이 경우, 바이패스부(6b)는 반도체 전력 변환기(4a)로부터 출력되는 출력 전류 Iout으로부터, 중첩 성분 Vc의 주파수 성분인 고조파의 중첩 주파수 fc의 전류, 및 반도체 전력 변환기(4a)의 스위칭 소자(42-7 ~ 42-10)의 스위칭에 기인하는 캐리어 주파수의 주파수 성분의 전류를 분기한다. 그 결과, 도 7에 도시한 것처럼, 부하(5a)에는, 전압 지령치 Vref2에 대해서 중첩 성분 Vc가 중첩되기 전의 본래의 전압 지령치 Vref의 주파수 성분의 전류에 대해서 약간의 고조파 성분이 잔존하는 주파수 성분의 전류가 흐르게 된다. 이 경우에 있어서는 부하의 특성에 따라 사용할 수 없는 부하의 종류도 있지만, 예를 들면, 부하(5a)가 모터 등인 경우, 원래 높은 주파수 성분은 흐르기 어렵기 때문에, 실 사용상 문제가 되는 것은 없다.
또, 도 7에 도시한 구성의 경우, 바이패스부(6b)에 공진 주파수 fc2 보다도 높은 주파수 성분의 전류가 유입되기 때문에, 전압 제어부(2)에서는, 공진 주파수 fc2로부터 캐리어 주파수까지의 주파수 성분에 대응한 중첩 주파수의 중첩 성분 Vc를 중첩시킨다.
이상 설명한 것처럼, 본 실시 형태에 의하면, 반도체 전력 변환기(4)(또는 4a)와 부하(5)(또는 5a)의 사이에 인덕턴스 성분이 미리 접속되어 있는 경우, 바이패스부(6b)로서 콘덴서를 추가함으로써, 미리 접속되어 있는 인덕턴스 성분과 추가한 콘덴서로 LC 공진 회로를 구성할 수 있다. 이것에 의해, 원래 구비하고 있는 구성을 이용할 수 있기 때문에, 부품의 추가수를 삭감시킬 수 있다.
실시 형태 3.
실시 형태 1에서는, 전압 제어부(2)에 있어서, 피드백 제어에 의해 중첩 성분 Vc의 중첩량을 제어하는 방법에 대해 설명했지만, 피드 포워드 제어에 의해 중첩 성분 Vc의 중첩량을 제어하는 것도 가능하다.
도 8은 본 실시 형태의 전압 제어부의 구성예를 나타내는 도면이다. 전압 제어부(2a)는, 중첩량 연산부(21)와, 중첩 주파수 신호 발신기(22)와, 곱셈기(23)와, 가산기(24)와, Iout 추정부(25)를 구비한다. Iout 추정부(25)는, 전압 지령치 Vref와 부하(5)의 임피던스 정보를 입력하고, 전압 지령치 Vref 및 부하(5)의 임피던스 정보를 이용하여 반도체 전력 변환기(4)로부터의 출력 전류치 Iout을 추정한다. 유저 등은, 미리, 측정 등에 의해 부하(5)의 임피던스 정보를 취득하여, Iout 추정부(25)에 입력한다. Iout 추정부(25)는 전압 지령치 Vref를 부하(5)의 임피던스 정보로 나눔으로써, 출력 전류치 Iout을 추정할 수 있다. Iout 추정부(25)는 추정한 출력 전류치 Iout을, 중첩량 연산부(21)에 출력한다. 중첩량 연산부(21)가 Iout 추정부(25)에 의해 추정된 출력 전류치 Iout의 값을 입력하고 나서의 동작은 실시 형태 1(도 3 참조)과 같다.
이상 설명한 것처럼, 본 실시 형태에서는, 전압 제어부(2a)에 있어서, 출력 전류 Iout를 대신해여, 전류 지령치 Vref와 부하(5)의 임피던스 정보로부터 출력 전류 Iout을 추정한 값을 이용하는 것으로 했다. 이것에 의해, 피드 포워드 제어에 의해 전압 지령치 Vref에 대한 중첩량을 제어할 수 있다.
[산업상의 이용 가능성]
이상과 같이, 본 발명에 따른 반도체 전력 변환 장치는 반도체 부품을 이용한 전력 변환에 유용하고, 특히, 반도체 부품의 열화의 억제에 적절하다.
1: 변환기 전압 지령 연산부, 2, 2a: 전압 제어부,
3: PWM 신호 생성부, 4, 4a: 반도체 전력 변환기,
5, 5a: 부하, 6, 6a, 6b: 바이패스부,
7: 전류 검출부, 21: 중첩량 연산부,
22 중첩 주파수 신호 발신기, 23: 곱셈기,
24: 가산기, 25: Iout 추정부,
41: 콘덴서, 42-1 ~ 42-10: 스위칭 소자,
43-1 ~ 43-10: 다이오드.

Claims (19)

  1. 스위칭 소자를 이용하여 전력 변환을 행하여, 부하에 대해서 전력을 공급하는 전력 변환기와,
    상기 전력 변환기를 제어하는 제1 전압 지령치를 출력하는 변환기 전압 지령 연산 수단과,
    상기 제1 전압 지령치에 대해서, 제2 전압 지령치를 중첩시켜, 제3 전압 지령치를 생성하는 전압 제어 수단과,
    상기 제3 전압 지령치에 기초하여, 상기 스위칭 소자의 구동을 제어하는 게이트 신호를 생성하여, 상기 전력 변환기로 출력하는 PWM 신호 생성 수단과,
    상기 전력 변환기에 대해서 상기 부하와 병렬로 접속되어, 상기 전력 변환기로부터 상기 부하에 대해서 출력된 출력 전류로부터, 상기 제2 전압 지령치의 주파수의 전류를 분기(分岐)하는 바이패스 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 전압 제어 수단은, 상기 전력 변환기로부터의 출력 전류치와 상기 출력 전류치의 목표치인 목표 전류치의 차분으로부터 상기 제2 전압 지령치를 구하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 전압 제어 수단은, 상기 제1 전압 지령치 및 상기 부하의 임피던스 정보를 이용해 상기 전력 변환기로부터의 출력 전류치를 추정하여, 상기 출력 전류치의 목표치인 목표 전류치와 추정한 출력 전류치의 차분으로부터 상기 제2 전압 지령치를 구하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 바이패스 수단은 인덕터 및 콘덴서로부터 구성된 LC 공진 회로이며, 상기 LC 공진 회로의 LC 공진 주파수는, 상기 제2 전압 지령치의 주파수로 하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 전력 변환기와 상기 부하의 사이에 인덕터가 접속되어 있는 경우,
    상기 바이패스 수단은 콘덴서를 구비하여, 상기 인덕터와 상기 콘덴서로 LC 공진 회로를 구성하고, 상기 LC 공진 회로의 LC 공진 주파수는, 상기 제2 전압 지령치의 주파수로 하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 제2 전압 지령치의 주파수는, 상기 전력 변환기의 동작 주파수대보다 크고 상기 스위칭 소자의 스위칭에 기인하는 캐리어 주파수대보다 작은 주파수대로 하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위칭 소자를 와이드 밴드 갭 반도체소자로 하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  8. 스위칭 소자를 이용해 전력 변환을 행하여, 부하에 대해서 전력을 공급하는 전력 변환기와,
    상기 전력 변환기를 제어하는 제1 전압 지령치를 출력하는 변환기 전압 지령 연산 수단과,
    상기 제1 전압 지령치에 대해서, 제2 전압 지령치를 중첩시켜, 제3 전압 지령치를 생성하는 전압 제어 수단과,
    상기 제3 전압 지령치에 기초하여, 상기 스위칭 소자의 구동을 제어하는 게이트 신호를 생성하여, 상기 전력 변환기로 출력하는 PWM 신호 생성 수단을 구비하고,
    상기 전력 변환기로부터 상기 부하에 대해서 출력된 출력 전류 중, 상기 제2 전압 지령치에 의한 전류는, 상기 전력 변환기에 대해서 상기 부하와 병렬로 접속된 바이패스부에 의해 분기되는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 전압 제어 수단은, 상기 전력 변환기로부터의 출력 전류치와 상기 출력 전류치의 목표치인 목표 전류치의 차분으로부터 상기 제2 전압 지령치를 구하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  10. 청구항 8에 있어서,
    상기 전압 제어 수단은, 상기 제1 전압 지령치 및 상기 부하의 임피던스 정보를 이용해 상기 전력 변환기로부터의 출력 전류치를 추정하여, 상기 출력 전류치의 목표치인 목표 전류치와 추정한 출력 전류치의 차분으로부터 상기 제2 전압 지령치를 구하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  11. 청구항 8에 있어서,
    상기 제2 전압 지령치의 주파수는, 상기 전력 변환기의 동작 주파수대보다 크고 상기 스위칭 소자의 스위칭에 기인하는 캐리어 주파수대보다 작은 주파수대로 하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  12. 청구항 8에 있어서,
    상기 스위칭 소자를 와이드 밴드 갭 반도체소자로 하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  13. 스위칭 소자를 제어하는 게이트 신호를 생성하여 출력하는 게이트 신호 생성 수단과,
    입력된 상기 게이트 신호에 기초하여 동작하는 스위칭 소자와,
    부하가 동작하는 제1 주파수 대역 내의 주파수 성분과.
    제1 주파수대와는 다른, 부하와 병렬로 접속된 바이패스부에 의해 분기되는 제2 주파수 대역 내의 주파수 성분을 가지는 교류 전류를 출력하는 전력 변환기를 구비하고,
    상기 제1 주파수 대역 내의 주파수 성분이 감소했을 경우에는 상기 제2 주파수 대역 내의 주파수 성분을 증가시키고, 상기 제1 주파수 대역 내의 주파수 성분이 증가했을 경우에는 상기 제2 주파수 대역 내의 주파수 성분을 감소시키는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 스위칭 소자를, 와이드 밴드 갭 반도체소자로 하는 것을 특징으로 하는 반도체 전력 변환 장치.
  15. 스위칭 소자를 이용해 전력 변환을 행하여, 부하에 대해서 전력을 공급하는 전력 변환기를 구비한 반도체 전력 변환 장치의 출력 전류 제어 방법으로서,
    상기 전력 변환기를 제어하는 제1 전압 지령치를 출력하는 변환기 전압 지령 연산 스텝과,
    상기 제1 전압 지령치에 대해서, 제2 전압 지령치를 중첩시켜, 제3 전압 지령치를 생성하여 출력하는 전압 제어 스텝과,
    상기 제3 전압 지령치에 기초하여, 상기 스위칭 소자의 구동을 제어하는 게이트 신호를 생성하여, 상기 전력 변환기로 출력하는 PWM 신호 생성 스텝과,
    상기 전력 변환기로부터 상기 부하에 대해서 출력되는 출력 전류치를 제어하는 출력 전류 제어 스텝을 포함하는 것을 특징으로 하는 출력 전류 제어 방법.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 전압 제어 스텝에서는, 상기 전력 변환기로부터의 출력 전류치와 상기 출력 전류치의 목표치인 목표 전류치의 차분으로부터 상기 제2 전압 지령치를 구하는 것을 특징으로 하는 출력 전류 제어 방법.
  17. 청구항 15에 있어서,
    상기 전압 제어 스텝에서는, 상기 제1 전압 지령치 및 상기 부하의 임피던스 정보를 이용해 상기 전력 변환기로부터의 출력 전류치를 추정하여, 상기 출력 전류치의 목표치인 목표 전류치와 추정한 출력 전류치의 차분으로부터 상기 제2 전압 지령치를 구하는 것을 특징으로 하는 출력 전류 제어 방법.
  18. 청구항 15에 있어서,
    상기 출력 전류 제어 스텝에서는, 상기 제1 전압 지령치에 기초한 전류가 감소했을 경우에는 상기 제2 전압 지령치에 기초한 전류를 증가시키고, 상기 제1 전압 지령치에 기초한 전류가 증가했을 경우에는 상기 제2 전압 지령치에 기초한 전류를 감소시켜 출력 전류치를 제어하는 것을 특징으로 하는 출력 전류 제어 방법.
  19. 청구항 15에 있어서,
    상기 중첩 주파수는, 상기 전력 변환기의 동작 주파수대보다 크고 상기 스위칭 소자의 스위칭에 기인하는 캐리어 주파수대보다 작은 주파수대로 하는 것을 특징으로 하는 출력 전류 제어 방법.
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