JPWO2015111137A1 - 半導体電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

スイッチング素子４２−１〜４２−６を用いて電力変換を行い、負荷５に対して電力を供給する半導体電力変換器４と、半導体電力変換器４を制御する電圧指令値Ｖｒｅｆを出力する変換器電圧指令演算部１と、電圧指令値Ｖｒｅｆに対して、第２の電圧指令値を重畳し、電圧指令値Ｖｒｅｆ２を生成する電圧制御部２と、電圧指令値Ｖｒｅｆ２に基づいて、スイッチング素子４２−１〜４２−６の駆動を制御するゲート信号を生成し、半導体電力変換器４へ出力するＰＷＭ信号生成部３と、半導体電力変換器４に対して負荷５と並列に接続され、半導体電力変換器４から負荷５に対して出力された出力電流Ｉｏｕｔから、第２の電圧指令値の周波数の電流を分岐するバイパス部６と、を備える。

Description

本発明は、温度サイクル耐量を向上する半導体電力変換装置および出力電流制御方法に関する。
従来、半導体電力変換器では、変換器本来の目的として動作中に出力電圧を随時変化させることから、出力電圧の変化に伴って出力電流振幅も変化する。出力電流の変化により半導体電力変換器を構成する半導体デバイスの温度も変化するため、電流変化幅が大きい場合、また、変化頻度が高い場合、半導体デバイスは、温度サイクル（パワーサイクル／ヒートサイクル）によって劣化する。
温度サイクルを抑制する方法として、例えば、下記特許文献１では、半導体デバイスのゲート抵抗を増加し、また、ゲート電圧を低下することで半導体デバイスの損失を増加させて温度を上昇させる技術が開示されている。また、下記特許文献２では、スイッチング周波数を増加させて半導体デバイスの損失を増加させる技術が開示されている。また、下記特許文献３では、外部冷却を停止することによって半導体デバイスの温度を上昇させる技術が開示されている。
特開２００３−７９３４号公報 特開２００２−１２５３６２号公報 特開２００１−２９８９６４号公報
しかしながら、上記従来の技術によれば、損失を増加できる幅に限界がある。半導体電力変換器からの出力電流値が極めて小さい場合は温度安定化のための損失を確保できず、十分な効果を得ることができない、という問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、半導体電力変換器から負荷側への出力電流値を特定の値に制御可能な半導体電力変換装置および出力電流制御方法を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スイッチング素子を用いて電力変換を行い、負荷に対して電力を供給する電力変換器と、前記電力変換器を制御する第１の電圧指令値を出力する変換器電圧指令演算手段と、前記第１の電圧指令値に対して、第２の電圧指令値を重畳し、第３の電圧指令値を生成する電圧制御手段と、前記第３の電圧指令値に基づいて、前記スイッチング素子の駆動を制御するゲート信号を生成し、前記電力変換器へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、前記電力変換器に対して前記負荷と並列に接続され、前記電力変換器から前記負荷に対して出力された出力電流から、前記第２の電圧指令値の周波数の電流を分岐するバイパス手段と、を備えることを特徴とする。
本発明にかかる半導体電力変換装置および出力電流制御方法は、半導体電力変換器から負荷側への出力電流値とバイパス手段への出力電流値を個別に特定の値に制御できる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１の半導体電力変換装置の構成例を示す図である。 図２は、半導体電力変換装置における出力電流制御処理を示すフローチャートである。 図３は、実施の形態１の電圧制御部の構成例を示す図である。 図４は、バイパス部のインピーダンス特性を示す図である。 図５は、バイパス部の構成例を示す図である。 図６は、実施の形態１において、半導体電力変換器から出力される出力電流Ｉｏｕｔと負荷およびバイパス部へ流れる電流の状態を示す図である。 図７は、実施の形態２において、半導体電力変換器から出力される出力電流Ｉｏｕｔと負荷およびバイパス部へ流れる電流の状態を示す図である。 図８は、実施の形態３の電圧制御部の構成例を示す図である。
以下に、本発明にかかる半導体電力変換装置および出力電流制御方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、本実施の形態にかかる半導体電力変換装置の構成例を示す図である。半導体電力変換装置は、変換器電圧指令演算部１と、電圧制御部２と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成部３と、半導体電力変換器４と、負荷５と、バイパス部６と、電流検出部７と、を備える。
変換器電圧指令演算部１は、負荷５が接続された半導体電力変換器４の動作を制御するための電圧指令値Ｖｒｅｆ（第１の電圧指令値）を演算し、電圧制御部２へ出力する。従来からの構成と同様である。
電圧制御部２は、変換器電圧指令演算部１から入力した電圧指令値Ｖｒｅｆに対して、電流検出部７で検出された半導体電力変換器４からの出力電流値Ｉｏｕｔを特定の値に制御するため、ある周波数帯の電圧（第２の電圧指令値）を重畳する制御を行う。電圧制御部２は、電圧指令値Ｖｒｅｆに対してある周波数帯の電圧を重畳して電圧指令値Ｖｒｅｆ２（第３の電圧指令値）を生成し、ＰＷＭ信号生成部３へ出力する。
ＰＷＭ信号生成部３は、電圧制御部２から入力した電圧指令値Ｖｒｅｆ２に基づいて、半導体電力変換器４が備えるスイッチング素子の駆動を制御するゲート信号を生成し、半導体電力変換器４へ出力する。従来からの構成と同様である。
半導体電力変換器４は、コンデンサ４１と、スイッチング素子４２−１〜４２−６と、ダイオード４３−１〜４３−６と、を備える。半導体電力変換器４は、図示しない直流電力源が供給する直流電力を、ＰＷＭ信号生成部３からのゲート信号に従ってスイッチング素子４２−１〜４２−６を駆動させ、交流電力に変換して負荷５側へ出力する電力変換器である。従来からの構成と同様である。
負荷５は、半導体電力変換器４から出力された交流電力の供給を受けて動作する。例えば、モーター等があるが、これに限定するものではない。
バイパス部６は、半導体電力変換器４に対して負荷５と並列に接続されており、半導体電力変換器４から負荷５側へ出力された出力電流Ｉｏｕｔから、電圧制御部２で重畳された電圧である重畳成分の重畳周波数（第２の電圧指令値の周波数）の電流を分岐する。バイパス部６は、例えば、ＬＣ共振回路により構成することができる。
電流検出部７は、半導体電力変換器４から負荷５側へ出力された出力電流Ｉｏｕｔの電流値を検出し、検出した出力電流値Ｉｏｕｔを電圧制御部２へ出力する。なお、Ｉｏｕｔについては出力電流および出力電流値の両方に用いる場合があり、以降の説明においても同様とする。
つづいて、半導体電力変換装置において、半導体電力変換器４から負荷５側へ出力される出力電流Ｉｏｕｔの値を特定の値に制御する動作について説明する。
まず、半導体電力変換器４から負荷５側へ出力される出力電流値Ｉｏｕｔを特定の値に制御する必要性について説明する。図１に示す半導体電力変換装置において電圧制御部２で電圧指令値Ｖｒｅｆの大きさを制御しない場合を想定すると、一般的な半導体電力変換装置と同等である。この場合、変換器電圧指令演算部１で演算された電圧指令値Ｖｒｅｆは、負荷５で必要な電力を半導体電力変換器４から出力するため変動する。ＰＷＭ信号生成部３は、電圧指令値Ｖｒｅｆに基づいてゲート信号を生成し、半導体電力変換器４は、ゲート信号に従ってスイッチング素子４２−１〜４２−６を駆動して交流電力を生成し、負荷５側へ出力する。半導体電力変換器４から出力される出力電流値Ｉｏｕｔは、電圧指令値Ｖｒｅｆの大きさによって変化する。出力電流値Ｉｏｕｔが変化することは、半導体電力変換器４での発生損失が変化することを意味する。
ここで、半導体電力変換器４から出力される出力電流値Ｉｏｕｔが一定の場合、半導体電力変換器４では、発生損失が一定になり、温度サイクルによる部品の劣化を抑制することができる。半導体電力変換器４から出力される出力電流値Ｉｏｕｔを一定にするためには、本来、出力電流Ｉｏｕｔが小さくてもよい場合に、負荷５で不要な電流を重畳することで実現できる。しかしながら、半導体電力変換器４が負荷５で不要な電流まで出力し、全てが負荷５に流れると、負荷５の動作に影響し、また、負荷５の故障の原因となる。
そのため、本実施の形態では、電圧制御部２が、変換器電圧指令演算部１からの電圧指令値Ｖｒｅｆに対して、半導体電力変換器４から出力される出力電流値Ｉｏｕｔを特定の値にするため、電圧指令値Ｖｒｅｆへ重畳する電圧である重畳成分の重畳量を制御する。そして、バイパス部６が、半導体電力変換器４から出力される出力電流Ｉｏｕｔから、電圧制御部２の制御によって電圧指令値Ｖｒｅｆに対して重畳された重畳成分に対応して増加された負荷５で不要な電流を自身の側へ分岐する。これにより、半導体電力変換装置では、負荷５に何ら影響を与えることなく、半導体電力変換器４から出力される出力電流値Ｉｏｕｔを特定の値に制御することができる。
具体的に、半導体電力変換装置の動作を、フローチャートに基づいて説明する。図２は、半導体電力変換装置における出力電流制御処理を示すフローチャートである。
まず、変換器電圧指令演算部１が、負荷５に対する半導体電力変換器４の本来の動作に基づく電圧指令値Ｖｒｅｆを演算して求め、電圧制御部２へ出力する（ステップＳ１）。
電圧制御部２は、変換器電圧指令演算部１から電圧指令値Ｖｒｅｆを入力し、電流検出部７から取得した半導体電力変換器４からの出力電流値Ｉｏｕｔに基づいて、電圧指令値Ｖｒｅｆに対して重畳する電圧である重畳成分の重畳量を演算する（ステップＳ２）。
電圧制御部２における重畳量の演算方法について詳細に説明する。図３は、本実施の形態の電圧制御部の構成例を示す図である。電圧制御部２は、重畳量演算部２１と、重畳周波数信号発信器２２と、乗算器２３と、加算器２４と、を備える。
重畳量演算部２１は、半導体電力変換器４からの出力電流値Ｉｏｕｔを特定の値にするための目標値である目標電流値Ｉｒｅｆ、電流検出部７で検出された半導体電力変換器４からの出力電流値Ｉｏｕｔ、および、バイパス部６がＬＣ共振回路で構成される場合のインピーダンス情報を取得し、これらの情報を用いて重畳量を演算する。
目標電流値Ｉｒｅｆとは、例えば、接続する負荷５、半導体電力変換器４の運転パターン等によって決定した固定値である。ユーザ等が、あらかじめ、複数の候補から選択、または任意に設定した目標電流値Ｉｒｅｆを、重畳量演算部２１に入力する。なお、目標電流値Ｉｒｅｆは、半導体電力変換装置が動作中であっても、変更できるようにしてもよい。また、インピーダンス情報についても、ユーザ等が、あらかじめ、バイパス部６のＬＣ共振回路の構成に基づいて重畳量演算部２１に入力する。
重畳量演算部２１では、例えば、目標電流値Ｉｒｅｆの大きさが「１０」、出力電流値Ｉｏｕｔの大きさが「８」の場合、差分の「１０−８＝２」の大きさの電流が半導体電力変換器４からの出力電流Ｉｏｕｔに重畳されるように、バイパス部６のインピーダンス情報を用いて、出力電流値Ｉｏｕｔに「２」の重畳量が重畳される電圧情報である重畳成分振幅を生成して出力する。
乗算器２３は、重畳周波数信号発信器２２から出力された重畳周波数ｆｃの信号と、重畳量演算部２１から出力された重畳成分振幅とを乗算し、電圧指令値Ｖｒｅｆに対して、出力電流値Ｉｏｕｔを制御するために重畳する電圧である重畳成分Ｖｃを生成して出力する。加算器２４は、変換器電圧指令演算部１からの電圧指令値Ｖｒｅｆに対して乗算器２３からの重畳成分Ｖｃを重畳し、出力電流Ｉｏｕｔに「２」の重畳量が重畳される電圧指令値Ｖｒｅｆ２を生成して出力する（ステップＳ３）。
なお、上記の説明では、重畳量演算部２１は、比例制御により重畳成分振幅を求めていたが、一例であり、他の方法を用いることも可能である。
ＰＷＭ信号生成部３は、電圧制御部２から入力した電圧指令値Ｖｒｅｆ２に基づいてゲート信号を生成する（ステップＳ４）。ＰＷＭ信号生成部３は、生成したゲート信号を半導体電力変換器４へ出力する。
半導体電力変換器４は、ＰＷＭ信号生成部３から入力したゲート信号に従って各スイッチング素子４２−１〜４２−６の駆動を制御し、直流電力を交流電力に電力変換して負荷５側へ出力する（ステップＳ５）。このとき出力される交流電力の出力電流Ｉｏｕｔには、電圧指令値Ｖｒｅｆに基づく負荷５で本来的に必要な電流（第１の周波数帯域内の周波数成分の電流）に対して、重畳成分Ｖｃによる重畳周波数ｆｃの電流（第２の周波数帯域内の周波数成分の電流）が重畳されており、特定の値（目標電流値Ｉｒｅｆ）になるように制御されている。すなわち、半導体電力変換器４では、第１の電圧指令値に基づく電流である第１の周波数帯域内の周波数成分の電流が減少する場合には、第２の電圧指令値に基づく電流である第２の周波数帯域内の周波数成分の電流を増加させて電流を出力し、第１の周波数帯域内の周波数成分の電流が増加する場合には、第２の周波数帯域内の周波数成分を減少させて電流を出力する。
そして、バイパス部６は、半導体電力変換器４から負荷５側へ出力された出力電流Ｉｏｕｔから、重畳成分Ｖｃの周波数成分である重畳周波数ｆｃの電流を分岐する（ステップＳ６）。図４は、バイパス部のインピーダンス特性を示す図である。横軸は周波数、縦軸はインピーダンスを示す。図４において、周波数帯Ｂは、半導体電力変換器４において本質的な動作と関係のある周波数帯であり、高くても４００Ｈｚ、通常は５０〜６０Ｈｚの商用周波数帯が一般的である。また、周波数帯Ｄは、半導体電力変換器４が備えるスイッチング素子４２−１〜４２−６のスイッチングによるキャリア周波数の範囲を示し、一般的には２ｋＨｚ以上である。周波数帯Ｂおよび周波数帯Ｄのインピーダンスは十分に大きく、半導体電力変換器４から出力された出力電流Ｉｏｕｔのうち、周波数帯Ｂ，Ｄの成分は、バイパス部６には流れず（分岐されず）、負荷５へ流れることになる。これに対して、周波数帯Ｃに対するインピーダンスは低くなっている。すなわち、半導体電力変換器４から出力された出力電流Ｉｏｕｔのうち、周波数帯Ｃの成分は、バイパス部６へ流れる（分岐される）ことになる。周波数帯Ｃは、周波数帯Ｂより大きく周波数帯Ｄより小さい周波数、例えば、１ｋＨｚ程度の周波数とし、バイパス部６がＬＣ共振回路で構成される場合のＬＣ共振周波数と同等の周波数とする。
また、本実施の形態では、電圧制御部２で電圧指令値Ｖｒｅｆに重畳される重畳成分Ｖｃの重畳周波数ｆｃと図４に示す周波数帯Ｃを同じ周波数帯とする。これにより、半導体電力変換装置では、電圧制御部２が本来の半導体電力変換器４で必要な電圧指令値Ｖｒｅｆに対して重畳成分Ｖｃを重畳しても、半導体電力変換器４から出力される重畳分を含む出力電流Ｉｏｕｔから、重畳成分Ｖｃの周波数成分である重畳周波数ｆｃ（周波数帯Ｃ）の電流をバイパス部６へ流す（分岐する）ことができる。半導体電力変換装置では、重畳成分Ｖｃの周波数成分である重畳周波数ｆｃ（周波数帯Ｃ）の電流以外の電流、すなわち、本来の半導体電力変換器４で必要な電圧指令値Ｖｒｅｆの周波数成分の電流を負荷５へ流すことができる。
図５は、バイパス部の構成例を示す図である。バイパス部６は、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３と、インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３と、を備える。１つのコンデンサと１つのインダクタで１つのＬＣ共振回路を構成し、各ＬＣ共振回路が、図１において半導体電力変換器４から負荷５への接続線のいずれかに接続される。ＬＣ共振回路の共振周波数が重畳周波数ｆｃとなるように各コンデンサおよび各インダクタの定数を設定することで、簡易にバイパス部６を構成することができる。
図６は、本実施の形態において、半導体電力変換器から出力される出力電流Ｉｏｕｔと負荷およびバイパス部へ流れる電流の状態を示す図である。説明を簡単にするため、半導体電力変換器４ａを単相とし、負荷５ａおよびバイパス部６ａも単相に対応したものとする。なお、図１に示すように、３相の場合において各相に流れる電流の関係は図６と同様である。半導体電力変換器４ａは、コンデンサ４１と、スイッチング素子４２−７〜４２−１０と、ダイオード４３−７〜４３−１０と、を備える。
図６において、半導体電力変換器４ａから出力される出力電流Ｉｏｕｔは、本来の電圧指令値Ｖｒｅｆに対して重畳成分Ｖｃが重畳された電圧指令値Ｖｒｅｆ２に対するものであり、電圧指令値Ｖｒｅｆに対する正弦波の波形に対して、重畳成分Ｖｃの高調波の重畳周波数ｆｃの波形が重畳されている。ここで、半導体電力変換器４ａに対して負荷５ａと並列に、コンデンサＣ４およびインダクタＬ４で構成され、重畳周波数ｆｃと同じ周波数である共振周波数（ｆｃ）を持つＬＣ共振回路を備えた図４に示すインピーダンス特性を持つバイパス部６ａが接続されている。バイパス部６ａは、半導体電力変換器４ａから出力される出力電流Ｉｏｕｔから、重畳成分Ｖｃの周波数成分である高調波の重畳周波数ｆｃの電流を分岐する。その結果、図６に示すように、負荷５ａには、電圧指令値Ｖｒｅｆ２に対して重畳成分Ｖｃが重畳される前の本来の電圧指令値Ｖｒｅｆの周波数成分を持つ電流が流れることになる。
このように、半導体電力変換装置では、半導体電力変換器４（または４ａ）から出力される出力電流Ｉｏｕｔを特定の値にする場合、電圧制御部２で重畳された重畳成分Ｖｃに対応する電流については、重畳量にかかわらずバイパス部６で分岐することできるため、負荷５（または５ａ）へ不必要な電流が流れることを回避することができる。
以上説明したように、本実施の形態によれば、電圧制御部２が、半導体電力変換器４からの出力電流値Ｉｏｕｔに基づいて、本来の半導体電力変換器４の制御に基づく電圧指令値Ｖｒｅｆに対して重畳成分Ｖｃの電圧を重畳する制御を行うことで、半導体電力変換器４からの出力電流Ｉｏｕｔを特定の値に制御、すなわち、一定の振幅に制御することができる。また、バイパス部６が、半導体電力変換器４から出力された出力電流のうち、電圧制御部２で重畳された重畳成分Ｖｃの周波数成分である重畳周波数ｆｃの電流を分岐することにより、負荷５に対しては電圧指令値Ｖｒｅｆに基づいて本来の制御に必要な電流を流すことができる。これにより、半導体電力変換器４からの出力電流値Ｉｏｕｔを一定にできることから、半導体電力変換器４に含まれる半導体デバイスの電流負担を一定にでき、発生損失が一定で温度も一定になり、温度サイクルに起因する部品の劣化を抑制することができる。
なお、本実施の形態では、半導体電力変換器４からの出力電流Ｉｏｕｔが一定になるように重畳成分Ｖｃの重畳量を制御したが、これに限定するものではない。例えば、半導体電力変換器４での発生損失の要因に応じて、電流実効値一定、電流平均値一定等によりフィードバック制御する方法、また、これらの方法を組み合わせた方法を用いることも可能である。
また、一般的に、半導体電力変換器４のスイッチング素子４２−１〜４２−６等にＳｉＣ、ＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体を使用した場合、ワイドバンドギャップ半導体の耐熱温度が高いことから、その耐熱温度の特性を活用しようとすると、温度サイクル幅を大きくする必要がある。しかしながら、本実施の形態においては、ワイドバンドギャップ半導体の耐熱性の特性を生かしつつ、温度サイクル劣化の問題を解消することができる。
また、バイパス部６については、あらかじめ半導体電力変換装置に組み込んでもよいし、負荷５とともに後から接続、または交換できるように構成してもよい。例えば、重畳成分Ｖｃの重畳周波数ｆｃが可変の場合、ＬＣ共振回路のＬＣ共振周波数が変更後の重畳成分Ｖｃの重畳周波数ｆｃに合うバイパス部６を接続することで、異なる重畳周波数ｆｃを使い分けることができる。
また、変換器電圧指令演算部１、電圧制御部２、およびＰＷＭ信号生成部３をそれぞれ別々の構成としているが、これら３つの構成の機能をまとめてゲート信号生成手段とし、ゲート信号生成手段が、電圧指令値Ｖｒｅｆの演算から、重畳量の演算、電圧指令値Ｖｒｅｆ２の生成、ゲート信号の生成までを行うようにしてもよい。
実施の形態２．
実施の形態１では、バイパス部６の内部にコンデンサおよびインダクタを備えてＬＣ共振回路を構成していた。しかし、装置の構成によっては、半導体電力変換器４の出力に、負荷５端でのサージ抑制目的等のため、あらかじめインダクタンス成分（インダクタ）が接続されている場合がある。このような場合、コンデンサを追加して、あらかじめ接続されているインダクタンス成分（インダクタ）とあわせてＬＣ共振回路を構成してもよい。
図７は、本実施の形態において、半導体電力変換器から出力される出力電流Ｉｏｕｔと負荷およびバイパス部へ流れる電流の状態を示す図である。実施の形態１における図６と同様、説明を簡単にするため、半導体電力変換器４ａを単相とし、負荷５ａおよびバイパス部６ｂも単相に対応したものとする。なお、３相の場合において各相に流れる電流の関係は図７と同様である。
図７において、半導体電力変換器４ａから出力される出力電流Ｉｏｕｔは、本来の電圧指令値Ｖｒｅｆに対して重畳成分Ｖｃが重畳された電圧指令値Ｖｒｅｆ２に対するものであり、電圧指令値Ｖｒｅｆに対する正弦波の波形に対して、重畳成分Ｖｃの高調波の重畳周波数ｆｃの波形が重畳されている。ここで、半導体電力変換器４ａと負荷５ａとの間に接続されたインダクタンス成分（インダクタＬ５）、およびバイパス部６ｂのコンデンサＣ５によって、共振周波数ｆｃ２を持つＬＣ共振回路が構成されている。
この場合、バイパス部６ｂは、半導体電力変換器４ａから出力される出力電流Ｉｏｕｔから、重畳成分Ｖｃの周波数成分である高調波の重畳周波数ｆｃの電流、および半導体電力変換器４ａのスイッチング素子４２−７〜４２−１０のスイッチングに起因するキャリア周波数の周波数成分の電流を分岐する。その結果、図７に示すように、負荷５ａには、電圧指令値Ｖｒｅｆ２に対して重畳成分Ｖｃが重畳される前の本来の電圧指令値Ｖｒｅｆの周波数成分の電流に対して僅かに高調波成分が残存する周波数成分の電流が流れることになる。この場合においては負荷の特性次第で使用できない負荷の種類もあるが、例えば、負荷５ａがモーター等の場合、もともと高い周波数成分は流れにくいため、実使用上問題になることは無い。
また、図７に示す構成の場合、バイパス部６ｂに共振周波数ｆｃ２よりも高い周波数成分の電流が流れ込むため、電圧制御部２では、共振周波数ｆｃ２からキャリア周波数までの周波数成分に対応した重畳周波数の重畳成分Ｖｃを重畳する。
以上説明したように、本実施の形態によれば、半導体電力変換器４（または４ａ）と負荷５（または５ａ）の間にインダクタンス成分があらかじめ接続されている場合、バイパス部６ｂとしてコンデンサを追加することにより、あらかじめ接続されているインダクタンス成分と追加したコンデンサでＬＣ共振回路を構成することができる。これにより、元々備えている構成を利用できることから、部品の追加数を削減することができる。
実施の形態３．
実施の形態１では、電圧制御部２において、フィードバック制御により重畳成分Ｖｃの重畳量を制御する方法について説明したが、フィードフォワード制御により重畳成分Ｖｃの重畳量を制御することも可能である。
図８は、本実施の形態の電圧制御部の構成例を示す図である。電圧制御部２ａは、重畳量演算部２１と、重畳周波数信号発信器２２と、乗算器２３と、加算器２４と、Ｉｏｕｔ推定部２５と、を備える。Ｉｏｕｔ推定部２５は、電圧指令値Ｖｒｅｆと、負荷５のインピーダンス情報を入力して、電圧指令値Ｖｒｅｆおよび負荷５のインピーダンス情報を用いて半導体電力変換器４からの出力電流値Ｉｏｕｔを推定する。ユーザ等は、あらかじめ、測定等により負荷５のインピーダンス情報を取得し、Ｉｏｕｔ推定部２５に入力する。Ｉｏｕｔ推定部２５は、電圧指令値Ｖｒｅｆを負荷５のインピーダンス情報で除算することで、出力電流値Ｉｏｕｔを推定することができる。Ｉｏｕｔ推定部２５は、推定した出力電流値Ｉｏｕｔを、重畳量演算部２１へ出力する。重畳量演算部２１がＩｏｕｔ推定部２５で推定された出力電流値Ｉｏｕｔの値を入力してからの動作は実施の形態１（図３参照）と同じである。
以上説明したように、本実施の形態では、電圧制御部２ａにおいて、出力電流Ｉｏｕｔに替えて、電流指令値Ｖｒｅｆと負荷５のインピーダンス情報から出力電流Ｉｏｕｔを推定した値を用いることとした。これにより、フィードフォワード制御により電圧指令値Ｖｒｅｆに対する重畳量を制御することができる。
以上のように、本発明にかかる半導体電力変換装置は、半導体部品を用いた電力変換に有用であり、特に、半導体部品の劣化の抑制に適している。
１ 変換器電圧指令演算部、２，２ａ 電圧制御部、３ ＰＷＭ信号生成部、４，４ａ 半導体電力変換器、５，５ａ 負荷、６，６ａ，６ｂ バイパス部、７ 電流検出部、２１ 重畳量演算部、２２ 重畳周波数信号発信器、２３ 乗算器、２４ 加算器、２５ Ｉｏｕｔ推定部、４１ コンデンサ、４２−１〜４２−１０ スイッチング素子、４３−１〜４３−１０ ダイオード。

Claims (19)

  1. スイッチング素子を用いて電力変換を行い、負荷に対して電力を供給する電力変換器と、
    前記電力変換器を制御する第１の電圧指令値を出力する変換器電圧指令演算手段と、
    前記第１の電圧指令値に対して、第２の電圧指令値を重畳し、第３の電圧指令値を生成する電圧制御手段と、
    前記第３の電圧指令値に基づいて、前記スイッチング素子の駆動を制御するゲート信号を生成し、前記電力変換器へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、
    前記電力変換器に対して前記負荷と並列に接続され、前記電力変換器から前記負荷に対して出力された出力電流から、前記第２の電圧指令値の周波数の電流を分岐するバイパス手段と、
    を備えることを特徴とする半導体電力変換装置。
  2. 前記電圧制御手段は、前記電力変換器からの出力電流値と前記出力電流値の目標値である目標電流値との差分から前記第２の電圧指令値を求める、
    ことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
  3. 前記電圧制御手段は、前記第１の電圧指令値および前記負荷のインピーダンス情報を用いて前記電力変換器からの出力電流値を推定し、前記出力電流値の目標値である目標電流値と推定した出力電流値との差分から前記第２の電圧指令値を求める、
    ことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
  4. 前記バイパス手段は、インダクタおよびコンデンサから構成されたＬＣ共振回路であり、前記ＬＣ共振回路のＬＣ共振周波数は、前記第２の電圧指令値の周波数とする、
    ことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
  5. 前記電力変換器と前記負荷との間にインダクタが接続されている場合、
    前記バイパス手段は、コンデンサを備え、前記インダクタと前記コンデンサでＬＣ共振回路を構成し、前記ＬＣ共振回路のＬＣ共振周波数は、前記第２の電圧指令値の周波数とする、
    ことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
  6. 前記第２の電圧指令値の周波数は、前記電力変換器の動作周波数帯より大きく前記スイッチング素子のスイッチングに起因するキャリア周波数帯より小さい周波数帯とする、
    ことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
  7. 前記スイッチング素子を、ワイドバンドギャップ半導体素子とする、
    ことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
  8. スイッチング素子を用いて電力変換を行い、負荷に対して電力を供給する電力変換器と、
    前記電力変換器を制御する第１の電圧指令値を出力する変換器電圧指令演算手段と、
    前記第１の電圧指令値に対して、第２の電圧指令値を重畳し、第３の電圧指令値を生成する電圧制御手段と、
    前記第３の電圧指令値に基づいて、前記スイッチング素子の駆動を制御するゲート信号を生成し、前記電力変換器へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、
    を備え、
    前記電力変換器から前記負荷に対して出力された出力電流のうち、前記第２の電圧指令値による電流は、前記電力変換器に対して前記負荷と並列に接続されたバイパス部で分岐されることを特徴とする半導体電力変換装置。
  9. 前記電圧制御手段は、前記電力変換器からの出力電流値と前記出力電流値の目標値である目標電流値との差分から前記第２の電圧指令値を求める、
    ことを特徴とする請求項８に記載の半導体電力変換装置。
  10. 前記電圧制御手段は、前記第１の電圧指令値および前記負荷のインピーダンス情報を用いて前記電力変換器からの出力電流値を推定し、前記出力電流値の目標値である目標電流値と推定した出力電流値との差分から前記第２の電圧指令値を求める、
    ことを特徴とする請求項８に記載の半導体電力変換装置。
  11. 前記第２の電圧指令値の周波数は、前記電力変換器の動作周波数帯より大きく前記スイッチング素子のスイッチングに起因するキャリア周波数帯より小さい周波数帯とする、
    ことを特徴とする請求項８に記載の半導体電力変換装置。
  12. 前記スイッチング素子を、ワイドバンドギャップ半導体素子とする、
    ことを特徴とする請求項８に記載の半導体電力変換装置。
  13. スイッチング素子を制御するゲート信号を生成して出力するゲート信号生成手段と、
    入力した前記ゲート信号に基づき動作するスイッチング素子と、
    負荷の動作する第１の周波数帯域内の周波数成分と、
    第１の周波数帯とは異なり、負荷と並列に接続されたバイパス部で分岐される第２の周波数帯域内の周波数成分と
    を有する交流電流を出力する電力変換器と、
    を備え、
    前記第１の周波数帯域内の周波数成分が減少した場合には前記第２の周波数帯域内の周波数成分を増加させ、前記第１の周波数帯域内の周波数成分が増加した場合には前記第２の周波数帯域内の周波数成分を減少させる、
    ことを特徴とする半導体電力変換装置。
  14. 前記スイッチング素子を、ワイドバンドギャップ半導体素子とする、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の半導体電力変換装置。
  15. スイッチング素子を用いて電力変換を行い、負荷に対して電力を供給する電力変換器を備えた半導体電力変換装置の出力電流制御方法であって、
    前記電力変換器を制御する第１の電圧指令値を出力する変換器電圧指令演算ステップと、
    前記第１の電圧指令値に対して、第２の電圧指令値を重畳し、第３の電圧指令値を生成して出力する電圧制御ステップと、
    前記第３の電圧指令値に基づいて、前記スイッチング素子の駆動を制御するゲート信号を生成し、前記電力変換器へ出力するＰＷＭ信号生成ステップと、
    前記電力変換器から前記負荷に対して出力される出力電流値を制御する出力電流制御ステップと、
    を含むことを特徴とする出力電流制御方法。
  16. 前記電圧制御ステップでは、前記電力変換器からの出力電流値と前記出力電流値の目標値である目標電流値との差分から前記第２の電圧指令値を求める、
    ことを特徴とする請求項１５に記載の出力電流制御方法。
  17. 前記電圧制御ステップでは、前記第１の電圧指令値および前記負荷のインピーダンス情報を用いて前記電力変換器からの出力電流値を推定し、前記出力電流値の目標値である目標電流値と推定した出力電流値との差分から前記第２の電圧指令値を求める、
    ことを特徴とする請求項１５に記載の出力電流制御方法。
  18. 前記出力電流制御ステップでは、前記第１の電圧指令値に基づく電流が減少した場合には前記第２の電圧指令値に基づく電流を増加させ、前記第１の電圧指令値に基づく電流が増加した場合には前記第２の電圧指令値に基づく電流を減少させて出力電流値を制御する、
    ことを特徴とする請求項１５に記載の出力電流制御方法。
  19. 前記重畳周波数は、前記電力変換器の動作周波数帯より大きく前記スイッチング素子のスイッチングに起因するキャリア周波数帯より小さい周波数帯とする、
    ことを特徴とする請求項１５に記載の出力電流制御方法。
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