JP2002016486A - 半導体装置 - Google Patents
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- JP2002016486A JP2002016486A JP2000198662A JP2000198662A JP2002016486A JP 2002016486 A JP2002016486 A JP 2002016486A JP 2000198662 A JP2000198662 A JP 2000198662A JP 2000198662 A JP2000198662 A JP 2000198662A JP 2002016486 A JP2002016486 A JP 2002016486A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷の小電力駆動時における電力損失を低減
するとともに、高電力駆動にも対応した半導体装置を提
供する。 【解決手段】 第１駆動電圧をゲート電極に印加するこ
とにより導通状態となるパワーＭＯＳＦＥＴ２と、第１
駆動電圧とは異なるレベルの第２駆動電圧をゲート電極
に印加することにより導通状態となるＩＧＢＴとを備
え、パワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴとを負荷への供給電
流に対して並列に接続し、負荷に流す電流が小さい場合
はパワーＭＯＳＦＥＴのみを駆動する第１駆動電圧をゲ
ート電極に印加し、負荷に流す電流が大きい場合はＩＧ
ＢＴを主に駆動する、第１駆動電圧よりも大きな第２駆
動電圧をゲート電極に印加する構成にした。
するとともに、高電力駆動にも対応した半導体装置を提
供する。 【解決手段】 第１駆動電圧をゲート電極に印加するこ
とにより導通状態となるパワーＭＯＳＦＥＴ２と、第１
駆動電圧とは異なるレベルの第２駆動電圧をゲート電極
に印加することにより導通状態となるＩＧＢＴとを備
え、パワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴとを負荷への供給電
流に対して並列に接続し、負荷に流す電流が小さい場合
はパワーＭＯＳＦＥＴのみを駆動する第１駆動電圧をゲ
ート電極に印加し、負荷に流す電流が大きい場合はＩＧ
ＢＴを主に駆動する、第１駆動電圧よりも大きな第２駆
動電圧をゲート電極に印加する構成にした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体装置に関
し、特に、エアコン等の電力制御機器に適用され、電圧
駆動型のスイッチング素子を用いて負荷に供給する電力
を制御する技術に関する。
し、特に、エアコン等の電力制御機器に適用され、電圧
駆動型のスイッチング素子を用いて負荷に供給する電力
を制御する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング素子として、電圧駆動型半
導体素子は、通常のバイポーラトランジスタのような電
流駆動型半導体素子に比べて、駆動時の電力損失が極め
て小さく、制御性も良いという利点を生かして多くの分
野で用いられている。特に、高電圧、大電力を扱う分野
では、これらの利点は重要なものとなる。かかる要求に
応える代表的な電圧駆動型半導体素子としては、パワー
ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜型電界効果トランジスタ）や
ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）など
がある。
導体素子は、通常のバイポーラトランジスタのような電
流駆動型半導体素子に比べて、駆動時の電力損失が極め
て小さく、制御性も良いという利点を生かして多くの分
野で用いられている。特に、高電圧、大電力を扱う分野
では、これらの利点は重要なものとなる。かかる要求に
応える代表的な電圧駆動型半導体素子としては、パワー
ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜型電界効果トランジスタ）や
ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）など
がある。
【０００３】パワーＭＯＳＦＥＴの場合、高電圧で利用
するためには、ドレイン領域を厚く、かつ不純物濃度を
低くする必要がある。このようなプロセス条件に設定す
ると、ドレイン領域の抵抗が高くなり、その結果オン抵
抗が高くなって、素子自体の電力損失が極めて大きくな
るという欠点がある。
するためには、ドレイン領域を厚く、かつ不純物濃度を
低くする必要がある。このようなプロセス条件に設定す
ると、ドレイン領域の抵抗が高くなり、その結果オン抵
抗が高くなって、素子自体の電力損失が極めて大きくな
るという欠点がある。
【０００４】一方、ＩＧＢＴは、パワーＭＯＳＦＥＴの
ドレインにキャリア注入層を接続した構造をとり、ＩＧ
ＢＴのオン時には、このキャリア注入層からキャリア
（例えば、正孔）が注入されて導電率変調が生じるた
め、オン抵抗をパワーＭＯＳＦＥＴの約１／４に低減で
きるという利点がある。
ドレインにキャリア注入層を接続した構造をとり、ＩＧ
ＢＴのオン時には、このキャリア注入層からキャリア
（例えば、正孔）が注入されて導電率変調が生じるた
め、オン抵抗をパワーＭＯＳＦＥＴの約１／４に低減で
きるという利点がある。
【０００５】図７は、従来例として、ＩＧＢＴをスイッ
チング素子として用いたモータ駆動用インバータ回路の
主要部分を示す回路図である。
チング素子として用いたモータ駆動用インバータ回路の
主要部分を示す回路図である。
【０００６】図７に示すインバータ回路は、調整された
電力を負荷へ供給するスイッチング部７ａと、スイッチ
ング部７ａの動作を制御する制御部７ｂとから構成され
る。スイッチング部７ａは、３個のトーテムポール接続
構造を有するＩＧＢＴ７ａ−１と７ａ−２、ＩＧＢＴ７
ａ−３と７ａ−４、およびＩＧＢＴ７ａ−５と７ａ−６
からなる。ＩＧＢＴ７ａ−１と７ａ−２、ＩＧＢＴ７ａ
−３と７ａ−４、およびＩＧＢＴ７ａ−５と７ａ−６
は、それぞれ、制御部７ｂの３個の制御用集積回路７ｂ
−１、７ｂ−２、および７ｂ−３が出力するゲート電圧
ＶＧ１とＶＧ２、ＶＧ３とＶＧ４、およびＶＧ５とＶＧ
６に応答して、負荷としての３相モータ７１へ供給する
電流を反復的に遮断または導通させる。
電力を負荷へ供給するスイッチング部７ａと、スイッチ
ング部７ａの動作を制御する制御部７ｂとから構成され
る。スイッチング部７ａは、３個のトーテムポール接続
構造を有するＩＧＢＴ７ａ−１と７ａ−２、ＩＧＢＴ７
ａ−３と７ａ−４、およびＩＧＢＴ７ａ−５と７ａ−６
からなる。ＩＧＢＴ７ａ−１と７ａ−２、ＩＧＢＴ７ａ
−３と７ａ−４、およびＩＧＢＴ７ａ−５と７ａ−６
は、それぞれ、制御部７ｂの３個の制御用集積回路７ｂ
−１、７ｂ−２、および７ｂ−３が出力するゲート電圧
ＶＧ１とＶＧ２、ＶＧ３とＶＧ４、およびＶＧ５とＶＧ
６に応答して、負荷としての３相モータ７１へ供給する
電流を反復的に遮断または導通させる。
【０００７】この回路では、外部電源から２個の電源端
子にそれぞれ高電源電圧Ｖｐおよび低電源電圧Ｖｎが印
加され、高電源電圧Ｖｐは、トーテムポール接続構造の
一方のスイッチング素子であるＩＧＢＴ７ａ−１、７ａ
−３、７ａ−５に供給され、低電源電圧Ｖｎは、３相モ
ータに流れる電流を検出するための抵抗器７２を介し
て、トーテムポール接続構造の他方のスイッチング素子
であるＩＧＢＴ７ａ−２、７ａ−４、７ａ−６に供給さ
れる。ここで、電流検出用抵抗器７２に流れる電流は電
圧として、制御用集積回路７ｂ−１、７ｂ−２、７ｂ−
３のセンス電圧端子Ｖｓを介して検出され、そのセンス
電圧の大きさに応じて、ゲート電圧ＶＧ１〜ＶＧ６が制
御される。
子にそれぞれ高電源電圧Ｖｐおよび低電源電圧Ｖｎが印
加され、高電源電圧Ｖｐは、トーテムポール接続構造の
一方のスイッチング素子であるＩＧＢＴ７ａ−１、７ａ
−３、７ａ−５に供給され、低電源電圧Ｖｎは、３相モ
ータに流れる電流を検出するための抵抗器７２を介し
て、トーテムポール接続構造の他方のスイッチング素子
であるＩＧＢＴ７ａ−２、７ａ−４、７ａ−６に供給さ
れる。ここで、電流検出用抵抗器７２に流れる電流は電
圧として、制御用集積回路７ｂ−１、７ｂ−２、７ｂ−
３のセンス電圧端子Ｖｓを介して検出され、そのセンス
電圧の大きさに応じて、ゲート電圧ＶＧ１〜ＶＧ６が制
御される。
【０００８】このゲート電圧ＶＧ１とＶＧ２、ＶＧ３と
ＶＧ４、およびＶＧ５とＶＧ６を受けて、それぞれ、Ｉ
ＧＢＴ７ａ−１と７ａ−２、ＩＧＢＴ７ａ−３と７ａ−
４、およびＩＧＢＴ７ａ−５と７ａ−６の出力端子から
３相モータ７１のＷ相、Ｖ相、Ｕ相に供給される電力が
制御される。
ＶＧ４、およびＶＧ５とＶＧ６を受けて、それぞれ、Ｉ
ＧＢＴ７ａ−１と７ａ−２、ＩＧＢＴ７ａ−３と７ａ−
４、およびＩＧＢＴ７ａ−５と７ａ−６の出力端子から
３相モータ７１のＷ相、Ｖ相、Ｕ相に供給される電力が
制御される。
【０００９】かかる大電力のインバータ回路では、近
年、省エネルギー化、力率アップによる高出力化、およ
び電源高調波規制対応が課題となっており、これらの課
題を解決すべく、電力制御には、ＰＡＭ（Pulse Amplit
ude Modulation）制御を用いている。ＰＡＭ制御では、
低出力時に直流電流を低く、高出力時に直流電流を高く
制御する。これによって、インバータのＰＷＭデューテ
ィ比を大きくすることができ、モータの高周波における
鉄損の低減とスイッチング素子の損失低減が実現し、省
エネルギー化を実現している。特に、エアコン等に用い
られる高出力スイッチング素子として、図７に示すよう
に、大電流で電力損失の少ない電圧駆動型半導体素子で
あるＩＧＢＴを用いるのが一般的である。
年、省エネルギー化、力率アップによる高出力化、およ
び電源高調波規制対応が課題となっており、これらの課
題を解決すべく、電力制御には、ＰＡＭ（Pulse Amplit
ude Modulation）制御を用いている。ＰＡＭ制御では、
低出力時に直流電流を低く、高出力時に直流電流を高く
制御する。これによって、インバータのＰＷＭデューテ
ィ比を大きくすることができ、モータの高周波における
鉄損の低減とスイッチング素子の損失低減が実現し、省
エネルギー化を実現している。特に、エアコン等に用い
られる高出力スイッチング素子として、図７に示すよう
に、大電流で電力損失の少ない電圧駆動型半導体素子で
あるＩＧＢＴを用いるのが一般的である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】図７に示すようなイン
バータ回路では、エアコンを起動する際には、暖房もし
くは冷房にかかわらず高出力で動作するため、高出力時
の電力損失の少ないＩＧＢＴは有効であるが、起動後に
定常動作期間、すなわち、室温が設定温度になった後の
温度維持で最も使用期間の長い期間になると、出力は起
動時の半分以下になる。
バータ回路では、エアコンを起動する際には、暖房もし
くは冷房にかかわらず高出力で動作するため、高出力時
の電力損失の少ないＩＧＢＴは有効であるが、起動後に
定常動作期間、すなわち、室温が設定温度になった後の
温度維持で最も使用期間の長い期間になると、出力は起
動時の半分以下になる。
【００１１】しかしながら、ＩＧＢＴの場合、約０．６
Ｖ〜約０．８Ｖの接合による電圧降下が絶えず存在する
ため、定常動作状態である小電力駆動時のスイッチング
素子自体の損失を低減することが困難であり、したがっ
て機器全体の電力損失の低減には限界があった。
Ｖ〜約０．８Ｖの接合による電圧降下が絶えず存在する
ため、定常動作状態である小電力駆動時のスイッチング
素子自体の損失を低減することが困難であり、したがっ
て機器全体の電力損失の低減には限界があった。
【００１２】本発明は、上記の問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、負荷の小電力駆動時における
電力損失を低減するとともに、高電力駆動にも対応した
半導体装置およびそれを用いた電力制御機器を提供する
ことにある。
ものであり、その目的は、負荷の小電力駆動時における
電力損失を低減するとともに、高電力駆動にも対応した
半導体装置およびそれを用いた電力制御機器を提供する
ことにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
め、本発明に係る半導体装置は、第１駆動電圧を駆動電
極に印加することにより導通状態となる第１電圧駆動型
スイッチング素子と、第１駆動電圧とは異なるレベルの
第２駆動電圧を駆動電極に印加することにより導通状態
となる第２電圧駆動型スイッチング素子とを備え、第１
電圧駆動型スイッチング素子と第２電圧駆動型スイッチ
ング素子とを負荷への供給電流に対して並列に接続した
ことを特徴とする。この場合、第１電圧駆動型スイッチ
ング素子はパワーＭＯＳＦＥＴ、第２電圧駆動型スイッ
チング素子はＩＧＢＴであることが好ましい。
め、本発明に係る半導体装置は、第１駆動電圧を駆動電
極に印加することにより導通状態となる第１電圧駆動型
スイッチング素子と、第１駆動電圧とは異なるレベルの
第２駆動電圧を駆動電極に印加することにより導通状態
となる第２電圧駆動型スイッチング素子とを備え、第１
電圧駆動型スイッチング素子と第２電圧駆動型スイッチ
ング素子とを負荷への供給電流に対して並列に接続した
ことを特徴とする。この場合、第１電圧駆動型スイッチ
ング素子はパワーＭＯＳＦＥＴ、第２電圧駆動型スイッ
チング素子はＩＧＢＴであることが好ましい。
【００１４】また、前記半導体装置は、並列接続された
前記第１および第２電圧駆動型スイッチング素子の一方
の対と、並列接続された前記第１および第２電圧駆動型
スイッチング素子の他方の対とを直列に接続したトーテ
ムポール接続構造を有することが好ましい。
前記第１および第２電圧駆動型スイッチング素子の一方
の対と、並列接続された前記第１および第２電圧駆動型
スイッチング素子の他方の対とを直列に接続したトーテ
ムポール接続構造を有することが好ましい。
【００１５】また、前記半導体装置は、負荷に流れる電
流を検出する電流検出部と、電流検出部により検出され
た電流値に基づいて、並列接続された第１および第２電
圧駆動型スイッチング素子の駆動電極に対して出力する
電圧を第１駆動電圧および第２駆動電圧のいずれかに切
り換える制御部とを備えることが好ましい。
流を検出する電流検出部と、電流検出部により検出され
た電流値に基づいて、並列接続された第１および第２電
圧駆動型スイッチング素子の駆動電極に対して出力する
電圧を第１駆動電圧および第２駆動電圧のいずれかに切
り換える制御部とを備えることが好ましい。
【００１６】また、前記制御部は、電流検出部により検
出された電流値が所定値よりも小さい場合、第２駆動電
圧よりも小さなレベルを有する第１駆動電圧を出力する
ことが好ましい。
出された電流値が所定値よりも小さい場合、第２駆動電
圧よりも小さなレベルを有する第１駆動電圧を出力する
ことが好ましい。
【００１７】上記の半導体装置によれば、起動時等のよ
うな短期間で高出力が必要な場合には、オン抵抗の小さ
なＩＧＢＴとオン抵抗の大きなパワーＭＯＳＦＥＴの両
方を動作させ、定常動作時のような長期間にわたって低
出力動作する場合には、接合による電圧降下が存在する
ＩＧＢＴをオフ状態にして、接合による電圧降下の無い
パワーＭＯＳＦＥＴのみの動作に切り換えることで、低
出力時にスイッチング素子自体による電力損失を低減す
るとともに、高出力にも対応することが可能になる。
うな短期間で高出力が必要な場合には、オン抵抗の小さ
なＩＧＢＴとオン抵抗の大きなパワーＭＯＳＦＥＴの両
方を動作させ、定常動作時のような長期間にわたって低
出力動作する場合には、接合による電圧降下が存在する
ＩＧＢＴをオフ状態にして、接合による電圧降下の無い
パワーＭＯＳＦＥＴのみの動作に切り換えることで、低
出力時にスイッチング素子自体による電力損失を低減す
るとともに、高出力にも対応することが可能になる。
【００１８】また、前記半導体装置において、第１電圧
駆動型スイッチング素子の第１閾値電圧と第２電圧駆動
型スイッチング素子の第２閾値電圧との差が２Ｖ以上で
あり、第１電圧駆動型スイッチング素子のオン抵抗をＲ
ｏｎ、第２電圧駆動型スイッチング素子のオン時電圧降
下をＶｄとした場合、制御部による第１駆動電圧と第２
駆動電圧の切り換えの判断基準となる検出電流の所定値
はＶｄ／Ｒｏｎに設定されることが好ましい。
駆動型スイッチング素子の第１閾値電圧と第２電圧駆動
型スイッチング素子の第２閾値電圧との差が２Ｖ以上で
あり、第１電圧駆動型スイッチング素子のオン抵抗をＲ
ｏｎ、第２電圧駆動型スイッチング素子のオン時電圧降
下をＶｄとした場合、制御部による第１駆動電圧と第２
駆動電圧の切り換えの判断基準となる検出電流の所定値
はＶｄ／Ｒｏｎに設定されることが好ましい。
【００１９】この構成によれば、パワーＭＯＳＦＥＴと
ＩＧＢＴのゲート駆動閾値電圧の差を２Ｖ以上とするこ
とで、負荷電流値が小さいときにパワーＭＯＳＦＥＴの
みを確実にオン状態にすることができる。このゲート駆
動閾値電圧の差が２Ｖよりも小さい場合、スイッチング
時にパワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴの両方のスイッチン
グ素子がオン状態となり、両素子のゲートに電荷を充電
するため、スイッチング時間が遅くなるとともに、パワ
ーＭＯＳＦＥＴのみ駆動する場合と比較して、スイッチ
ング損失が増加する。しかしながら、上記構成によりこ
の問題を解決することができる。
ＩＧＢＴのゲート駆動閾値電圧の差を２Ｖ以上とするこ
とで、負荷電流値が小さいときにパワーＭＯＳＦＥＴの
みを確実にオン状態にすることができる。このゲート駆
動閾値電圧の差が２Ｖよりも小さい場合、スイッチング
時にパワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴの両方のスイッチン
グ素子がオン状態となり、両素子のゲートに電荷を充電
するため、スイッチング時間が遅くなるとともに、パワ
ーＭＯＳＦＥＴのみ駆動する場合と比較して、スイッチ
ング損失が増加する。しかしながら、上記構成によりこ
の問題を解決することができる。
【００２０】また、パワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴに対
するゲート駆動電圧の切り換えの判断基準となる検出電
流の所定値を、ＩＧＢＴの接合による電圧降下に相当す
る電圧ＶｄをパワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗Ｒｏｎで割
った値に設定することで、パワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢ
Ｔの動作切り替えを最適化することが可能になる。
するゲート駆動電圧の切り換えの判断基準となる検出電
流の所定値を、ＩＧＢＴの接合による電圧降下に相当す
る電圧ＶｄをパワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗Ｒｏｎで割
った値に設定することで、パワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢ
Ｔの動作切り替えを最適化することが可能になる。
【００２１】また、前記半導体装置は、第１抵抗性素子
および第２抵抗性素子を備え、第１抵抗性素子は第１電
圧駆動型スイッチング素子の駆動電極に接続された一端
を有し、第２抵抗性素子は第２電圧駆動型スイッチング
素子の駆動電極に接続された一端を有し、第１および第
２抵抗性素子は共通電極に接続された他端を有し、制御
部は、共通電極に第１駆動電圧または第２駆動電圧を出
力することが好ましい。
および第２抵抗性素子を備え、第１抵抗性素子は第１電
圧駆動型スイッチング素子の駆動電極に接続された一端
を有し、第２抵抗性素子は第２電圧駆動型スイッチング
素子の駆動電極に接続された一端を有し、第１および第
２抵抗性素子は共通電極に接続された他端を有し、制御
部は、共通電極に第１駆動電圧または第２駆動電圧を出
力することが好ましい。
【００２２】この構成によれば、パワーＭＯＳＦＥＴと
ＩＧＢＴのゲート電極にそれぞれ最適な抵抗値を有する
ゲート抵抗を接続することで、オンスイッチング時とオ
フスイッチング時におけるスイッチング損失を、ｄＶ／
ｄｔ誤動作耐量のマージンに対して最小にすることがで
きる。
ＩＧＢＴのゲート電極にそれぞれ最適な抵抗値を有する
ゲート抵抗を接続することで、オンスイッチング時とオ
フスイッチング時におけるスイッチング損失を、ｄＶ／
ｄｔ誤動作耐量のマージンに対して最小にすることがで
きる。
【００２３】また、前記半導体装置は、一端が第１電圧
駆動型スイッチング素子の駆動電極に接続され、他端が
第２電圧駆動型スイッチング素子の駆動電極に接続され
た第３抵抗性素子と、一端が第１電圧駆動型スイッチン
グ素子の駆動電極に接続された第４抵抗性素子と、第４
抵抗性素子の他端に接続され、制御部からの制御信号に
応じて第４抵抗性素子を介して第１電圧駆動型スイッチ
ング素子を非導通状態にする第３スイッチング素子を備
え、制御部は、第３抵抗性素子の一端に第１駆動電圧ま
たは第２駆動電圧を出力することが好ましい。
駆動型スイッチング素子の駆動電極に接続され、他端が
第２電圧駆動型スイッチング素子の駆動電極に接続され
た第３抵抗性素子と、一端が第１電圧駆動型スイッチン
グ素子の駆動電極に接続された第４抵抗性素子と、第４
抵抗性素子の他端に接続され、制御部からの制御信号に
応じて第４抵抗性素子を介して第１電圧駆動型スイッチ
ング素子を非導通状態にする第３スイッチング素子を備
え、制御部は、第３抵抗性素子の一端に第１駆動電圧ま
たは第２駆動電圧を出力することが好ましい。
【００２４】この構成によれば、ＩＧＢＴをオン状態か
らオフ状態にする際に、まず、制御部からの制御信号に
よって第３スイッチング素子を導通状態にし、抵抗器と
第３スイッチング素子を介してパワーＭＯＳＦＥＴのゲ
ート・ソース間を短絡状態にして、パワーＭＯＳＦＥＴ
をオフ状態にし、その後、ＩＧＢＴのゲート電圧を下げ
てＩＧＢＴをオフ状態にすることで、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔに過電流が流れるのを防止することができ、オフ時の
スイッチング損失を低減することが可能になる。
らオフ状態にする際に、まず、制御部からの制御信号に
よって第３スイッチング素子を導通状態にし、抵抗器と
第３スイッチング素子を介してパワーＭＯＳＦＥＴのゲ
ート・ソース間を短絡状態にして、パワーＭＯＳＦＥＴ
をオフ状態にし、その後、ＩＧＢＴのゲート電圧を下げ
てＩＧＢＴをオフ状態にすることで、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔに過電流が流れるのを防止することができ、オフ時の
スイッチング損失を低減することが可能になる。
【００２５】前記の目的を達成するため、本発明に係る
電力制御機器は、前記半導体装置を用いたことを特徴と
する。
電力制御機器は、前記半導体装置を用いたことを特徴と
する。
【００２６】この電力制御機器によれば、例えばエアコ
ンの起動時等のような短期間で高出力が必要な場合に
は、オン抵抗の小さなＩＧＢＴとオン抵抗の大きなパワ
ーＭＯＳＦＥＴの両方を動作させ、定常動作時のような
長期間にわたって低出力動作する場合には、接合による
電圧降下が存在するＩＧＢＴをオフ状態にして、接合に
よる電圧降下の無いパワーＭＯＳＦＥＴのみの動作に切
り換えることで、低出力時にスイッチング素子自体によ
る電力損失を低減するとともに、高出力にも対応するこ
とができ、長い使用期間にわたって機器全体の電力損失
を低減することができるので、さらなる省エネルギー化
を実現することが可能になる。
ンの起動時等のような短期間で高出力が必要な場合に
は、オン抵抗の小さなＩＧＢＴとオン抵抗の大きなパワ
ーＭＯＳＦＥＴの両方を動作させ、定常動作時のような
長期間にわたって低出力動作する場合には、接合による
電圧降下が存在するＩＧＢＴをオフ状態にして、接合に
よる電圧降下の無いパワーＭＯＳＦＥＴのみの動作に切
り換えることで、低出力時にスイッチング素子自体によ
る電力損失を低減するとともに、高出力にも対応するこ
とができ、長い使用期間にわたって機器全体の電力損失
を低減することができるので、さらなる省エネルギー化
を実現することが可能になる。
【００２７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して説明する。なお、図面を通して、同
じ構成および機能を有する要素については同一の符号を
付す。
て、図面を参照して説明する。なお、図面を通して、同
じ構成および機能を有する要素については同一の符号を
付す。
【００２８】（第１実施形態）図１は、本発明の第１実
施形態による半導体装置の構成を示す回路図である。図
１において、半導体装置１は、並列接続されたパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２（第１電圧駆動型スイッチング素子）およ
びＩＧＢＴ３（第２電圧駆動型スイッチング素子）と、
負荷に流れる電流を検出するための電流検出抵抗４と、
電流検出抵抗４（電流検出部）により電圧として検出さ
れた負荷電流の大きさに応じて、ゲート抵抗６を介して
パワーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３の共通ゲート端子Ｇ
に供給するゲート駆動閾値電圧を切り換え制御する制御
部５とから構成される。
施形態による半導体装置の構成を示す回路図である。図
１において、半導体装置１は、並列接続されたパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２（第１電圧駆動型スイッチング素子）およ
びＩＧＢＴ３（第２電圧駆動型スイッチング素子）と、
負荷に流れる電流を検出するための電流検出抵抗４と、
電流検出抵抗４（電流検出部）により電圧として検出さ
れた負荷電流の大きさに応じて、ゲート抵抗６を介して
パワーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３の共通ゲート端子Ｇ
に供給するゲート駆動閾値電圧を切り換え制御する制御
部５とから構成される。
【００２９】制御部５は、外部からの入力信号Ｖｉｎに
応じてパワーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３をスイッチン
グ駆動するドライバ５１と、電流検出抵抗４からの検出
電圧Ｖｓが正転入力端子に供給され、基準電圧Ｖｒｅｆ
が反転入力に供給され、検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅ
ｆを上回った場合に論理「１」レベルの信号を出力し、
検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆを下回った場合に論理
「０」レベルの信号を出力するコンパレータ５２と、コ
ンパレータ５２からの出力信号が論理「１」レベルの場
合、電源電圧Ｖｃｃ（第２駆動電圧）を、コンパレータ
５２からの出力信号が論理「０」レベルの場合、電源電
圧Ｖｃｃをレギュレータ５３により降圧した電圧Ｖｒｅ
ｇ（第１駆動電圧）を切り換えて、ドライバ５の電源電
圧として出力するスイッチ５４とから構成される。
応じてパワーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３をスイッチン
グ駆動するドライバ５１と、電流検出抵抗４からの検出
電圧Ｖｓが正転入力端子に供給され、基準電圧Ｖｒｅｆ
が反転入力に供給され、検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅ
ｆを上回った場合に論理「１」レベルの信号を出力し、
検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆを下回った場合に論理
「０」レベルの信号を出力するコンパレータ５２と、コ
ンパレータ５２からの出力信号が論理「１」レベルの場
合、電源電圧Ｖｃｃ（第２駆動電圧）を、コンパレータ
５２からの出力信号が論理「０」レベルの場合、電源電
圧Ｖｃｃをレギュレータ５３により降圧した電圧Ｖｒｅ
ｇ（第１駆動電圧）を切り換えて、ドライバ５の電源電
圧として出力するスイッチ５４とから構成される。
【００３０】なお、負荷に流れる電流がＩｓの場合に、
パワーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３のゲート駆動電圧の
切り換えを行い、電流検出抵抗４の抵抗値をＲｓとする
と、コンパレータ５２の基準電圧Ｖｒｅｆは、Ｖｒｅｆ
＝Ｒｓ・Ｉｓに設定される。
パワーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３のゲート駆動電圧の
切り換えを行い、電流検出抵抗４の抵抗値をＲｓとする
と、コンパレータ５２の基準電圧Ｖｒｅｆは、Ｖｒｅｆ
＝Ｒｓ・Ｉｓに設定される。
【００３１】ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート駆
動閾値電圧（第１閾値電圧）が４．０Ｖ、オン抵抗Ｒｏ
ｎが０．５Ωで、ＩＧＢＴ３のゲート駆動閾値電圧（第
２閾値電圧）が７．５Ｖ、接合による電圧降下Ｖｄが
０．６Ｖであるとする。また、Ｖｃｃを１５Ｖ、Ｖｒｅ
ｇを７．５Ｖとする。この場合、パワーＭＯＳＦＥＴ２
とＩＧＢＴ３のゲート駆動電圧の切り換えが行われる負
荷電流Ｉｓは、 Ｉｓ＝Ｖｄ／Ｒｏｎ＝０．６Ｖ／０．５Ω＝１．２Ａ となる。
動閾値電圧（第１閾値電圧）が４．０Ｖ、オン抵抗Ｒｏ
ｎが０．５Ωで、ＩＧＢＴ３のゲート駆動閾値電圧（第
２閾値電圧）が７．５Ｖ、接合による電圧降下Ｖｄが
０．６Ｖであるとする。また、Ｖｃｃを１５Ｖ、Ｖｒｅ
ｇを７．５Ｖとする。この場合、パワーＭＯＳＦＥＴ２
とＩＧＢＴ３のゲート駆動電圧の切り換えが行われる負
荷電流Ｉｓは、 Ｉｓ＝Ｖｄ／Ｒｏｎ＝０．６Ｖ／０．５Ω＝１．２Ａ となる。
【００３２】したがって、負荷に流れる電流が１．２Ａ
未満である場合、検出電圧Ｖｓ＜Ｒｓ・Ｉｓとなり、コ
ンパレータ５２から出力される信号が論理「０」レベル
となって、スイッチ５３はＶｒｅｇ（＝７．５Ｖ）を電
源電圧としてドライバ５１に供給し、ドライバ５１はＶ
ｒｅｇ（＝７．５Ｖ）からゲート駆動電圧を生成し出力
するので、パワーＭＯＳＦＥＴ２のみが駆動される。
未満である場合、検出電圧Ｖｓ＜Ｒｓ・Ｉｓとなり、コ
ンパレータ５２から出力される信号が論理「０」レベル
となって、スイッチ５３はＶｒｅｇ（＝７．５Ｖ）を電
源電圧としてドライバ５１に供給し、ドライバ５１はＶ
ｒｅｇ（＝７．５Ｖ）からゲート駆動電圧を生成し出力
するので、パワーＭＯＳＦＥＴ２のみが駆動される。
【００３３】一方、負荷に流れる電流が１．２Ａ以上に
なると、検出電圧Ｖｓ≧Ｒｓ・Ｉｓとなり、コンパレー
タ５２から出力される信号が論理「１」レベルとなっ
て、スイッチ５３はＶｃｃ（＝１５Ｖ）を電源電圧とし
てドライバ５１に供給し、ドライバ５１はＶｃｃ（＝１
５Ｖ）からゲート駆動電圧を生成し出力するので、パワ
ーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３の両方が駆動される。
なると、検出電圧Ｖｓ≧Ｒｓ・Ｉｓとなり、コンパレー
タ５２から出力される信号が論理「１」レベルとなっ
て、スイッチ５３はＶｃｃ（＝１５Ｖ）を電源電圧とし
てドライバ５１に供給し、ドライバ５１はＶｃｃ（＝１
５Ｖ）からゲート駆動電圧を生成し出力するので、パワ
ーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３の両方が駆動される。
【００３４】なお、図２に、パワーＭＯＳＦＥＴとＩＧ
ＢＴの単独でのＶ−Ｉ特性曲線を破線で、パワーＭＯＳ
ＦＥＴとＩＧＢＴを並列接続した場合のＶ−Ｉ特性曲線
を実線で示す。図２から明らかなように、全ての電流領
域Ａ、Ｂ、Ｃにおいてスイッチング素子の電圧降下が小
さくなり、損失が小さくなっている。
ＢＴの単独でのＶ−Ｉ特性曲線を破線で、パワーＭＯＳ
ＦＥＴとＩＧＢＴを並列接続した場合のＶ−Ｉ特性曲線
を実線で示す。図２から明らかなように、全ての電流領
域Ａ、Ｂ、Ｃにおいてスイッチング素子の電圧降下が小
さくなり、損失が小さくなっている。
【００３５】以上のように、本実施形態によれば、高電
力誘導性負荷の起動時等のような短期間で高出力が必要
な場合には、オン抵抗の小さなＩＧＢＴとオン抵抗の大
きなパワーＭＯＳＦＥＴの両方を動作させ（実際には、
パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗をＩＧＢＴに比べて大き
く設定することで、パワーＭＯＳＦＥＴにはほとんど電
流が流れない）、定常動作時のような長期間にわたって
低出力動作する場合には、接合による電圧降下が存在す
るＩＧＢＴをオフ状態にして、接合による電圧降下の無
いパワーＭＯＳＦＥＴのみの動作に切り換えることで、
低出力時にスイッチング素子自体による電力損失を低減
するとともに、高出力にも対応することが可能になる。
力誘導性負荷の起動時等のような短期間で高出力が必要
な場合には、オン抵抗の小さなＩＧＢＴとオン抵抗の大
きなパワーＭＯＳＦＥＴの両方を動作させ（実際には、
パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗をＩＧＢＴに比べて大き
く設定することで、パワーＭＯＳＦＥＴにはほとんど電
流が流れない）、定常動作時のような長期間にわたって
低出力動作する場合には、接合による電圧降下が存在す
るＩＧＢＴをオフ状態にして、接合による電圧降下の無
いパワーＭＯＳＦＥＴのみの動作に切り換えることで、
低出力時にスイッチング素子自体による電力損失を低減
するとともに、高出力にも対応することが可能になる。
【００３６】また、パワーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３
のゲート駆動閾値電圧の差を２Ｖ以上、本実施形態では
３．５Ｖ（＝７．５−４．０Ｖ）とすることで、負荷電
流値が小さいときにパワーＭＯＳＦＥＴのみを確実にオ
ン状態にすることができる。このゲート駆動閾値電圧の
差が２Ｖよりも小さい場合、スイッチング時にパワーＭ
ＯＳＦＥＴとＩＧＢＴの両方のスイッチング素子がオン
状態となり、両素子のゲートに電荷を充電するため、ス
イッチング時間が遅くなるとともに、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔのみ駆動する場合と比較して、スイッチング損失が２
０％程度増加する。しかしながら、上記構成によりこの
問題を解決することができる。
のゲート駆動閾値電圧の差を２Ｖ以上、本実施形態では
３．５Ｖ（＝７．５−４．０Ｖ）とすることで、負荷電
流値が小さいときにパワーＭＯＳＦＥＴのみを確実にオ
ン状態にすることができる。このゲート駆動閾値電圧の
差が２Ｖよりも小さい場合、スイッチング時にパワーＭ
ＯＳＦＥＴとＩＧＢＴの両方のスイッチング素子がオン
状態となり、両素子のゲートに電荷を充電するため、ス
イッチング時間が遅くなるとともに、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔのみ駆動する場合と比較して、スイッチング損失が２
０％程度増加する。しかしながら、上記構成によりこの
問題を解決することができる。
【００３７】（第２実施形態）図３は、本発明の第２実
施形態による半導体装置の構成を示す回路図である。図
３において、並列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ２とＩ
ＧＢＴ３のゲート端子Ｇ１とＧ２はそれぞれ独立してお
り、パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子Ｇ１には抵抗器
３１（第１抵抗性素子）の一端が接続され、ＩＧＢＴ３
のゲート端子Ｇ２には抵抗器３２（第２抵抗性素子）の
一端が接続され、抵抗器３１と３２の他端は共通接続さ
れて制御部５からのゲート駆動電圧が供給される。
施形態による半導体装置の構成を示す回路図である。図
３において、並列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ２とＩ
ＧＢＴ３のゲート端子Ｇ１とＧ２はそれぞれ独立してお
り、パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子Ｇ１には抵抗器
３１（第１抵抗性素子）の一端が接続され、ＩＧＢＴ３
のゲート端子Ｇ２には抵抗器３２（第２抵抗性素子）の
一端が接続され、抵抗器３１と３２の他端は共通接続さ
れて制御部５からのゲート駆動電圧が供給される。
【００３８】上記の構成において、抵抗器３１と３２の
抵抗値をパワーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３のそれぞれ
に最適な値に設定することで、オンスイッチング時とオ
フスイッチング時におけるスイッチング損失を、ｄＶ／
ｄｔ誤動作耐量のマージンに対して最小にすることがで
きる。
抵抗値をパワーＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ３のそれぞれ
に最適な値に設定することで、オンスイッチング時とオ
フスイッチング時におけるスイッチング損失を、ｄＶ／
ｄｔ誤動作耐量のマージンに対して最小にすることがで
きる。
【００３９】（第３実施形態）図４は、本発明の第３実
施形態による半導体装置の構成を示す回路図である。図
４において、パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子と制御
部５のゲート駆動電圧出力端子（ＶG）との間には、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート抵抗として機能する抵抗器
４１（第３抵抗性素子）が接続され、一方、ＩＧＢＴ３
のゲート端子は制御部５のゲート駆動電圧出力端子（Ｖ
G）に直接接続されている。また、パワーＭＯＳＦＥＴ
２のゲート端子と低電源電圧Ｖｎとの間には、抵抗器４
２（第４抵抗性素子）とスイッチング素子４３（第３ス
イッチング素子）が直列に接続され、スイッチング素子
４３のゲート端子は、制御部５の制御信号出力端子（Ｖ
ｃ）に接続されている。
施形態による半導体装置の構成を示す回路図である。図
４において、パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子と制御
部５のゲート駆動電圧出力端子（ＶG）との間には、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート抵抗として機能する抵抗器
４１（第３抵抗性素子）が接続され、一方、ＩＧＢＴ３
のゲート端子は制御部５のゲート駆動電圧出力端子（Ｖ
G）に直接接続されている。また、パワーＭＯＳＦＥＴ
２のゲート端子と低電源電圧Ｖｎとの間には、抵抗器４
２（第４抵抗性素子）とスイッチング素子４３（第３ス
イッチング素子）が直列に接続され、スイッチング素子
４３のゲート端子は、制御部５の制御信号出力端子（Ｖ
ｃ）に接続されている。
【００４０】このように構成された半導体装置におい
て、ＩＧＢＴ３をオン状態からオフ状態にする際に、ま
ず、制御部５からの制御信号Ｖｃによってスイッチング
素子４３を導通状態にし、抵抗器４２とスイッチング素
子４３を介してパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース
間を短絡状態にして、パワーＭＯＳＦＥＴ２をオフ状態
にし、その後、ＩＧＢＴ３に印加するゲート駆動電圧を
下げてＩＧＢＴ３をオフ状態にすることで、ＩＧＢＴ３
のゲート駆動閾値電圧がパワーＭＯＳＦＥＴ２の閾値電
圧よりも大きいことに起因して、ＩＧＢＴ３がパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２よりも先にオフ状態となり、パワーＭＯＳ
ＦＥＴ２に過電流が流れるのを防止することができ、オ
フ時のスイッチング損失を約１５％低減することが可能
になる。
て、ＩＧＢＴ３をオン状態からオフ状態にする際に、ま
ず、制御部５からの制御信号Ｖｃによってスイッチング
素子４３を導通状態にし、抵抗器４２とスイッチング素
子４３を介してパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース
間を短絡状態にして、パワーＭＯＳＦＥＴ２をオフ状態
にし、その後、ＩＧＢＴ３に印加するゲート駆動電圧を
下げてＩＧＢＴ３をオフ状態にすることで、ＩＧＢＴ３
のゲート駆動閾値電圧がパワーＭＯＳＦＥＴ２の閾値電
圧よりも大きいことに起因して、ＩＧＢＴ３がパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２よりも先にオフ状態となり、パワーＭＯＳ
ＦＥＴ２に過電流が流れるのを防止することができ、オ
フ時のスイッチング損失を約１５％低減することが可能
になる。
【００４１】（第４実施形態）図５は、本発明の第４実
施形態による半導体装置をエアコン等のモータ駆動用イ
ンバータ回路に適用した場合の構成を示す回路図であ
る。
施形態による半導体装置をエアコン等のモータ駆動用イ
ンバータ回路に適用した場合の構成を示す回路図であ
る。
【００４２】図５において、インバータ回路は、調整さ
れた電力を負荷へ供給するスイッチング部５ａと、スイ
ッチング部５ａの動作を制御する制御部５ｂとから構成
される。スイッチング部５ａは、３個のトーテムポール
接続構造を有しており、１つ目は、並列接続されたパワ
ーＭＯＳＦＥＴ５ａ−１およびＩＧＢＴ５ａ−１’の対
と並列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−２およびＩ
ＧＢＴ５ａ−２’の対とのトーテムポール接続構造５
１、２つ目は、並列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ
−３およびＩＧＢＴ５ａ−３’の対と並列接続されたパ
ワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−４およびＩＧＢＴ５ａ−４’の
対とのトーテムポール接続構造５２、３つ目は、並列接
続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−５およびＩＧＢＴ５
ａ−５’の対と並列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ
−６およびＩＧＢＴ５ａ−６’の対とのトーテムポール
接続構造５３である。
れた電力を負荷へ供給するスイッチング部５ａと、スイ
ッチング部５ａの動作を制御する制御部５ｂとから構成
される。スイッチング部５ａは、３個のトーテムポール
接続構造を有しており、１つ目は、並列接続されたパワ
ーＭＯＳＦＥＴ５ａ−１およびＩＧＢＴ５ａ−１’の対
と並列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−２およびＩ
ＧＢＴ５ａ−２’の対とのトーテムポール接続構造５
１、２つ目は、並列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ
−３およびＩＧＢＴ５ａ−３’の対と並列接続されたパ
ワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−４およびＩＧＢＴ５ａ−４’の
対とのトーテムポール接続構造５２、３つ目は、並列接
続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−５およびＩＧＢＴ５
ａ−５’の対と並列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ
−６およびＩＧＢＴ５ａ−６’の対とのトーテムポール
接続構造５３である。
【００４３】トーテムポール接続構造５１、５２、およ
び５３は、それぞれ、制御部５ｂの３個の制御用集積回
路５ｂ−１、５ｂ−２、および５ｂ−３が出力するゲー
ト駆動電圧ＶＧ１とＶＧ２、ＶＧ３とＶＧ４、およびＶ
Ｇ５とＶＧ６に応答して、負荷としての３相モータ５５
へ供給する電流を反復的に遮断または導通させる。
び５３は、それぞれ、制御部５ｂの３個の制御用集積回
路５ｂ−１、５ｂ−２、および５ｂ−３が出力するゲー
ト駆動電圧ＶＧ１とＶＧ２、ＶＧ３とＶＧ４、およびＶ
Ｇ５とＶＧ６に応答して、負荷としての３相モータ５５
へ供給する電流を反復的に遮断または導通させる。
【００４４】この回路では、外部電源から２個の電源端
子にそれぞれ高電源電圧Ｖｐおよび低電源電圧Ｖｎが印
加され、高電源電圧Ｖｐは、トーテムポール接続構造の
一方の対であるパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−１とＩＧＢＴ
５ａ−１’、パワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−３とＩＧＢＴ５
ａ−３’、およびパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−５とＩＧＢ
Ｔ５ａ−５’に供給され、低電源電圧Ｖｎは、３相モー
タに流れる電流を検出するための抵抗器５４を介して、
トーテムポール接続構造の他方の対であるパワーＭＯＳ
ＦＥＴ５ａ−２とＩＧＢＴ５ａ−２’、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ５ａ−４とＩＧＢＴ５ａ−４’、およびパワーＭＯ
ＳＦＥＴ５ａ−６とＩＧＢＴ５ａ−６’に供給される。
ここで、電流検出用抵抗器５４に流れる電流は電圧とし
て、制御用集積回路５ｂ−１、５ｂ−２、５ｂ−３のセ
ンス電圧入力端子（Ｖｓ）を介して検出され、そのセン
ス電圧Ｖｓの大きさに応じて、ゲート駆動電圧ＶＧ１〜
ＶＧ６が制御される。
子にそれぞれ高電源電圧Ｖｐおよび低電源電圧Ｖｎが印
加され、高電源電圧Ｖｐは、トーテムポール接続構造の
一方の対であるパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−１とＩＧＢＴ
５ａ−１’、パワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−３とＩＧＢＴ５
ａ−３’、およびパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ−５とＩＧＢ
Ｔ５ａ−５’に供給され、低電源電圧Ｖｎは、３相モー
タに流れる電流を検出するための抵抗器５４を介して、
トーテムポール接続構造の他方の対であるパワーＭＯＳ
ＦＥＴ５ａ−２とＩＧＢＴ５ａ−２’、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ５ａ−４とＩＧＢＴ５ａ−４’、およびパワーＭＯ
ＳＦＥＴ５ａ−６とＩＧＢＴ５ａ−６’に供給される。
ここで、電流検出用抵抗器５４に流れる電流は電圧とし
て、制御用集積回路５ｂ−１、５ｂ−２、５ｂ−３のセ
ンス電圧入力端子（Ｖｓ）を介して検出され、そのセン
ス電圧Ｖｓの大きさに応じて、ゲート駆動電圧ＶＧ１〜
ＶＧ６が制御される。
【００４５】このゲート駆動電圧ＶＧ１とＶＧ２、ＶＧ
３とＶＧ４、およびＶＧ５とＶＧ６を受けて、それぞ
れ、トーテムポール接続構造５１、５２、および５３の
出力端子から３相モータ５５のＷ相、Ｖ相、Ｕ相に供給
される電力が制御される。
３とＶＧ４、およびＶＧ５とＶＧ６を受けて、それぞ
れ、トーテムポール接続構造５１、５２、および５３の
出力端子から３相モータ５５のＷ相、Ｖ相、Ｕ相に供給
される電力が制御される。
【００４６】上記のように構成された本実施形態によれ
ば、エアコン等の起動時等のような短期間で高出力が必
要な場合には、オン抵抗の小さなＩＧＢＴとオン抵抗の
大きなパワーＭＯＳＦＥＴの両方を動作させ（実際に
は、パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗をＩＧＢＴに比べて
大きく設定することで、パワーＭＯＳＦＥＴにはほとん
ど電流が流れない）、定常動作時のような長期間にわた
って低出力動作する場合には、接合による電圧降下が存
在するＩＧＢＴをオフ状態にして、接合による電圧降下
の無いパワーＭＯＳＦＥＴのみの動作に切り換えること
で、低出力時にスイッチング素子自体による電力損失を
低減するとともに、高出力にも対応することができ、長
い使用期間にわたって機器全体の電力損失を低減するこ
とができるので、さらなる省エネルギー化を実現するこ
とが可能になる。
ば、エアコン等の起動時等のような短期間で高出力が必
要な場合には、オン抵抗の小さなＩＧＢＴとオン抵抗の
大きなパワーＭＯＳＦＥＴの両方を動作させ（実際に
は、パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗をＩＧＢＴに比べて
大きく設定することで、パワーＭＯＳＦＥＴにはほとん
ど電流が流れない）、定常動作時のような長期間にわた
って低出力動作する場合には、接合による電圧降下が存
在するＩＧＢＴをオフ状態にして、接合による電圧降下
の無いパワーＭＯＳＦＥＴのみの動作に切り換えること
で、低出力時にスイッチング素子自体による電力損失を
低減するとともに、高出力にも対応することができ、長
い使用期間にわたって機器全体の電力損失を低減するこ
とができるので、さらなる省エネルギー化を実現するこ
とが可能になる。
【００４７】図６に、図２に示した電流領域Ａ、Ｂ、Ｃ
に対応した３相モータ５５の電流波形ＩA、ＩB、ＩCの
時間変化（ａ）と、電流波形ＩA、ＩB、ＩCのそれぞれ
に対応した、トーテムポール接続構造のゲート駆動電圧
ＶＧの時間変化（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）との関係を示
す。
に対応した３相モータ５５の電流波形ＩA、ＩB、ＩCの
時間変化（ａ）と、電流波形ＩA、ＩB、ＩCのそれぞれ
に対応した、トーテムポール接続構造のゲート駆動電圧
ＶＧの時間変化（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）との関係を示
す。
【００４８】このように、リアルタイムで電流値を検出
して、ゲート駆動電圧を最適化することで、図７に示す
従来のインバータ回路と比較して、電流が１Ａｒｍｓ時
には１５％、電流が２Ａｒｍｓ時には２０％、電流が３
Ａｒｍｓ時には２０％、スイッチング素子における損失
を低減することが可能となった。
して、ゲート駆動電圧を最適化することで、図７に示す
従来のインバータ回路と比較して、電流が１Ａｒｍｓ時
には１５％、電流が２Ａｒｍｓ時には２０％、電流が３
Ａｒｍｓ時には２０％、スイッチング素子における損失
を低減することが可能となった。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の半導体装
置によれば、電力誘導性負荷の起動時等のような短期間
で高出力が必要な場合には、オン抵抗の小さなＩＧＢＴ
とオン抵抗の大きなパワーＭＯＳＦＥＴの両方を動作さ
せ、定常動作時のような長期間にわたって低出力動作す
る場合には、接合による電圧降下が存在するＩＧＢＴを
オフ状態にして、接合による電圧降下の無いパワーＭＯ
ＳＦＥＴのみの動作に切り換えることで、低出力時にス
イッチング素子自体による電力損失を低減するととも
に、高出力にも対応することが可能になる。
置によれば、電力誘導性負荷の起動時等のような短期間
で高出力が必要な場合には、オン抵抗の小さなＩＧＢＴ
とオン抵抗の大きなパワーＭＯＳＦＥＴの両方を動作さ
せ、定常動作時のような長期間にわたって低出力動作す
る場合には、接合による電圧降下が存在するＩＧＢＴを
オフ状態にして、接合による電圧降下の無いパワーＭＯ
ＳＦＥＴのみの動作に切り換えることで、低出力時にス
イッチング素子自体による電力損失を低減するととも
に、高出力にも対応することが可能になる。
【００５０】また、本発明の半導体装置を電力制御機器
に適用することで、長い使用期間にわたって機器全体の
電力損失を低減することができるので、さらなる省エネ
ルギー化を実現することが可能になる。
に適用することで、長い使用期間にわたって機器全体の
電力損失を低減することができるので、さらなる省エネ
ルギー化を実現することが可能になる。
【図１】 本発明の第１実施形態による半導体装置の構
成を示す回路図
成を示す回路図
【図２】 パワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴの単独でのＶ
−Ｉ特性曲線、およびパワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴを
並列接続した場合のＶ−Ｉ特性曲線を示す図
−Ｉ特性曲線、およびパワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴを
並列接続した場合のＶ−Ｉ特性曲線を示す図
【図３】 本発明の第２実施形態による半導体装置の構
成を示す回路図
成を示す回路図
【図４】 本発明の第３実施形態による半導体装置の構
成を示す回路図
成を示す回路図
【図５】 本発明の第４実施形態による半導体装置をモ
ータ駆動用インバータ回路に適用した場合の構成を示す
回路図
ータ駆動用インバータ回路に適用した場合の構成を示す
回路図
【図６】 本発明の第４実施形態において、図２に示し
た電流領域Ａ、Ｂ、Ｃに対応した３相モータ５５の電流
波形ＩA、ＩB、ＩCの時間変化（ａ）と、電流波形ＩA、
ＩB、ＩCのそれぞれに対応したトーテムポール接続構造
のゲート駆動電圧ＶGの時間変化（ｂ）、（ｃ）、
（ｄ）との関係を示す図
た電流領域Ａ、Ｂ、Ｃに対応した３相モータ５５の電流
波形ＩA、ＩB、ＩCの時間変化（ａ）と、電流波形ＩA、
ＩB、ＩCのそれぞれに対応したトーテムポール接続構造
のゲート駆動電圧ＶGの時間変化（ｂ）、（ｃ）、
（ｄ）との関係を示す図
【図７】 従来のモータ駆動用インバータ回路の構成を
示す回路図
示す回路図
１ 半導体装置 ２、５ａ−１〜５ａ−６ パワーＭＯＳＦＥＴ（第１電
圧駆動型スイッチング素子） ３、５ａ−１’〜５ａ−６’ ＩＧＢＴ（第２電圧駆動
型スイッチング素子） ４、５４ 電流検出用抵抗（電流検出部） ５、５ｂ 制御部 ５ａ スイッチング部 ５ｂ−１〜５ｂ−３ 制御用集積回路 ３１ 抵抗器（第１抵抗性素子） ３２ 抵抗器（第２抵抗性素子） ４１ 抵抗器（第３抵抗性素子） ４２ 抵抗器（第４抵抗性素子） ４３ スイッチング素子（第３スイッチング素子） ５１、５２、５３ トーテムポール接続構造
圧駆動型スイッチング素子） ３、５ａ−１’〜５ａ−６’ ＩＧＢＴ（第２電圧駆動
型スイッチング素子） ４、５４ 電流検出用抵抗（電流検出部） ５、５ｂ 制御部 ５ａ スイッチング部 ５ｂ−１〜５ｂ−３ 制御用集積回路 ３１ 抵抗器（第１抵抗性素子） ３２ 抵抗器（第２抵抗性素子） ４１ 抵抗器（第３抵抗性素子） ４２ 抵抗器（第４抵抗性素子） ４３ スイッチング素子（第３スイッチング素子） ５１、５２、５３ トーテムポール接続構造
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J055 AX12 AX66 BX16 CX08 CX20 DX09 DX22 DX54 DX56 DX82 DX88 EX06 EX07 EY01 EY12 EY17 EY21 EZ10 FX04 FX08 FX12 FX19 FX31 FX32 GX01 GX06
Claims (9)
- 【請求項１】 第１駆動電圧を駆動電極に印加すること
により導通状態となる第１電圧駆動型スイッチング素子
と、前記第１駆動電圧とは異なるレベルの第２駆動電圧
を駆動電極に印加することにより導通状態となる第２電
圧駆動型スイッチング素子とを備え、 前記第１電圧駆動型スイッチング素子と前記第２電圧駆
動型スイッチング素子とを負荷への供給電流に対して並
列に接続したことを特徴とする半導体装置。 - 【請求項２】 前記半導体装置は、並列接続された前記
第１および第２電圧駆動型スイッチング素子の一方の対
と、並列接続された前記第１および第２電圧駆動型スイ
ッチング素子の他方の対とを直列に接続したトーテムポ
ール接続構造を有することを特徴とする請求項１記載の
半導体装置。 - 【請求項３】 前記半導体装置は、 前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部と、 前記電流検出部により検出された電流値に基づいて、並
列接続された前記第１および第２電圧駆動型スイッチン
グ素子の駆動電極に対して出力する電圧を前記第１駆動
電圧および前記第２駆動電圧のいずれかに切り換える制
御部とを備えたことを特徴とする請求項１または２記載
の半導体装置。 - 【請求項４】 前記制御部は、前記電流検出部により検
出された前記電流値が所定値よりも小さい場合、前記第
２駆動電圧よりも小さなレベルを有する前記第１駆動電
圧を出力することを特徴とする請求項３記載の半導体装
置。 - 【請求項５】 前記第１電圧駆動型スイッチング素子の
第１閾値電圧と前記第２電圧駆動型スイッチング素子の
第２閾値電圧との差が２Ｖ以上であり、前記第１電圧駆
動型スイッチング素子の導通抵抗をＲｏｎ、前記第２電
圧駆動型スイッチング素子の導通時電圧降下をＶｄとし
た場合、前記所定値はＶｄ／Ｒｏｎに設定されることを
特徴とする請求項４記載の半導体装置。 - 【請求項６】 前記半導体装置は、第１抵抗性素子およ
び第２抵抗性素子を備え、前記第１抵抗性素子は前記第
１電圧駆動型スイッチング素子の駆動電極に接続された
一端を有し、前記第２抵抗性素子は前記第２電圧駆動型
スイッチング素子の駆動電極に接続された一端を有し、
前記第１および第２抵抗性素子は共通電極に接続された
他端を有し、 前記制御部は、前記共通電極に前記第１駆動電圧または
前記第２駆動電圧を出力することを特徴とする請求項３
記載の半導体装置。 - 【請求項７】 前記半導体装置は、 一端が前記第１電圧駆動型スイッチング素子の駆動電極
に接続され、他端が前記第２電圧駆動型スイッチング素
子の駆動電極に接続された第３抵抗性素子と、 一端が前記第１電圧駆動型スイッチング素子の駆動電極
に接続された第４抵抗性素子と、 前記第４抵抗性素子の他端に接続され、前記制御部から
の制御信号に応じて前記第４抵抗性素子を介して前記第
１電圧駆動型スイッチング素子を非導通状態にする第３
スイッチング素子を備え、 前記制御部は、前記第３抵抗性素子の一端に前記第１駆
動電圧または前記第２駆動電圧を出力することを特徴と
する請求項３記載の半導体装置。 - 【請求項８】 前記第１電圧駆動型スイッチング素子は
金属酸化膜型電界効果トランジスタであり、前記第２電
圧駆動型スイッチング素子は絶縁ゲート型バイポーラト
ランジスタである請求項１から７のいずれか一項記載の
半導体装置。 - 【請求項９】 請求項１から８のいずれか一項記載の半
導体装置を用いたことを特徴とする電力制御機器。
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