WO2020090788A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2020090788A1
WO2020090788A1 PCT/JP2019/042297 JP2019042297W WO2020090788A1 WO 2020090788 A1 WO2020090788 A1 WO 2020090788A1 JP 2019042297 W JP2019042297 W JP 2019042297W WO 2020090788 A1 WO2020090788 A1 WO 2020090788A1
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WO
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switching element
switching
mosfet
igbt
voltage
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PCT/JP2019/042297
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English (en)
French (fr)
Inventor
光徳 木村
将士 増本
優 山平
Original Assignee
株式会社デンソー
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Publication date
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device.
  • the power converter is equipped with an inverter circuit, a gate drive circuit, a gate drive signal selection circuit, and the like.
  • the inverter circuit has an element pair in which an IGBT and a MOSFET are connected in parallel and a diode is connected in antiparallel to the IGBT and the MOSFET, and these element pairs are connected in series as a pair of upper and lower arm elements.
  • the gate drive circuit generates a gate drive signal that controls conduction of the IGBT and MOSFET based on a voltage command that controls the AC power output from the inverter circuit and a triangular wave that is a carrier signal.
  • the gate drive signal selection circuit outputs only one of the first and second gate drive signals based on the carrier frequency of the carrier signal and the loss prediction information of the inverter circuit, or the first gate drive signal and the first gate drive signal. It is selected whether to output both of the two gate drive signals.
  • the gate drive signal selection circuit sets the first gate drive signal or the second gate drive signal so that the switching frequency of the MOSFET becomes greater than the switching frequency of the IGBT. Control the gate drive signal of.
  • the first gate drive signal or the second gate drive signal is set so that the number of times of switching of the MOSFET is greater than the number of times of switching of the IGBT even in the output current region where the current shunted between the MOSFET and the IGBT flows. Can be controlled. Therefore, the power conversion device may not be able to reduce the drive loss.
  • the present disclosure aims to provide a power conversion device capable of reducing drive loss.
  • a power conversion device includes a switching unit that includes a first switching element and a second switching element that has a saturation voltage different from that of the first switching element and that is connected in parallel to the first switching element; And a drive unit that individually drives the first switching element and the second switching element.
  • the drive unit sets the number of times of switching of the second switching element to be equal to or less than the number of times of switching of the first switching element in a voltage region in which the ON voltage of the first switching element is equal to or less than the intercept of the ON voltage of the second switching element.
  • the number of times of switching of the second switching element is made smaller than the number of times of switching of the first switching element. Therefore, according to the present disclosure, the number of switching times of the second switching element is reduced, so that the drive loss can be reduced as compared with the case where the number of switching times of the second switching element is not reduced.
  • FIG. 1 It is a circuit diagram which shows schematic structure of the inverter circuit in 1st Embodiment. It is a block diagram showing a schematic structure of a power converter in a 1st embodiment. It is a circuit diagram which shows schematic structure of the power converter device in 1st Embodiment. It is a block diagram showing a schematic structure of a microcomputer in the first embodiment. 3 is a flowchart showing a processing operation of the microcomputer in the first embodiment. 5 is a drawing showing an example of switching operation between the MOSFET and the RC-IGBT in the first embodiment.
  • FIG. 11 is a waveform diagram in the case of switching the MOSFET and the RC-IGBT in the first modification with a current threshold value.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a schematic configuration of an arm in Modification 2.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a schematic configuration of an inverter circuit in Modification 3;
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a schematic configuration of an arm in Modification 4.
  • It is a block diagram which shows schematic structure of the power converter device in 2nd Embodiment. It is a circuit diagram which shows schematic structure of the power converter device in 2nd Embodiment. It is a block diagram which shows schematic structure of the power converter device in 3rd Embodiment. It is a circuit diagram which shows schematic structure of the power converter device in 3rd Embodiment.
  • the power conversion device of the present disclosure can be applied to an inverter circuit, a converter circuit, and the like. More specifically, the power converter can be applied to a three-phase inverter, a buck-boost converter, and the like. It can also be said that the power converter can adopt a configuration including an inverter circuit, a converter circuit, and the like.
  • FIGS. 1 to 6 A power conversion apparatus according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 6.
  • a power conversion device that is connected to the motor generator 100 as a load and that includes the inverter circuit 2 that drives and controls the motor generator 100 is adopted.
  • the motor generator 100 is also referred to as a load in some drawings.
  • the power conversion device includes an inverter circuit 2 including an arm 10 corresponding to a switching unit, a driver IC 20 and a microcomputer 30 corresponding to a driving unit.
  • the power conversion device also includes a current sensor 40 corresponding to a current detection unit.
  • a three-phase inverter is used as an example of the inverter circuit 2.
  • the inverter circuit 2 includes three upper and lower arm circuits 1 including two arms 10 connected in series.
  • the smoothing capacitor 50 is connected to the input side of the inverter circuit 2, and the motor generator 100 is connected to the output side thereof.
  • the motor generator is described as MG.
  • the three upper and lower arm circuits 1 are, for example, U-phase, V-phase, and W-phase from the smoothing capacitor 50 side.
  • the arm 10 on the high potential side of each upper and lower arm circuit 1 can also be said to be an upper arm.
  • the arm 10 on the low potential side can be said to be the lower arm.
  • each arm 10 has a MOSFET 11 as a first switching element and an RC-IGBT 12 as a second switching element connected in parallel.
  • the saturation voltage is different between the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. Therefore, the characteristics of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are different as shown in FIG.
  • the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 may be collectively referred to as switching elements 11 and 12.
  • the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 have different DC characteristics. More specifically, the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 have different on-resistances.
  • the plurality of MOSFETs 11 in the inverter circuit 2 can be said to be a first switching element group.
  • the plurality of RC-IGBTs 12 in the inverter circuit 2 can be said to be a second switching element group.
  • the MOSFET 11 is mainly composed of SiC.
  • the RC-IGBT 12 is composed mainly of Si.
  • the IGBT 12a and the FWD 12b connected in antiparallel with the IGBT 12a are configured as the same element.
  • a wide bandgap semiconductor different from SiC may be used as a main component as the first switching element.
  • a semiconductor different from Si as a main component may be configured as the second switching element, and an IGBT different from the RC-IGBT 12 may be adopted.
  • the switching elements 11 and 12 are semiconductor switching elements.
  • the drain of the MOSFET 11 and the collector of the RC-IGBT 12 are connected, the source of the MOSFET 11 and the emitter of the RC-IGBT 12 are connected, and they are connected in parallel.
  • the gate of the MOSFET 11 and the gate of the RC-IGBT 12 are both connected to the driver IC 20.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • RC-IGBT is an abbreviation for Reverse Conducting IGBT.
  • MOSFET is an abbreviation of metal-oxide-semiconductor field-effect transistor.
  • FWD is an abbreviation for Free Wheeling Diode.
  • the driver IC 20 corresponds to a driver circuit. As shown in FIG. 3, the driver IC 20 is connected via a gate wiring different from the gate of the MOSFET 11 and the gate of the RC-IGBT 12. That is, in the driver IC 20, the gate wiring connected to the gate of the MOSFET 11 and the gate wiring connected to the gate of the RC-IGBT 12 different from the gate wiring are connected. In this way, the driver IC 20 is individually connected to the gate of the MOSFET 11 and the gate of the RC-IGBT 12 via the gate wiring. It should be noted that the gate wiring connected to the gate of the MOSFET 11 may be referred to as a first gate wiring, and the gate wiring connected to the gate of the RC-IGBT 12 may be referred to as a second gate wiring.
  • the driver IC 20 receives a first drive signal from the microcomputer 30 and a second drive signal different from the first drive signal. Then, the driver IC 20 outputs the first gate drive signal and the second gate drive signal to each of the switching elements 11 and 12 based on the first drive signal and the second drive signal from the microcomputer 30. That is, the driver IC 20 outputs the first gate drive signal to the gate of the MOSFET 11 based on the first drive signal, and outputs the second gate drive signal to the gate of the RC-IGBT 12 based on the second drive signal.
  • the first gate drive signal and the second gate drive signal correspond to drive signals.
  • the driver IC 20 of this embodiment is connected to the gate of the MOSFET 11 and the gate of the RC-IGBT 12 in each arm 10. Therefore, the driver IC 20 outputs the first gate drive signal to each gate of the first switching element group and outputs the second gate drive signal to each gate of the second switching element group.
  • the microcomputer 30 corresponds to the control unit.
  • the microcomputer 30 includes, for example, an arithmetic processing device such as a CPU and a storage device as a storage medium such as a ROM and a RAM that stores programs and data.
  • the microcomputer 30 is connected to the driver IC 20 and the current sensor 40.
  • the storage device stores a feedback signal, which will be described later, a first threshold value, a second threshold value, a third threshold value, a carrier frequency set value, and the like.
  • the microcomputer 30 includes an output current determination unit 31, a carrier frequency determination unit 32, a drive signal output unit 33, and the like as functional blocks.
  • the power conversion device has a first drive state in which only the MOSFET 11 is driven and a second drive state in which both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven. That is, it can be said that the power conversion device is configured to be able to switch (select) between the first drive state and the second drive state.
  • the first drive state is set.
  • a transition period for selecting the second drive state is provided.
  • the transition period is a period in which a drive state in which the drive loss is small is selected from the first drive state and the second drive state depending on the carrier frequency (switching frequency).
  • This drive loss is the drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12, and is divided into conduction loss (loss due to Von) and switching loss.
  • the width of the transition period changes depending on the carrier frequency.
  • Width of this transition period changes depending on the carrier frequency.
  • the transition period is provided only when the microcomputer 30 switches the driving of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 as in this embodiment (FIGS. 3 and 12).
  • the first threshold, the second threshold, and the third threshold are current thresholds.
  • the first threshold value is a value to be compared with the output current value of the arm 10, and corresponds to the output current value in which a current flows only in the MOSFET 11 when both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven.
  • the first threshold the maximum value of the output current value in which the current flows only in the MOSFET 11 can be adopted.
  • the second threshold is a threshold adopted when the carrier frequency is the first carrier frequency.
  • the third threshold is a threshold adopted when the carrier frequency is the second carrier frequency.
  • the second threshold value and the third threshold value are values to be compared with the output current value of the arm 10. When both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven, the output current value in which a current flows through both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. Equivalent to.
  • the second threshold value and the third threshold value are set by simulation or the like so that the drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 is as small as possible.
  • the second threshold value and the third threshold value can be adopted even if they are the minimum values of the output current values in which the current flows through both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the second threshold value and the third threshold value are larger than the first threshold value.
  • the microcomputer 30 acquires a feedback signal from the current sensor 40 and stores the acquired feedback signal in a storage device. Further, in the microcomputer 30, the arithmetic processing device executes the program stored in the storage device and also performs the arithmetic processing using the feedback signal (output current) stored in the storage device.
  • the microcomputer 30 outputs the first drive signal and the second drive signal (PWM signal) based on the feedback signal and the carrier frequency. That is, the microcomputer 30 outputs the first drive signal and the second drive signal to the driver IC 20. Further, the microcomputer 30 is configured to be able to individually output the first drive signal and the second drive signal (PWM signal).
  • the first drive signal corresponds to the first PWM signal, is a signal for driving the MOSFET 11, and can be said to be a signal for instructing to drive the MOSFET 11.
  • the second drive signal corresponds to the second PWM signal, is a signal for driving the RC-IGBT 12, and can be said to be a signal instructing to drive the RC-IGBT 12.
  • the second drive signal is a drive signal different from the first drive signal.
  • the microcomputer 30 controls the output and stop of the first drive signal and the output and stop of the second drive signal based on the feedback signal and the carrier frequency. The processing operation of the microcomputer 30 will be described later in detail.
  • the power conversion device includes a driver IC 20 and a microcomputer 30 as a drive unit that individually drives the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. That is, the power conversion device has a configuration in which the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 can be independently driven and controlled.
  • the current sensor 40 detects the output current of the arm 10. In other words, the current sensor 40 outputs an electric signal corresponding to the output current of the arm 10 to the microcomputer 30. This electric signal can be called a feedback signal.
  • the feedback signal is a signal corresponding to the output current. Also, the feedback signal can be paraphrased as a sensor signal.
  • the current sensor 40 that detects the phase current flowing through each phase is adopted.
  • the present disclosure is not limited to this, and can also be adopted in an element current sensor that individually detects the output current of the MOSFET 11 and the output current of the RC-IGBT 12.
  • the microcomputer 30 executes the processing shown in the flowchart of FIG. 5 at a predetermined cycle.
  • a predetermined cycle for example, a calculation cycle in which the microcomputer 30 executes a process can be adopted.
  • a drive signal is output to the driver IC 20. That is, the drive signal output unit 33 outputs the first drive signal and the second drive signal to the driver IC 20. As a result, the driver IC 20 drives the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the output current determination unit 31 determines whether the output current is smaller than the first threshold value based on the feedback signal output from the current sensor 40. If it is determined that the output current is smaller, the process proceeds to S30 and is determined to be smaller. If not, the process proceeds to S40.
  • the drive signal output unit 33 outputs the first drive signal without outputting the second drive signal in order to drive only the MOSFET 11 of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the driver IC 20 drives the MOSFET 11 without driving the RC-IGBT 12, as shown in FIG.
  • the microcomputer 30 drives only the MOSFET 11 in the output current region where the current flows only in the MOSFET 11 among the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the carrier frequency determination unit 32 determines whether the carrier frequency is the first carrier frequency or the second carrier frequency.
  • the microcomputer 30 confirms the current setting value and determines whether the carrier frequency is the first carrier frequency. In other words, the microcomputer 30 determines, based on the carrier frequency, which of the second threshold value and the third threshold value is used as the threshold value for selecting the first driving state and the second driving state.
  • the process proceeds to S50. If the carrier frequency determination unit 32 does not determine the first carrier frequency, that is, if the second carrier frequency is determined, the process proceeds to S70.
  • the output current determination unit 31 determines whether or not the output current is smaller than the second threshold value based on the feedback signal output from the current sensor 40. If it is determined to be smaller, the process proceeds to S30 and is determined to be smaller. If not, the process proceeds to S60.
  • the drive signal output unit 33 outputs a second drive signal in addition to the first drive signal in order to drive both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the driver IC 20 drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12, as shown in FIG.
  • the microcomputer 30 drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 when at least a part of the output current region in which the current shunting the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows.
  • the power converter drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12
  • the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 shunt the current.
  • the output current determination unit 31 determines whether the output current is smaller than the third threshold value based on the feedback signal output from the current sensor 40. If it is determined that the output current is smaller, the process proceeds to S30 and is determined to be smaller. If not, the process proceeds to S60.
  • the microcomputer 30 drives and controls the inverter circuit 2 in this way.
  • the power converter uses the RC-IGBT 12 as a switching element connected in parallel with the MOSFET 11. Even in this case, the synchronous rectification of the MOSFET 11 is used during the return. However, it is preferable that the power converter does not turn on the RC-IGBT 12 when the RC-IGBT 12 circulates. This is because the RC-IGBT 12 may have worse drive loss if the gate is turned on during the return. Note that the synchronous rectification is to turn on the MOSFET 11 and return the current to the MOSFET 11 even during the return.
  • the power conversion device determines which of the first drive state and the second drive state is to be selected for each predetermined cycle in which the microcomputer 30 executes processing. Therefore, when the power converter selects one of the first drive state and the second drive state in a certain cycle, it does not switch the drive state until the next cycle.
  • the power conversion device drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 when at least a part of the output current region in which the current shunted by the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows, so that the total drive loss can be reduced. That is, the present disclosure can reduce the total drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 as compared with the case of driving only one of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the power conversion device drives only the MOSFET 11 in the output current region where the current flows only in the MOSFET 11. Therefore, the power conversion device can reduce the drive loss as compared with driving both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 because the RC-IGBT 12 is not driven.
  • the power converter does not need to add a new drive IC because the microcomputer 30 generates the first drive signal and the second drive signal. Further, the power converter operates at the clock speed of the microcomputer 30. Therefore, the power conversion device can generate the first drive signal and the second drive signal on the order of ⁇ s, for example.
  • the power conversion device can control the driving of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 with a current threshold value for each carrier frequency pattern so as to minimize the total driving loss.
  • a power conversion device having two carrier frequency patterns for switching the switching elements 11 and 12 is adopted.
  • the switching elements 11 and 12 switch at either the first carrier frequency or the second carrier frequency.
  • the present disclosure is not limited to this.
  • the microcomputer 30 including the carrier frequency determination unit 32 is adopted.
  • the present disclosure can be adopted even in the microcomputer 30 that does not include the carrier frequency determination unit 32. Therefore, the present disclosure may output the first drive signal and the second drive signal (PWM signal) based on the feedback signal, not based on the carrier frequency.
  • the present disclosure drives only the MOSFET 11 in the output current region where the current flows only in the MOSFET 11 among the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. Then, the present disclosure drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 when at least a part of the output current region in which the current shunting the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows.
  • the present disclosure can achieve the above effects as long as it switches between the first drive state and the second drive state.
  • the power converter can also be applied to a converter circuit that boosts the voltage, a converter circuit that steps down the voltage, a converter circuit that steps up and down the voltage, and so on.
  • the power conversion device can achieve the same effect as the above. That is, the power converter can reduce the drive loss of the converter.
  • the first modification is different from the above-described embodiment in that the driving of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 is determined according to the comparison result of the feedback signal and the first current threshold and the second current threshold during the transition period.
  • the second current threshold value is a value larger than the first current threshold value. Both current thresholds are set based on the MOSFET 11, the RC-IGBT 12, and the drive loss.
  • the first current threshold value is a current value when the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 have the same Von.
  • the second current threshold value is a current value that minimizes the total drive loss in consideration of switching loss. Since the switching loss changes depending on the carrier frequency, a transition period is provided.
  • the microcomputer 30 drives only the MOSFET 11, only the RC-IGBT 12, or both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 so that the total drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 is reduced. ..
  • the MOSFET 11 is driven only on the low current side, so that the switching speed can be increased with respect to the RC-IGBT 12.
  • the second modification is different from the above embodiment in the configuration of the arm 10a.
  • the arm 10a includes a MOSFET 11 and an IGBT 12a connected in parallel.
  • the IGBT 12a corresponds to the second switching element.
  • the IGBT 12a is mainly composed of Si.
  • the arm 10a can be applied to an inverter circuit or a converter circuit as in the above embodiment. Even in the second modification, the same effect as that of the above-described embodiment can be obtained.
  • Modification 3 As shown in FIG. 9, an example in which the arm 10a is applied to the inverter circuit 2a is adopted. Modification 3 is different from the above embodiment in the configuration of the inverter circuit 2a.
  • the inverter circuit 2a differs from the inverter circuit 2 in that the arm 10a of the first modification is provided instead of the arm 10. Therefore, the upper and lower arm circuit 1a includes two arms 10a connected in series.
  • the inverter circuit including the arm 10a uses the built-in diode of the MOSFET 11 and the synchronous rectification during the return. Even in the third modification, the same effect as that of the above-described embodiment can be obtained.
  • the modified example 4 is different from the second embodiment in the configuration of the arm 10b. As shown in FIG. 10, in the arm 10b, the MOSFET 11, the IGBT 12a, and the FWD 12b are connected in parallel. The IGBT 12a and the FWD 12b are separate elements.
  • the arm 10b can be applied to an inverter circuit or a converter circuit as in the above embodiment. Even in the modified example 4, the same effect as that of the above-described embodiment can be obtained.
  • the power conversion device includes a microcomputer 30a and a driver IC 20a as a drive unit.
  • the microcomputer 30a outputs a drive signal (PWM signal) instructing the driving of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12, and a switching signal for switching the driven element of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the microcomputer 30a outputs, for example, as a drive signal, a signal instructing driving of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 without distinguishing between the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. That is, the microcomputer 30a does not output the first drive signal and the second drive signal corresponding to the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12, respectively, but outputs the drive signal common to the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the microcomputer 30a As the switching signal, the microcomputer 30a outputs, for example, a signal indicating that the MOSFET 11 is driven to stop the RC-IGBT 12, or a signal indicating that both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven.
  • the microcomputer 30a may output, as the switching signal, for example, a signal indicating that the MOSFET 11 is stopped and the RC-IGBT 12 is driven.
  • the microcomputer 30a outputs a drive signal and a switching signal based on the feedback signal.
  • the microcomputer 30a outputs the drive signal based on the feedback signal and also outputs the switching signal so as to bring the drive state according to the feedback signal.
  • the microcomputer 30a does not output the first drive signal and the second drive signal to switch between the first drive state and the second drive state, but outputs the switching signal to output the first drive state and the second drive state. Switch between states. That is, the microcomputer 30a executes the same processing as that of the flowchart of FIG. 5, but when it proceeds to S30, it outputs a switching signal indicating that the MOSFET 11 is driven and the RC-IGBT 12 is stopped. Further, the microcomputer 30a outputs a switching signal indicating that both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven when proceeding to S60.
  • the driver IC 20a outputs the first gate drive signal to the MOSFET 11 and the second gate drive signal to the RC-IGBT 12 based on the drive signal and the switching signal. That is, the driver IC 20a outputs the first gate drive signal without outputting the second gate drive signal when the drive signal and the switching signal indicating that the MOSFET 11 is driven and the RC-IGBT 12 is stopped are input. To do. Further, the driver IC 20a outputs the first gate drive signal and the second gate drive signal when the drive signal and the switching signal indicating to drive both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are input.
  • the power conversion device of this embodiment can operate similarly to the first embodiment. Therefore, the power conversion device of this embodiment can achieve the same effects as the power conversion device of the first embodiment.
  • the microcomputer 30a may output the switching signal based on the carrier frequency in addition to the feedback signal during the transition period as in the first embodiment. Further, the microcomputer 30a may output the switching signal according to the comparison result of the feedback signal and the first current threshold value and the second current threshold value in the transition period as in the first modification.
  • a power conversion device according to the third embodiment will be described with reference to FIGS. 13, 14, and 15.
  • the present embodiment is different from the above embodiment in the signal output from the microcomputer 30b and the operation of the driver IC 20b. Since the other points are similar to those of the first embodiment, the first embodiment can be applied. Further, in the present embodiment, the above modified example can be applied.
  • the power conversion device includes a microcomputer 30b and a driver IC 20b as a drive unit.
  • the microcomputer 30b outputs a drive signal instructing driving of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the microcomputer 30b outputs, for example, as a drive signal, a signal instructing driving of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 without distinguishing between the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. That is, the microcomputer 30b does not output the first drive signal and the second drive signal corresponding to the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12, respectively, but outputs the drive signal common to the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.
  • the feedback signal from the current sensor 40 is input to the driver IC 20b.
  • the driver IC 20b outputs a gate drive signal to each of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 based on the feedback signal.
  • the driver IC 20b receives the first feedback signal which is an electric signal corresponding to the output current of the MOSFET 11 of the arm 10 and the second feedback signal which is an electric signal corresponding to the output current of the RC-IGBT 12 of the arm 10. Then, the driver IC 20b outputs and stops the first gate drive signal to the MOSFET 11 and outputs and stops the second gate drive signal to the RC-IGBT 12 based on the first feedback signal and the second feedback signal.
  • the driver IC 20b outputs the first gate drive signal and drives only the MOSFET 11 until the first feedback signal reaches the first threshold value.
  • the driver IC 20b drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 when the first threshold is exceeded.
  • the driver IC 20b outputs the first gate drive signal to drive only the MOSFET 11 when the threshold value indicating that no current is flowing is reached by the second feedback signal.
  • the driver IC 20b can drive only the MOSFET 11 by outputting the first gate drive signal without outputting the second gate drive signal in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11 of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. Then, the driver IC 20b outputs the first gate drive signal and the second gate drive signal to output both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 when at least a part of the output current region in which the current shunting the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows. Can be driven.
  • the power conversion device of this embodiment can operate similarly to the first embodiment. Therefore, the power conversion device of this embodiment can achieve the same effects as the power conversion device of the first embodiment.
  • the power converter of the present embodiment can switch between the first drive state and the second drive state by the driver IC 20b (hardware). Therefore, the microcomputer 30b does not need to output a drive signal or a switching signal for each switching element. Further, since the power conversion device of the present embodiment does not need to perform drive switching by a microcomputer, it is not necessary to modify software and can be shared with a microcomputer and software adopted by an inverter that does not perform switching control. .. Further, the power conversion device according to the present embodiment can switch between the first drive state and the second drive state regardless of the predetermined cycle in which the microcomputer 30 executes the process. Therefore, the power converter of the present embodiment can switch between the first drive state and the second drive state more finely than the power converter of the first embodiment.
  • driving of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 is determined according to the comparison result of the feedback signal and the first current threshold value and the second current threshold value. You may.
  • the driver IC 20b drives only the MOSFET 11 or both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 during the transition period so that the total drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 is reduced.
  • the driver IC 20b drives only the MOSFET 11 when the feedback signal is between the first current threshold and the second current threshold, and the MOSFET 11 and RC when the feedback signal is not between the first current threshold and the second current threshold. -Drive both IGBTs 12.
  • the power conversion device according to the fourth embodiment will be described with reference to FIG. 16.
  • the present embodiment differs from the third embodiment in that a feedback signal is output from the current sensor 40 that detects a phase current. Since the other points are similar to those of the third embodiment, the third embodiment can be applied. Further, in the present embodiment, the above modified example can be applied.
  • the driver IC 20c outputs and stops the first gate drive signal to the MOSFET 11 and outputs and stops the second gate drive signal to the RC-IGBT 12 based on the feedback signal.
  • the driver IC 20b outputs the first gate drive signal and drives only the MOSFET 11 until the feedback signal reaches the first threshold value. On the other hand, the driver IC 20b drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 when the first threshold is exceeded.
  • the driver IC 20b can drive only the MOSFET 11 by outputting the first gate drive signal without outputting the second gate drive signal in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11 of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. Then, the driver IC 20b outputs the first gate drive signal and the second gate drive signal to output both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 when at least a part of the output current region in which the current shunting the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows. Can be driven.
  • the power conversion device of this embodiment can operate similarly to the third embodiment. Therefore, the power conversion device of this embodiment can achieve the same effects as the power conversion device of the third embodiment.
  • a first switching element includes a first MOSFET 111 and a second MOSFET 112
  • a second switching element includes a first IGBT 121 and a second IGBT 122
  • the first MOSFET 111 and the second MOSFET 112 are similar to the MOSFET 11.
  • the first IGBT 121 and the second IGBT 122 are similar to the IGBT 12a.
  • the common wiring 60 is connected to the high potential side of the arm 10c.
  • the common wiring 60 branches into a first branch wiring 61 and a second branch wiring 62.
  • the first branch wiring 61 branches from the common wiring 60 to the MOSFET 111, 112 side and is connected to the first MOSFETs 111, 112.
  • the second branch wiring 62 branches from the common wiring 60 to the IGBTs 121, 122 side and is connected to the first IGBTs 121, 122.
  • the first inductance L1 is the wiring inductance of the common wiring 60.
  • the second inductance L2 is the wiring inductance of the first branch wiring 61.
  • the third inductance L3 is the wiring inductance of the second branch wiring 62.
  • the common wiring 60 and the first branch wiring 61 are referred to as a main circuit of the MOSFET, and the common wiring 60 and the second branch wiring 62 are referred to as a main circuit of the IGBT. Therefore, the main circuit inductance of the MOSFET is L1 + L2. On the other hand, the main circuit inductance of the IGBT is L1 + L3.
  • the power conversion device is preferable when L1 + L2 is smaller than L1 + L3 because the drive loss at low current can be reduced. That is, as described above, the power conversion device drives only the first switching element when the current is low in the first switching element. Therefore, the power conversion device can reduce the drive loss when only the first MOSFET 111 and the second MOSFET 112 are driven by making L1 + L2 smaller than L1 + L3.
  • the power conversion device when applied to an inverter circuit that drives a motor generator 100 as a power source mounted on a hybrid vehicle, the power conversion device causes a drive loss in a driving condition of city riding or a driving condition that affects fuel efficiency. Can be made smaller.
  • the power conversion device is preferable when L1 + L3 is smaller than L1 + L2 because the drive loss at the time of a large current can be reduced. That is, as described above, the power conversion device drives the first switching element and the second switching element when a large current flows through both the first switching element and the second switching element. Therefore, the power conversion device can reduce the drive loss of the IGBTs 121 and 122 when driving the MOSFETs 111 and 112 and the IGBTs 121 and 122 by making L1 + L3 smaller than L1 + L2. Thereby, the power converter can also reduce the element size of the IGBTs 121 and 122. That is, the power conversion device can also reduce the element size of the IGBTs 121 and 122.
  • the power conversion device of this embodiment operates in the same manner as in the first embodiment. Therefore, the power converter of this embodiment can achieve the same effect as the power converter of 3rd Embodiment.
  • FIGS. 18 and 19 A power conversion device according to the sixth embodiment will be described with reference to FIGS. 18 and 19.
  • differences from the first embodiment will be mainly described. Therefore, in this embodiment, the description of the first embodiment can be applied to the same parts as those of the first embodiment.
  • This embodiment mainly differs from the first embodiment in the control content when the number of times of switching is reduced.
  • a MOSFET is adopted as the first switching element and an RC-IGBT is adopted as the second switching element.
  • the RC-IGBT 12 corresponds to the IGBT.
  • FIG. 19 shows the characteristics of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 similar to those in FIG. The same applies to FIGS. 21 and 27, which will be described later.
  • the power conversion device includes an inverter circuit 2 including an arm 10 corresponding to a switching unit, a driver IC 20 corresponding to a driving unit, and a microcomputer 30.
  • the power conversion device includes a voltage sensor that detects the on-voltage Von of the RC-IGBT 12 or the MOSFET 11, as shown in FIG.
  • the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the on-voltage Von of the RC-IGBT 12 or the MOSFET 11. Therefore, the microcomputer 30 of the present embodiment can be regarded as including an on-voltage determination unit instead of the output current determination unit 31 of the microcomputer 30 of the first embodiment.
  • a well-known voltage sensor can be adopted as the voltage sensor.
  • the RC-IGBT 12 has a larger gate input charge amount Qg than the MOSFET 11.
  • the drive loss increases as the gate input charge amount Qg increases. Therefore, the RC-IGBT 12 has a larger drive loss than the MOSFET 11.
  • the power conversion device has a third drive state and a fourth drive state.
  • the third driving state is a state in which the number of switching times of the RC-IGBT 12 is smaller than the number of switching times of the MOSFET 11.
  • the fourth drive state the number of switching times of the MOSFET 11 and the number of switching times of the RC-IGBT 12 are the same.
  • the third driving state and the fourth driving state are driving states in which both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven. Therefore, the microcomputer 30 switches the drive state between the third drive state and the fourth drive state.
  • driving control of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 as in the third driving state can be referred to as third driving control.
  • driving control of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 as in the fourth driving state can be referred to as fourth driving control.
  • the microcomputer 30 Upon acquiring the on-voltage Von, the microcomputer 30 compares the on-voltage Von with the voltage threshold.
  • the voltage threshold is a threshold for determining whether or not it is in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11.
  • the microcomputer 30 determines that the current flows only in the MOSFET 11 in the output current region.
  • the voltage threshold is a threshold for determining whether the on-voltage of the MOSFET 11 is in a voltage region equal to or lower than the intercept of the on-voltage of the RC-IBGT 12.
  • the microcomputer 30 determines that the on-voltage of the MOSFET 11 is a voltage region equal to or less than the intercept of the on-voltage of the RC-IBGT 12. judge. That is, the voltage region in which the on-voltage of the MOSFET 11 is equal to or less than the intercept of the on-voltage of the RC-IBGT 12 can be restated as the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11.
  • the intercept of the ON voltage of the RC-IBGT 12 is the part described as the threshold value in FIG.
  • the microcomputer 30 determines that the current flows only in the MOSFET 11 and reduces the number of times the RC-IGBT 12 is switched. Specifically, the microcomputer 30 sets the driving state to the third driving state and makes the number of times of switching of the RC-IGBT 12 smaller than the number of times of switching of the MOSFET 11. In particular, the microcomputer 30 may set the number of times of switching of the RC-IGBT 12 to be smaller than the number of times of switching of the MOSFET 11 only when it is determined that it is in the output current region where the current flows only in the MOSFET 11.
  • the threshold in FIG. 19 is a voltage threshold.
  • the microcomputer 30 sets the drive state to the fourth drive state when it does not determine that the current flows only in the MOSFET 11 when driving the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. That is, the microcomputer 30 may drive both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 when at least a part of the output current region in which the current shunting the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows.
  • the power conversion device can reduce the total drive loss as in the first embodiment.
  • the microcomputer 30 reduces the number of times of switching of the RC-IGBT 12 when it determines that the current flows only in the MOSFET 11 and when it determines that the current does not flow in the MOSFET 11 only. That is, the microcomputer 30 switches the RC-IGBT 12 when it determines that the current is flowing only in the MOSFET 11 rather than the number of times the RC-IGBT 12 is switched when it is determined that the current is flowing only in the MOSFET 11. Reduce the number of times.
  • the power converter can reduce the drive loss by reducing the number of times the RC-IGBT 12 is switched as described above, compared to the case where the number of times the RC-IGBT 12 is switched is not reduced. Further, since the power conversion device directly monitors the on-voltage to determine whether to reduce the number of times the RC-IGBT 12 is switched, it is possible to set the driving state to the third driving state with high accuracy. Further, the power conversion device reduces the number of times of switching of the RC-IGBT 12, which has a larger drive loss than the MOSFET 11, so that the drive loss can be effectively reduced.
  • the microcomputer 30 reduces the number of times of switching of the RC-IGBT 12 to be smaller than the number of times of switching of the MOSFET 11 only when it is determined that it is in the output current region where the current flows only in the MOSFET 11, thereby efficiently reducing the drive loss. You can In other words, drive loss can be reduced while suppressing an increase in the load of MOSFET 11.
  • the microcomputer 30 may reduce the number of switching times of the RC-IGBT 12 by driving only the MOSFET 11. In other words, the microcomputer 30 stops driving the RC-IGBT 12 when it determines that the current flows only in the MOSFET 11 so that the RC-IGBT 12 is switched less frequently than the MOSFET 11.
  • the power conversion device can further reduce drive loss by this.
  • the power converter of the seventh embodiment will be described with reference to FIGS. 20 and 21.
  • differences from the first and sixth embodiments will be mainly described. Therefore, in the present embodiment, the description of the first embodiment and the sixth embodiment can be applied to the same parts as those of the first embodiment and the sixth embodiment.
  • the present embodiment differs from the sixth embodiment in the method of determining whether or not it is in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11.
  • the power converter of the present embodiment includes the inverter circuit 2 including the arm 10 corresponding to the switching unit, the driver IC 20 and the microcomputer 30 corresponding to the driving unit, as in the first and sixth embodiments. .. Further, the power conversion device includes a current sensor that detects the output current of the RC-IGBT 12, as shown in FIG. In other words, the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the output current of the RC-IGBT 12. For this reason, the microcomputer 30 of the present embodiment includes the output current determination unit 31, like the microcomputer 30 of the first embodiment.
  • the microcomputer 30 acquires the detected value of the output current of the RC-IGBT 12 and estimates the on-voltage Von of the RC-IGBT 12 from the output current.
  • the microcomputer 30 can estimate the on-voltage Von using a relational expression between the output current and the on-voltage Von, a map of the output current and the on-voltage Von, and the like.
  • the value of the on-voltage Von estimated by the microcomputer 30 can be said to be an estimated value.
  • the microcomputer 30 may obtain the estimated value in consideration of the element temperature of the RC-IGBT 12.
  • the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the element temperature of the RC-IGBT 12.
  • the microcomputer 30 can acquire the element temperature from a temperature sensor provided in the RC-IGBT 12 or a temperature sensor provided around the RC-IGBT 12.
  • the microcomputer 30 acquires the element temperature and switches the estimated value according to the element temperature.
  • the microcomputer 30 estimates the estimated value according to the element temperature in addition to the relational expression and the map.
  • the estimated value considering the element temperature can be obtained using a relational expression of the output current, the on-voltage Von, and the element temperature, a map of the output current, the on-voltage Von, and the element temperature, and the like. As a result, the power conversion device can obtain the estimated value with higher accuracy than when the element temperature is not taken into consideration.
  • the power conversion device may have a configuration in which the MOSFET 11, the RC-IGBT 12, or the like is provided in a cooler for cooling with cooling water (refrigerant), or a configuration attached to the cooler.
  • a cooler for example, one described in JP-A-2018-101666 can be adopted.
  • the microcomputer 30 acquires the water temperature of the cooling water. Then, the microcomputer 30 may acquire the element temperature by estimating the element temperature of the RC-IGBT 12 from the water temperature.
  • the microcomputer 30 compares the estimated value with the voltage threshold value.
  • the voltage threshold here is the same as the voltage threshold of the sixth embodiment. If the estimated value does not reach the voltage threshold value, that is, if the on-voltage Von is less than the voltage threshold value, the microcomputer 30 determines that the current flows only in the MOSFET 11 in the output current region. Then, similarly to the sixth embodiment, the microcomputer 30 determines that the current value flows only in the MOSFET 11 when the estimated value is less than the voltage threshold value, and reduces the number of times the RC-IGBT 12 is switched.
  • the power conversion device of this embodiment can achieve the same effects as the power conversion device of the sixth embodiment.
  • the power conversion device may use a current threshold value corresponding to a voltage threshold value to determine whether or not it is in an output current region in which a current flows only in the MOSFET 11. In this case, the microcomputer 30 does not need to estimate the on-voltage Von from the output current.
  • the power conversion device according to the eighth embodiment will be described with reference to FIG. In the present embodiment, differences from the sixth embodiment will be mainly described. Therefore, in this embodiment, the description of the sixth embodiment can be applied to the same parts as those of the sixth embodiment. This embodiment is different from the sixth embodiment in that the third drive state is set only in the permission state.
  • the microcomputer 30 has a function of determining whether the driving state is a permission state in which the third drive state is permitted or a prohibition state in which the drive state is prohibited.
  • the microcomputer 30 determines, for example, based on the element temperature of the MOSFET 11 whether it is in a permitted state or a prohibited state.
  • the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the element temperature of the MOSFET 11.
  • the element temperature can be acquired from a temperature sensor provided in the MOSFET 11 or a temperature sensor provided around the MOSFET 11. Further, the microcomputer 30 may estimate the element temperature from the water temperature of the cooling water as in the seventh embodiment.
  • the microcomputer 30 compares the element temperature with the temperature threshold value to determine whether the element temperature is in the permitted state or the prohibited state.
  • the temperature threshold value is set based on the operation upper limit temperature of the MOSFET 11 and the like. That is, the temperature threshold is set to a value such that the element temperature of the MOSFET 11 does not reach the operation upper limit temperature. Further, as the temperature threshold value, a value estimated that the element temperature of the MOSFET 11 reaches the operation upper limit temperature when the current driving state of the arm 10 is continued can be adopted. Therefore, when the element temperature reaches the temperature threshold value, it can be considered that the heat generation state of the MOSFET 11 is severe.
  • the microcomputer 30 sets the prohibition state when the element temperature reaches the temperature threshold value, and sets the permission state when the element temperature does not reach the temperature threshold value. Therefore, when the microcomputer 30 determines that it is in the prohibited state, it sets the driving state to the fourth driving state even in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11. In other words, when the microcomputer 30 determines that it is in the prohibited state, it prohibits the control for reducing the number of times of switching of the RC-IGBT 12 to be smaller than the number of times of switching of the MOSFET 11, even in the output current region where the current flows only in the MOSFET 11. Then, the microcomputer 30 drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. More specifically, the microcomputer 30 sets both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 to the same switching frequency.
  • both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 can have the same switching frequency. Therefore, the power converter of this embodiment can suppress heat generation of the MOSFET 11.
  • the power conversion device of the present embodiment The power converter of this embodiment can achieve the same effects as the power converter of the sixth embodiment. This embodiment can be applied to not only the sixth embodiment but also other embodiments such as the seventh embodiment.
  • the microcomputer 30 uses a torque command as information used for determining whether to set the permission state or the prohibition state.
  • the microcomputer 30 is configured to be able to receive a torque command from an ECU or the like provided outside the power conversion device. Then, the microcomputer 30 drives the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 based on the torque command.
  • the microcomputer 30 Upon acquisition of the torque command, the microcomputer 30 compares the torque indicated by the torque command with the torque and the torque threshold in order to determine whether the torque command is the permitted state or the prohibited state.
  • the torque threshold a value estimated that the element temperature of the MOSFET 11 reaches the operation upper limit temperature when the current driving state of the arm 10 is continued can be adopted. Therefore, when the torque reaches the torque threshold, it can be considered that the heat generation state of the MOSFET 11 is severe.
  • the microcomputer 30 sets the prohibited state when the torque reaches the torque threshold, and sets the permitted state when the torque does not reach the torque threshold. Therefore, when the microcomputer 30 determines that it is in the prohibited state, it sets the driving state to the fourth driving state even in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11. As a result, the power conversion device of this embodiment can achieve the same effects as the power conversion device of the eighth embodiment.
  • the heat generation of the MOSFET 11 may increase due to the preheating of the MOSFET 11 and the control delay.
  • the power conversion device according to the present embodiment is in the prohibited state in response to the torque command, so that the heat generation of the MOSFET 11 can be suppressed from increasing.
  • the present embodiment can be applied to not only the sixth embodiment but also other embodiments such as the seventh embodiment.
  • the microcomputer 30 uses the number of rotations of the motor as information used for determining whether to set the permission state or the prohibition state.
  • the microcomputer 30 rotates the motor by driving the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. Further, the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the rotation speed of the motor from a rotation speed sensor that detects the rotation speed of the motor.
  • the microcomputer 30 Upon acquisition of the rotation speed, the microcomputer 30 compares the rotation speed with a rotation speed threshold value to determine whether the rotation speed is the permitted state or the prohibited state. As the rotation speed threshold value, a value estimated that the element temperature of the MOSFET 11 reaches the operation upper limit temperature when the current driving state of the arm 10 is continued can be adopted. Therefore, when the rotation speed reaches the rotation speed threshold value, it can be considered that the heat generation state of the MOSFET 11 is severe.
  • the microcomputer 30 sets the prohibition state when the rotation speed reaches the rotation speed threshold value, and sets the permission state when the rotation speed does not reach the rotation speed threshold value. Therefore, when the microcomputer 30 determines that it is in the prohibited state, it sets the driving state to the fourth driving state even in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11. That is, the microcomputer 30 sets the drive state to the fourth drive state in the region where the rotation speed is low.
  • the power conversion device of this embodiment can achieve the same effects as the power conversion device of the eighth embodiment.
  • the present embodiment can be applied to not only the sixth embodiment but also other embodiments such as the seventh embodiment.
  • the microcomputer 30 sets the prohibition state at the time of low rotation so as not to reduce the number of times of switching of the RC-IGBT 12 even if it is equal to or less than the threshold value.
  • the microcomputer 30 may be set to the prohibited state at the time of high rotation so that the number of times of switching of the RC-IGBT 12 is not reduced even when the value is equal to or less than the threshold value.
  • the power conversion device of this embodiment includes an arm 10d.
  • the arm 10d includes a MOSFET 11 and an RC-IGBT 12.
  • the arm 10d also includes a main terminal 13a and a signal terminal 13c for the MOSFET 11, and a main terminal 13b and a signal terminal 13d for the RC-IGBT 12.
  • the arm 10d includes a sealing portion 14 that integrally seals these. The sealing portion 14 seals in a state in which a part of the main terminals 13a and 13v and a part of the signal terminals 13c and 13d are exposed.
  • the RC-IGBT 12 has a larger gate input charge amount Qg than the MOSFET 11 as in the sixth embodiment.
  • the RC-IGBT 12 has a larger chip size than the MOSFET 11.
  • the RC-IGBT 12 may have the same thickness as that of the MOSFET 11 and have a plane area orthogonal to the thickness direction wider than that of the MOSFET 11. Further, the RC-IGBT 12 can be adopted even if the thickness thereof is thicker than that of the MOSFET 11 and the area of the plane orthogonal to the thickness direction is wider than that of the MOSFET 11. However, the arm 10d can be adopted if the chip size of the RC-IGBT 12 is larger than that of the MOSFET 11.
  • the power conversion device of this embodiment can achieve the same effects as the power conversion device of the sixth embodiment. That is, the power conversion device reduces the number of times of switching of the RC-IGBT 12, which has a larger drive loss than the MOSFET 11, and thus has a great effect of reducing the drive loss.
  • the RC-IGBT 12 has a larger gate input charge amount Qg than the MOSFET 11 as in the sixth embodiment.
  • the RC-IGBT 12 has more elements than the MOSFET 11.
  • the arm 10e having two RC-IGBTs 12 and one MOSFET 11 is adopted.
  • the present disclosure is not limited to this, and can be adopted if the number of elements of the RC-IGBT 12 is larger than that of the MOSFET 11.
  • the power conversion device of this embodiment can achieve the same effects as the power conversion device of the sixth embodiment. That is, the power conversion device has a larger drive loss than the MOSFET 11 and reduces the number of times of switching of the RC-IGBTs 12, which is larger in number than the MOSFET 11, and thus has a large effect of reducing the drive loss.
  • the MOSFET 11 has a higher gate drive voltage than the RC-IGBT 12.
  • the power converter of this embodiment can achieve the same effects as the power converter of the sixth embodiment.
  • each section is expressed as, for example, S10. Further, each section can be divided into multiple subsections, while multiple sections can be combined into one section. Further, each section thus configured can be referred to as a device, module, means.

Abstract

電力変換装置は、第１スイッチング素子（１１、１１１、１１２）と、第１スイッチング素子と飽和電圧が異なり第１スイッチング素子と並列に接続された第２スイッチング素子（１２、１２ａ、１２１、１２２）と、を含むスイッチング部（１０、１０ａ～１０ｅ）と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを個別に駆動する駆動部（２０、２０ａ～２０ｃ、３０、３０ａ、３０ｂ）と、を備える。駆動部は、第１スイッチング素子のオン電圧が第２スイッチング素子のオン電圧の切片以下の電圧領域では、第２スイッチング素子のスイッチング回数を第１スイッチング素子のスイッチング回数以下とする。

Description

電力変換装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１８年１１月２日に出願された日本特許出願番号２０１８－２０７４３６号、及び、２０１９年１０月２３日に出願された日本特許出願番号２０１９－１９２８９２号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、電力変換装置に関する。
　従来、電力変換装置の一例として、特許文献１に開示されたインバータ回路を備えた電力変換装置がある。
　電力変換装置は、インバータ回路、ゲート駆動回路、ゲート駆動信号選択回路などを備えている。インバータ回路は、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを並列接続し、且つ、これらＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴにダイオードを逆並列に接続した素子対を有し、これらの素子対が上下一対のアーム素子として直列に接続されて構成されている。ゲート駆動回路は、インバータ回路が出力する交流電力を制御する電圧指令及びキャリア信号である三角波に基づき、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの導通を制御するゲート駆動信号を生成する。ゲート駆動信号選択回路は、キャリア信号のキャリア周波数及びインバータ回路の損失予測情報に基づいて、第１及び第２のゲート駆動信号のいずれか一方のみを出力するか、第１のゲート駆動信号及び第２のゲート駆動信号の双方を出力するかを選択する。
　ゲート駆動信号選択回路は、キャリア周波数が予め設定した閾値を超え、かつ、出力電流が閾値未満の場合、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数がＩＧＢＴのスイッチング回数より多くなるように第１のゲート駆動信号または第２のゲート駆動信号を制御する。
特許第５７５５１９７号公報
　上記電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴで分流する電流が流れる出力電流域であっても、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数がＩＧＢＴのスイッチング回数より多くなるように第１のゲート駆動信号または第２のゲート駆動信号を制御することがありうる。このため、電力変換装置では、駆動損失を低減することができない可能性がある。
　本開示は、駆動損失を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本開示の一態様に係る電力変換装置は、第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子と飽和電圧が異なり第１スイッチング素子と並列に接続された第２スイッチング素子と、を含むスイッチング部と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを個別に駆動する駆動部と、を備える。駆動部は、第１スイッチング素子のオン電圧が第２スイッチング素子のオン電圧の切片以下の電圧領域では、第２スイッチング素子のスイッチング回数を第１スイッチング素子のスイッチング回数以下とする。
　本開示によれば、第１スイッチング素子のオン電圧が第２スイッチング素子のオン電圧の切片以下の電圧領域では、第２スイッチング素子のスイッチング回数を第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする。このため、本開示は、第２スイッチング素子のスイッチング回数を少なくする分、第２スイッチング素子のスイッチング回数を少なくしない場合よりも駆動損失を低減することができる。
　本開示についての目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。
第１実施形態におけるインバータ回路の概略構成を示す回路図である。 第１実施形態における電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 第１実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。 第１実施形態におけるマイコンの概略構成を示すブロック図である。 第１実施形態におけるマイコンの処理動作を示すフローチャートである。 第１実施形態におけるＭＯＳＦＥＴとＲＣ－ＩＧＢＴの切り替え動作例を示す図面である。 変形例１におけるＭＯＳＦＥＴとＲＣ－ＩＧＢＴを電流閾値で切り替える場合の波形図である。 変形例２におけるアームの概略構成を示す回路図である。 変形例３におけるインバータ回路の概略構成を示す回路図である。 変形例４におけるアームの概略構成を示す回路図である。 第２実施形態における電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 第２実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。 第３実施形態における電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 第３実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。 第３実施形態におけるＭＯＳＦＥＴとＲＣ－ＩＧＢＴを電流閾値で切り替える場合の波形図である。 第４実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。 第５実施形態におけるアームの概略構成を示す回路図である。 第６実施形態におけるアームの概略構成を示す回路図である。 第６実施形態におけるＩＧＢＴのスイッチング回数の切り替え動作例を示す図面である。 第７実施形態におけるアームの概略構成を示す回路図である。 第７実施形態におけるＩＧＢＴのスイッチング回数の切り替え動作例を示す図面である。 第８実施形態におけるスイッチング回数の切り替えの禁止と許可を示す図面である。 第９実施形態におけるスイッチング回数の切り替えの禁止と許可を示す図面である。 第１０実施形態における相電流の関係とスイッチング回数の切り替えの禁止と許可を示す図面である。 第１０実施形態におけるスイッチング回数の切り替えの禁止と許可を示す図面である。 第１１実施形態におけるアームの概略構成を示す図面である。 第１２実施形態におけるアームの概略構成を示す図面である。 第１３実施形態におけるＩＧＢＴのスイッチング回数の切り替え動作例を示す図面である。
　以下において、図面を参照しながら、本開示を実施するための複数の形態を説明する。各形態において、先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。各形態において、構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については先行して説明した他の形態を参照し適用することができる。
　本開示の電力変換装置は、インバータ回路、コンバータ回路などに適用することができる。詳述すると、電力変換装置は、３相インバータや、昇降圧コンバータなどに適用することができる。また、電力変換装置は、インバータ回路やコンバータ回路などを備えた構成を採用できるとも言える。
（第１実施形態）
　図１～図６を用いて、第１実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、一例として、負荷としてのモータジェネレータ１００に接続され、モータジェネレータ１００を駆動制御するインバータ回路２を備えた電力変換装置を採用する。なお、図面によっては、モータジェネレータ１００を負荷とも記載している。
　まず、図１、図２、図３、図４を用いて、電力変換装置の構成に関して説明。電力変換装置は、スイッチング部に相当するアーム１０を含むインバータ回路２と、駆動部に相当するドライバＩＣ２０及びマイコン３０とを備えている。また、電力変換装置は、電流検出部に相当する電流センサ４０を備えている。
　図１に示すように、本実施形態では、インバータ回路２の一例として、三相インバータを採用している。インバータ回路２は、直列に接続された２つのアーム１０を含む上下アーム回路１を３つ備えている。インバータ回路２は、入力側に平滑コンデンサ５０が接続されており、出力側にモータジェネレータ１００が接続されている。なお、図１では、モータジェネレータをＭＧと記載している。３つの上下アーム回路１は、例えば、平滑コンデンサ５０側からＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする。また、各上下アーム回路１の高電位側のアーム１０は、上アームとも言える。一方、低電位側のアーム１０は、下アームとも言える。
　図１、図２、図３に示すように、各アーム１０は、第１スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ１１と第２スイッチング素子としてのＲＣ－ＩＧＢＴ１２とが並列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは、飽和電圧が異なる。よって、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは、図６に示すように特性が異なる。以下においては、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とをまとめてスイッチング素子１１、１２と記載することもある。
　ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは、ＤＣ特性が異なるとも言える。詳述すると、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは、オン抵抗が異なる。
　インバータ回路２における複数のＭＯＳＦＥＴ１１は、第１スイッチング素子群とも言える。同様に、インバータ回路２における複数のＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、第２スイッチング素子群とも言える。
　ＭＯＳＦＥＴ１１は、ＳｉＣを主成分として構成されている。ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、Ｓｉを主成分として構成されている。ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、ＩＧＢＴ１２ａと、ＩＧＢＴ１２ａと逆並列に接続されるＦＷＤ１２ｂとが同一素子として構成されている。なお、本開示は、第１スイッチング素子として、ＳｉＣとは異なるワイドバンドギャップ半導体を主成分として構成されていてもよい。また、本開示では、第２スイッチング素子として、Ｓｉとは異なる半導体を主成分として構成されていてもよく、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは異なるＩＧＢＴを採用することもできる。このように、各スイッチング素子１１、１２は、半導体スイッチング素子である。
　アーム１０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレインとＲＣ－ＩＧＢＴ１２のコレクタとが接続され、ＭＯＳＦＥＴ１１のソースとＲＣ－ＩＧＢＴ１２のエミッタとが接続されて、並列に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートとＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートは、ともに、ドライバＩＣ２０に接続されている。
　なお、ＩＧＢＴは、Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒの略称である。ＲＣ－ＩＧＢＴは、Ｒｅｖｅｒｓｅ　Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ　ＩＧＢＴの略称である。ＭＯＳＦＥＴは、ｍｅｔａｌ－ｏｘｉｄｅ－ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　ｆｉｅｌｄ－ｅｆｆｅｃｔ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒの略称である。ＦＷＤは、Ｆｒｅｅ　Ｗｈｅｅｌｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅの略称である。
　図２、図３では、一つのアーム１０と、ドライバＩＣ２０との接続態様を示している。ドライバＩＣ２０は、ドライバ回路に相当する。ドライバＩＣ２０は、図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートと異なるゲート配線を介して接続されている。つまり、ドライバＩＣ２０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに接続されたゲート配線と、このゲート配線とは異なるＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートに接続されたゲート配線とが接続されている。このように、ドライバＩＣ２０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートのそれぞれと、個別にゲート配線を介して接続されている。なお、各ゲート配線は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに接続されたゲート配線を第１ゲート配線、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートに接続されたゲート配線を第２ゲート配線とも言える。
　ドライバＩＣ２０は、マイコン３０からの第１駆動信号と、第１駆動信号とは異なる第２駆動信号が入力される。そして、ドライバＩＣ２０は、マイコン３０からの第１駆動信号及び第２駆動信号に基づいて各スイッチング素子１１、１２に第１ゲート駆動信号及び第２ゲート駆動信号を出力する。つまり、ドライバＩＣ２０は、第１駆動信号に基づいてＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに第１ゲート駆動信号を出力するとともに、第２駆動信号に基づいてＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートに第２ゲート駆動信号を出力する。この第１ゲート駆動信号及び第２ゲート駆動信号は、駆動信号に相当する。
　本実施形態のドライバＩＣ２０は、各アーム１０におけるＭＯＳＦＥＴ１１のゲートとＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートに接続されている。このため、ドライバＩＣ２０は、第１スイッチング素子群の各ゲートに第１ゲート駆動信号を出力するとともに、第２スイッチング素子群の各ゲートに第２ゲート駆動信号を出力することになる。
　マイコン３０は、制御部に相当する。マイコン３０は、例えば、ＣＰＵなどの演算処理装置、プログラムやデータなどを記憶するＲＯＭやＲＡＭなどの記憶媒体としての記憶装置などを備えている。マイコン３０は、図３に示すように、ドライバＩＣ２０及び電流センサ４０と接続されている。記憶装置には、後程説明するフィードバック信号、第１閾値、第２閾値、第３閾値、キャリア周波数の設定値などが記憶されている。また、図４に示すように、マイコン３０は、機能ブロックとして、出力電流判定部３１、キャリア周波数判定部３２、駆動信号出力部３３などを備えている。
　電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させる第１駆動状態と、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させる第２駆動状態とがある。つまり、電力変換装置は、第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替え（選択）可能に構成されていると言える。
　図６に示すように、本実施形態では、一例として、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動してＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方に電流が流れる出力電流値である場合に、第１駆動状態と第２駆動状態とを選択する遷移期間を設けている。この遷移期間は、キャリア周波数（スイッチング周波数）によって、第１駆動状態と第２駆動状態のうち、駆動損失が小さくなる駆動状態を選択する期間である。この駆動損失は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動損失であり、導通損失（Ｖｏｎによる損失）と、スイッチング損失に分けられる。また、遷移期間は、キャリア周波数によって幅が変わる。
　この遷移期間は、キャリア周波数によって幅が変化する。遷移期間を設けるのは、本実施形態のようにマイコン３０でＭＯＳＦＥＴ１１、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を切り替える（図３、１２）場合に限られる。
　第１閾値、第２閾値、第３閾値は、電流閾値である。第１閾値は、アーム１０の出力電流値と比較される値であり、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動した際に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流値に相当する。例えば、第１閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流値の最大値などを採用できる。
　第２閾値は、キャリア周波数が第１キャリア周波数の場合に採用される閾値である。一方、第３閾値は、キャリア周波数が第２キャリア周波数の場合に採用される閾値である。第２閾値と第３閾値は、アーム１０の出力電流値と比較される値であり、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動した際に、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方に電流が流れる出力電流値に相当する。例えば、第２閾値と第３閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動損失が可能な範囲で小さくなるように、シミュレーションなどによって設定される。また、第２閾値と第３閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方に電流が流れる出力電流値の最小値であっても採用できる。なお、第２閾値と第３閾値は、第１閾値よりも大きい値である。
　マイコン３０は、電流センサ４０からフィードバック信号を取得し、取得したフィードバック信号を記憶装置に記憶する。また、マイコン３０は、演算処理装置が、記憶装置に記憶されたプログラムを実行するとともに、記憶装置に記憶されたフィードバック信号（出力電流）などを用いて演算処理を実行する。
　マイコン３０は、フィードバック信号及びキャリア周波数に基づいて第１駆動信号及び第２駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。つまり、マイコン３０は、第１駆動信号及び第２駆動信号をドライバＩＣ２０に対して出力する。また、マイコン３０は、第１駆動信号及び第２駆動信号（ＰＷＭ信号）を個別に出力することができるように構成されている。
　第１駆動信号は、第１ＰＷＭ信号に相当し、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動するための信号であり、ＭＯＳＦＥＴ１１の駆動を指示する信号とも言える。第２駆動信号は、第２ＰＷＭ信号に相当し、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動するための信号であり、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する信号とも言える。このように、第２駆動信号は、第１駆動信号と異なる駆動信号である。マイコン３０は、フィードバック信号及びキャリア周波数に基づいて、第１駆動信号の出力と停止、及び第２駆動信号の出力と停止とを制御する。マイコン３０の処理動作に関しては、後程詳しく説明する。
　電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とを個別に駆動する駆動部として、ドライバＩＣ２０とマイコン３０とを備えている。つまり、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とを独立して駆動制御できる構成をなしている。
　電流センサ４０は、アーム１０の出力電流を検出する。言い換えると、電流センサ４０は、アーム１０の出力電流に対応する電気信号をマイコン３０に出力する。この電気信号は、フィードバック信号と言える。フィードバック信号は、出力電流に相当する信号である。また、フィードバック信号は、センサ信号と言い換えることもできる。
　本実施形態では、一例として、各相を流れる相電流を検出する電流センサ４０を採用している。しかしながら、本開示は、これに限定されず、ＭＯＳＦＥＴ１１の出力電流とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流とを個別に検出する素子電流センサでも採用できる。
　図５、図６を用いて、電力変換装置の動作に関して説明する。マイコン３０は、所定周期で図５のフローチャートに示す処理を実行する。この所定周期は、例えば、マイコン３０が処理を実行する演算周期などを採用することができる。
　Ｓ１０では、ドライバＩＣ２０に対して駆動信号を出力する。つまり、駆動信号出力部３３は、第１駆動信号と第２駆動信号をドライバＩＣ２０に出力する。これによって、ドライバＩＣ２０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動させる。
　Ｓ２０では、出力電流が第１閾値よりも小さいか否かを判定する。出力電流判定部３１は、電流センサ４０から出力されたフィードバック信号に基づいて、出力電流が第１閾値よりも小さいか否かを判定し、小さいと判定した場合はＳ３０へ進み、小さいと判定しなかった場合はＳ４０へ進む。
　Ｓ３０では、ＲＣ－ＩＧＢＴの駆動を禁止する。駆動信号出力部３３は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうち、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させるために、第２駆動信号を出力することなく、第１駆動信号を出力する。これによって、ドライバＩＣ２０は、図６に示すように、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動させることなく、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動させる。このように、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうちＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させる。
　Ｓ４０では、キャリア周波数が第１キャリア周波数か否かを判定する。つまり、キャリア周波数判定部３２は、キャリア周波数が第１キャリア周波数であるか第２キャリア周波数であるかを判定する。マイコン３０は、現在の設定値を確認して、キャリア周波数が第１キャリア周波数であるか否かを判定する。言い換えると、マイコン３０は、キャリア周波数に基づいて、第１駆動状態と第２駆動状態とを選択するための閾値として第２閾値と第３閾値のどちらを採用するかを判定する。
　キャリア周波数判定部３２は、キャリア周波数が第１キャリア周波数と判定した場合はＳ５０へ進む。また、キャリア周波数判定部３２は、第１キャリア周波数と判定しなかった場合、すなわち、第２キャリア周波数と判定した場合はＳ７０へ進む。
　Ｓ５０では、出力電流が第２閾値よりも小さいか否かを判定する。出力電流判定部３１は、電流センサ４０から出力されたフィードバック信号に基づいて、出力電流が第２閾値よりも小さいか否かを判定し、小さいと判定した場合はＳ３０へ進み、小さいと判定しなかった場合はＳ６０へ進む。
　Ｓ６０では、ＲＣ－ＩＧＢＴを駆動する。駆動信号出力部３３は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させるために、第１駆動信号に加えて第２駆動信号を出力する。これによって、ドライバＩＣ２０は、図６に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させる。このように、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。なお、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流して電流が流れる。
　Ｓ７０では、出力電流が第３閾値よりも小さいか否かを判定する。出力電流判定部３１は、電流センサ４０から出力されたフィードバック信号に基づいて、出力電流が第３閾値よりも小さいか否かを判定し、小さいと判定した場合はＳ３０へ進み、小さいと判定しなかった場合はＳ６０へ進む。
　マイコン３０は、このようにしてインバータ回路２を駆動制御する。電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１に並列接続されたスイッチング素子としてＲＣ－ＩＧＢＴ１２を使用している。この場合であっても、還流時には、ＭＯＳＦＥＴ１１の同期整流を利用する。しかしながら、電力変換装置は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２で還流する場合はＲＣ－ＩＧＢＴ１２をオンさせない方が好ましい。これは、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、還流時にゲートをオンすると、駆動損失が悪化する可能性があるためである。なお、同期整流とは、還流時であってもＭＯＳＦＥＴ１１をオンさせてＭＯＳＦＥＴ１１で還流することである。
　電力変換装置は、マイコン３０が処理を実行する所定周期毎に、第１駆動状態と第２駆動状態とのいずれを選択するかの判定を行う。よって、電力変換装置は、ある周期で第１駆動状態と第２駆動状態のいずれかを選択した場合、次の周期まで駆動状態を切り替えることはない。
　電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動するので、合計駆動損失を低減することができる。つまり、本開示は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の一方のみを駆動する場合よりも、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の合計駆動損失を低減することができる。
　電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。このため、電力変換装置は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動しない分、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動するよりも駆動損失を低減することができる。
　電力変換装置は、マイコン３０で第１駆動信号と第２駆動信号を生成するため、新たに駆動ＩＣを追加する必要がない。さらに、電力変換装置は、マイコン３０のクロック速度で動作する。このため、電力変換装置は、例えばμｓオーダの第１駆動信号と第２駆動信号とを生成することができる。電力変換装置は、キャリア周波数のパターンごとに電流閾値をもってＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を制御することで、合計駆動損失が最小となるように御することができる。
　本実施形態では、スイッチング素子１１、１２をスイッチングするキャリア周波数パターンを二つ有する電力変換装置を採用する。スイッチング素子１１、１２は、第１キャリア周波数と第２キャリア周波数のいずれかでスイッチングする。しかしながら、本開示は、これに限定されない。
　本実施形態では、キャリア周波数判定部３２を備えたマイコン３０を採用している。しかしながら、本開示は、キャリア周波数判定部３２を備えていないマイコン３０であっても採用できる。よって、本開示は、キャリア周波数に基づくことなく、フィードバック信号に基づいて第１駆動信号及び第２駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力してもよい。
　本開示は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうちＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。そして、本開示は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。本開示は、このように第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替えるものであれば上記効果を奏することができる。
　電力変換装置は、電圧を昇圧するコンバータ回路、電圧を降圧するコンバータ回路、電圧を昇降圧するコンバータ回路などにも適用することができる。この場合、電力変換装置は、上記と同様の効果を奏することができる。つまり、電力変換装置は、コンバータの駆動損失を低減することができる。
　以上、本開示の実施形態について説明した。しかしながら、本開示は、上記実施形態に何ら制限されることはなく、本開示の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の変形が可能である。以下に、本開示のその他の形態として、変形例１～４、第２～第１３施形態に関して説明する。上記実施形態及び変形例１～４、第２～第１３実施形態は、それぞれ単独で実施することも可能であるが、適宜組み合わせて実施することも可能である。本開示は、実施形態において示された組み合わせに限定されることなく、種々の組み合わせによって実施可能である。
（変形例１）
　変形例１は、遷移期間において、フィードバック信号と、第１電流閾値及び第２電流閾値との比較結果に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を決定する点が上記実施形態と異なる。第２電流閾値は、第１電流閾値よりも大きい値である。また、両電流閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２と駆動損失に基づいて設定されている。第１電流閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２が同じＶｏｎとなるときの電流値とする。また、第２電流閾値は、スイッチング損も考慮してトータルの駆動損失が最小となる電流値とする。なお、スイッチング損失は、キャリア周波数によって変化するため、遷移期間を設けている。
　マイコン３０は、遷移期間においては、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の合計駆動損失が低減するように、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させるのか、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のみを駆動させるか、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させる。
　変形例１であっても、上記実施形態と同様の効果を奏することができる。また、電力変換装置は、図７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１が低電流側でしか駆動しないため、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２に対してスイッチング速度を上げることができる。
（変形例２）
　変形例２は、アーム１０ａの構成が上記実施形態と異なる。図８に示すように、アーム１０ａは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＩＧＢＴ１２ａとが並列接続されている。ＩＧＢＴ１２ａは、第２スイッチング素子に相当する。ＩＧＢＴ１２ａは、Ｓｉを主成分として構成されている。アーム１０ａは、上記実施形態と同様にインバータ回路やコンバータ回路に適用することができる。変形例２であっても、上記実施形態と同様の効果を奏することができる。
（変形例３）
　図９に示すように、アーム１０ａをインバータ回路２ａに適用した例を採用する。変形例３は、インバータ回路２ａの構成が上記実施形態と異なる。インバータ回路２ａは、アーム１０のかわりに、変形例１のアーム１０ａを備えている点がインバータ回路２と異なる。よって、上下アーム回路１ａは、直列に接続された２つのアーム１０ａを含んでいる。このように、アーム１０ａを備えたインバータ回路は、還流時にＭＯＳＦＥＴ１１の内蔵ダイオードや同期整流を利用する。この変形例３であっても、上記実施形態と同様の効果を奏することができる。
（変形例４）
　変形例４は、アーム１０ｂの構成が上記第２実施形態と異なる。図１０に示すように、アーム１０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＩＧＢＴ１２ａとＦＷＤ１２ｂとが並列接続されている。ＩＧＢＴ１２ａとＦＷＤ１２ｂとは、別素子である。アーム１０ｂは、上記実施形態と同様にインバータ回路やコンバータ回路に適用することができる。変形例４であっても、上記実施形態と同様の効果を奏することができる。
（第２実施形態）
　図１１、図１２を用いて、第２実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態は、マイコン３０ａが出力する信号とドライバＩＣ２０ａの動作が上記実施形態と異なる。その他の点に関しては、上記実施形態と同様であるため、上記実施形態を適用することができる。また、本実施形態では、上記変形例を適用することもできる。
　図１１、図１２に示すように、電力変換装置は、駆動部として、マイコン３０ａとドライバＩＣ２０ａとを備えている。マイコン３０ａは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する駆動信号（ＰＷＭ信号）と、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうち駆動させる素子を切り替える切替信号とを出力する。マイコン３０ａは、例えば、駆動信号として、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を区別することなく、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する信号を出力。つまり、マイコン３０ａは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のそれぞれに対応した第１駆動信号と第２駆動信号とを出力するのではなく、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２に共通の駆動信号を出力する。
　マイコン３０ａは、切替信号として、例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動させてＲＣ－ＩＧＢＴ１２を停止させることを示す信号、または、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させることを示す信号を出力する。なお、マイコン３０ａは、切替信号として、例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１を停止させてＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動させることを示す信号を出力してもよい。
　マイコン３０ａは、フィードバック信号に基づいて、駆動信号と切替信号とを出力する。言い換えると、マイコン３０ａは、フィードバック信号に基づいて、駆動信号を出力するとともに、フィードバック信号に応じた駆動状態となるように切替信号を出力する。
　マイコン３０ａは、第１駆動信号と第２駆動信号とを出力して、第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替えるのではなく、切替信号を出力して、第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替える。つまり、マイコン３０ａは、図５のフローチャートと同様の処理を実行するものであるが、Ｓ３０に進む場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動させＲＣ－ＩＧＢＴ１２を停止させることを示す切替信号を出力する。また、マイコン３０ａは、Ｓ６０に進む場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させることを示す切替信号を出力する。
　ドライバＩＣ２０ａは、駆動信号と切替信号に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１１に第１ゲート駆動信号を出力するとともに、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２に第２ゲート駆動信号を出力する。つまり、ドライバＩＣ２０ａは、駆動信号と、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動させＲＣ－ＩＧＢＴ１２を停止させることを示す切替信号とが入力されると、第２ゲート駆動信号を出力することなく、第１ゲート駆動信号を出力する。また、ドライバＩＣ２０ａは、駆動信号と、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させることを示す切替信号とが入力されると、第１ゲート駆動信号と第２ゲート駆動信号とを出力する。
　本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態と同様に動作することができる。このため、本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。
　マイコン３０ａは、第１実施形態のように、遷移期間において、フィードバック信号に加えてキャリア周波数に基づいて、切替信号を出力してもよい。また、マイコン３０ａは、変形例１のように、遷移期間において、フィードバック信号と、第１電流閾値及び第２電流閾値との比較結果に応じて、切替信号を出力してもよい。
（第３実施形態）
　図１３、図１４、図１５を用いて、第３実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態は、マイコン３０ｂが出力する信号とドライバＩＣ２０ｂの動作が上記実施形態と異なる。その他の点に関しては、上記第１実施形態と同様であるため、上記第１実施形態を適用することができる。また、本実施形態では、上記変形例を適用することもできる。
　図１３、図１４に示すように、電力変換装置は、駆動部として、マイコン３０ｂとドライバＩＣ２０ｂとを備えている。マイコン３０ｂは、マイコン３０ａと同様に、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する駆動信号を出力する。マイコン３０ｂは、例えば、駆動信号として、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を区別することなく、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する信号を出力。つまり、マイコン３０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のそれぞれに対応した第１駆動信号と第２駆動信号とを出力するのではなく、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２に共通の駆動信号を出力する。
　図１４に示すように、ドライバＩＣ２０ｂは、電流センサ４０からのフィードバック信号が入力される。ドライバＩＣ２０ｂは、駆動信号が入力された場合、フィードバック信号に基づいてＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のそれぞれにゲート駆動信号を出力する。
　ドライバＩＣ２０ｂは、アーム１０のＭＯＳＦＥＴ１１の出力電流に対応する電気信号である第１フィードバック信号と、アーム１０のＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流に対応する電気信号である第２フィードバック信号とが入力される。そして、ドライバＩＣ２０ｂは、第１フィードバック信号と第２フィードバック信号に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１１に対する第１ゲート駆動信号の出力と停止、及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２に対する第２ゲート駆動信号の出力と停止を行う。
　ドライバＩＣ２０ｂは、第１フィードバック信号が、第１閾値となるまでは、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。ドライバＩＣ２０ｂは、第１閾値を超えた場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。ドライバＩＣ２０ｂは、第２フィードバック信号により電流が流れていないことを示す閾値に達した場合、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。
　ドライバＩＣ２０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうちＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、第２ゲート駆動信号を出力することなく、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動できる。そして、ドライバＩＣ２０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、第１ゲート駆動信号と第２ゲート駆動信号を出力して、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動できる。
　本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態と同様に動作することができる。このため、本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。
　本実施形態の電力変換装置は、ドライバＩＣ２０ｂ（ハード）で第１駆動状態と第２駆動状態との切り替えを行うことができる。このため、マイコン３０ｂは、スイッチング素子毎に駆動信号を出力したり、切替信号を出力したりする必要がない。また、本実施形態の電力変換装置は、駆動切替えをマイコンで実施する必要がないので、ソフトを修正する必要がなく、切り替え制御を実施していないインバータで採用しているマイコン及びソフトと共用できる。さらに、本実施形態の電力変換装置は、マイコン３０が処理を実行する所定周期に関係なく第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替えることができる。よって、本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置よりも、第１駆動状態と第２駆動状態とを細かく切り替えることができる。
　本実施形態の電力変換装置では、変形例１と同様に、遷移期間において、フィードバック信号と、第１電流閾値及び第２電流閾値との比較結果に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を決定してもよい。
　ドライバＩＣ２０ｂは、遷移期間においては、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の合計駆動損失が低減するように、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させるか、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２両方を駆動させる。例えば、ドライバＩＣ２０ｂは、フィードバック信号が第１電流閾値と第２電流閾値の間である場合はＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させ、フィードバック信号が第１電流閾値と第２電流閾値の間でない場合はＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２両方を駆動させる。
　このようにすることで、変形例１と同様の効果を奏することができる。
（第４実施形態）
　図１６を用いて、第４実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態は、相電流を検出する電流センサ４０からフィードバック信号が出力されている点が第３実施形態と異なる。その他の点に関しては、第３実施形態と同様であるため、上記第３実施形態を適用することができる。また、本実施形態では、上記変形例を適用することもできる。
　ドライバＩＣ２０ｃは、フィードバック信号に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１１に対する第１ゲート駆動信号の出力と停止、及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２に対する第２ゲート駆動信号の出力と停止を行う。
　ドライバＩＣ２０ｂは、フィードバック信号が、第１閾値となるまでは、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。一方、ドライバＩＣ２０ｂは、第１閾値を超えた場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。
　ドライバＩＣ２０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうちＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、第２ゲート駆動信号を出力することなく、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動できる。そして、ドライバＩＣ２０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、第１ゲート駆動信号と第２ゲート駆動信号を出力して、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動できる。
　本実施形態の電力変換装置は、第３実施形態と同様に動作することができる。このため、本実施形態の電力変換装置は、第３実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。
（第５実施形態）
　図１７を用いて、第５実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態は、アーム１０ｃの構成が第１実施形態の変形例２と異なる。
　第５実施形態では、図１１に示すように、第１スイッチング素子として第１ＭＯＳＦＥＴ１１１と第２ＭＯＳＦＥＴ１１２、第２スイッチング素子として第１ＩＧＢＴ１２１と第２ＩＧＢＴ１２２とを備えている例を採用している。第１ＭＯＳＦＥＴ１１１と第２ＭＯＳＦＥＴ１１２は、ＭＯＳＦＥＴ１１と同様である。第１ＩＧＢＴ１２１と第２ＩＧＢＴ１２２は、ＩＧＢＴ１２ａと同様である。
　アーム１０ｃは、高電位側に共通配線６０が接続されている。この共通配線６０は、第１分岐配線６１と第２分岐配線６２とに分岐している。第１分岐配線６１は、共通配線６０からＭＯＳＦＥＴ１１１、１１２側に分岐して、第１ＭＯＳＦＥＴ１１１、１１２に接続されている。第２分岐配線６２は、共通配線６０からＩＧＢＴ１２１、１２２側に分岐して、第１ＩＧＢＴ１２１、１２２に接続されている。
　第１インダクタンスＬ１は、共通配線６０の配線インダクタンスである。第２インダクタンスＬ２は、第１分岐配線６１の配線インダクタンスである。第３インダクタンスＬ３は、第２分岐配線６２の配線インダクタンスである。
　本実施形態では、共通配線６０と第１分岐配線６１とをＭＯＳＦＥＴの主回路と称し、共通配線６０と第２分岐配線６２とをＩＧＢＴの主回路と称する。よって、ＭＯＳＦＥＴの主回路インダクタンスは、Ｌ１＋Ｌ２となる。一方、ＩＧＢＴの主回路インダクタンスは、Ｌ１＋Ｌ３となる。
　電力変換装置は、Ｌ１＋Ｌ２がＬ１＋Ｌ３よりも小さいと、低電流時の駆動損失を小さくすることができるので好ましい。つまり、上記のように、電力変換装置は、第１スイッチング素子のみに電流が流れる低電流時は第１スイッチング素子のみを駆動させる。このため、電力変換装置は、Ｌ１＋Ｌ２をＬ１＋Ｌ３よりも小さいくすることで、第１ＭＯＳＦＥＴ１１１と第２ＭＯＳＦＥＴ１１２のみを駆動する際の駆動損失を小さくすることができる。また、例えばハイブリッド車に搭載された動力源としてのモータジェネレータ１００を駆動するインバータ回路に適用した場合、電力変換装置は、街乗りの運転状態や、燃費に効いてくる運転状態の時に、駆動損失を小さくすることができる。
　電力変換装置は、Ｌ１＋Ｌ３がＬ１＋Ｌ２よりも小さいと、大電流時の駆動損失を小さくすることができるので好ましい。つまり、上記のように、電力変換装置は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両方に電流が流れる大電流時は第１スイッチング素子と第２スイッチング素子を駆動させる。このため、電力変換装置は、Ｌ１＋Ｌ３をＬ１＋Ｌ２よりも小さくすることで、ＭＯＳＦＥＴ１１１、１１２とＩＧＢＴ１２１、１２２を駆動する際の、ＩＧＢＴ１２１、１２２の駆動損失を小さくすることができる。これによって、電力変換装置は、ＩＧＢＴ１２１、１２２の素子サイズを小さくすることもできる。つまり、電力変換装置は、ＩＧＢＴ１２１、１２２の素子サイズを小さくすることもできる。
　本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態と同様に動作する。よって、本実施形態の電力変換装置は、第３実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。
（第６実施形態）
　図１８、図１９を用いて、第６実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第１実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では、第１実施形態と同様の箇所関しては、第１実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、主に、スイッチング回数を少なくする場合の制御内容が第１実施形態と異なる。
　本実施形態では、一例として、第１スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを採用し、第２スイッチング素子としてＲＣ－ＩＧＢＴを採用する。ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、ＩＧＢＴに相当する。しかしながら、本開示は、これに限定されない。また、図１９は、図６と同様のＭＯＳＦＥＴ１１及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２の特性を示している。後ほど説明する図２１，図２７に関しても同様である。
　本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態と同様、スイッチング部に相当するアーム１０を含むインバータ回路２と、駆動部に相当するドライバＩＣ２０及びマイコン３０とを備えている。また、電力変換装置は、図１８に示すように、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２もしくはＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧Ｖｏｎを検出する電圧センサを備えている。言い換えると、マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２もしくはＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧Ｖｏｎを取得可能に構成されている。このため、本実施形態のマイコン３０は、第１実施形態のマイコン３０における出力電流判定部３１のかわりに、オン電圧判定部を備えているとみなすことができる。なお、電圧センサは、周知のものを採用することができる。
　電力変換装置は、一例として、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりもゲート入力電荷量Ｑｇが大きいものが採用されている。駆動損失は、ゲート入力電荷量Ｑｇが大きいほど大きくなる。このため、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも駆動損失が大きい。
　電力変換装置は、第３駆動状態と第４駆動状態とがある。第３駆動状態は、ＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりもＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数の方が少ない状態である。第４駆動状態は、ＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数が同じ状態である。このように、第３駆動状態と第４駆動状態は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させる駆動状態である。よって、マイコン３０は、駆動状態を第３駆動状態と第４駆動状態とで切り替える。なお、第３駆動状態のようにＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動制御することを第３駆動制御とも言える。同様に、第４駆動状態のようにＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動制御することを第４駆動制御とも言える。
　マイコン３０は、オン電圧Ｖｏｎを取得すると、オン電圧Ｖｏｎと電圧閾値とを比較する。電圧閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であるか否かを判定するための閾値である。マイコン３０は、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値に達しない場合、すなわち、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値未満の場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定する。言い換えると、電圧閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧がＲＣ－ＩＢＧＴ１２のオン電圧の切片以下の電圧領域であるか否かを判定するための閾値である。よって、マイコン３０は、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値に達しない場合、すなわち、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値未満の場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧がＲＣ－ＩＢＧＴ１２のオン電圧の切片以下の電圧領域であると判定する。つまり、ＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧がＲＣ－ＩＢＧＴ１２のオン電圧の切片以下の電圧領域は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と言い換えることができる。なお、ＲＣ－ＩＢＧＴ１２のオン電圧の切片は、図１９における閾値と記載している箇所である。
　図１９に示すように、マイコン３０は、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値未満の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定し、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らす。具体的には、マイコン３０は、駆動状態を第３駆動状態として、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくする。特に、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合に限って、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくしてもよい。なお、図１９の閾値は、電圧閾値である。
　マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動させる際に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定しなかった場合は、駆動状態を第４駆動状態とする。つまり、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動してもよい。電力変換装置は、第１実施形態と同様、合計駆動損失を低減することができる。
　マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定しなった場合よりも、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすとも言える。つまり、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定しなった場合のＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数よりも、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合のＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らす。
　電力変換装置は、このようにＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を少なくする分、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を少なくしない場合よりも駆動損失を低減することができる。また、電力変換装置は、オン電圧をダイレクトにモニタして、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすか否かを判定しているため、駆動状態を高精度に第３駆動状態とすることができる。さらに、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも駆動損失が大きいＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすため、駆動損失を低減できる効果が大きい。さらに、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合に限って、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくすることで、効率的に駆動損失を低減することができる。言い換えると、ＭＯＳＦＥＴ１１の負荷が増えることを抑制しつつ、駆動損失を低減することができる。
　マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動することで、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らしてもよい。つまり、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合に、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を停止することで、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくする。電力変換装置は、これによって駆動損失をより一層低減することができる。
（第７実施形態）
　図２０、図２１を用いて、第７実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第１実施形態や第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では、第１実施形態や第６実施形態と同様の箇所に関しては、第１実施形態や第６実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であるか否かを判定する方法が第６実施形態と異なる。
　本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態や第６実施形態と同様、スイッチング部に相当するアーム１０を含むインバータ回路２と、駆動部に相当するドライバＩＣ２０及びマイコン３０とを備えている。また、電力変換装置は、図２０に示すように、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流を検出する電流センサを備えている。言い換えると、マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流を取得可能に構成されている。このため、本実施形態のマイコン３０は、第１実施形態のマイコン３０と同様、出力電流判定部３１を備えている。
　マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流の検出値を取得し、出力電流からＲＣ－ＩＧＢＴ１２のオン電圧Ｖｏｎを推定する。マイコン３０は、出力電流とオン電圧Ｖｏｎの関係式や、出力電流とオン電圧Ｖｏｎのマップなどを用いて、オン電圧Ｖｏｎを推定することができる。なお、マイコン３０が推定したオン電圧Ｖｏｎの値は、推定値と言える。
　出力電流とオン電圧Ｖｏｎの関係は、温度特定を持っている。このため、マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の素子温度を考慮して推定値を求めてもよい。この場合、マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の素子温度を取得可能に構成とする。マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２に設けられた温度センサやＲＣ－ＩＧＢＴ１２の周辺に設けられた温度センサから素子温度を取得することができる。
　マイコン３０は、素子温度を取得し、素子温度に応じて推定値を切り替える。言い換えると、マイコン３０は、上記関係式やマップに加えて、素子温度に応じて推定値を推定する。素子温度を考慮した推定値は、出力電流とオン電圧Ｖｏｎと素子温度の関係式や、出力電流とオン電圧Ｖｏｎと素子温度のマップなどを用いて求めることができる。これによって、電力変換装置は、素子温度を考慮しない場合よりも高精度に推定値を求めることができる。
　電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１やＲＣ－ＩＧＢＴ１２などを冷却水（冷媒）によって冷却する冷却器に有した構成や、冷却器に取り付けられた構成考えられる。冷却器は、例えば、特開２０１８－１０１６６６号公報に記載されたものなどを採用することができる。この場合、マイコン３０は、冷却水の水温を取得する。そして、マイコン３０は、水温からＲＣ－ＩＧＢＴ１２の素子温度を推測することで、素子温度を取得してもよい。
　マイコン３０は、推定値を推定すると、推定値と電圧閾値とを比較する。ここでの電圧閾値は、第６実施形態の電圧閾値と同様である。マイコン３０は、推定値が電圧閾値に達しない場合、すなわち、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値未満の場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定する。そして、マイコン３０は、第６実施形態と同様、推定値が電圧閾値未満の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定し、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らす。本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。
　本実施形態の電力変換装置は、図２１に示すように、電圧閾値に相当する電流閾値を用いて、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であるか否かを判定してもよい。この場合、マイコン３０は、出力電流からオン電圧Ｖｏｎを推定する必要がない。
（第８実施形態）
　図２２を用いて、第８実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第６実施形態と同様の箇所に関しては、第６実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、許可状態の場合にのみ第３駆動状態とする点が第６実施形態と異なる。
　マイコン３０は、駆動状態を第３駆動状態とすることを許可する許可状態か禁止する禁止状態かを判定する機能を有している。マイコン３０は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度に基づいて、許可状態か禁止状態かを判定する。この場合、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度を取得可能に構成されている。素子温度は、ＭＯＳＦＥＴ１１に設けられた温度センサやＭＯＳＦＥＴ１１の周辺に設けられた温度センサから素子温度を取得することができる。さらに、マイコン３０は、第７実施形態のように、冷却水の水温から素子温度を推定してもよい。
　マイコン３０は、素子温度を取得すると、許可状態とするか禁止状態とするかを判定するために、素子温度と温度閾値とを比較する。なお、温度閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１の動作上限温度などに基づいて設定される。つまり、温度閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度が動作上限温度に達しないような値とする。また、温度閾値は、現在のアーム１０の駆動状態を継続させると、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度が動作上限温度に達すると推定される値を採用できる。よって、素子温度が温度閾値に達した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱状態が厳しいとみなすことができる。
　図２２に示すように、マイコン３０は、素子温度が温度閾値に達した場合に禁止状態とし、素子温度が温度閾値に達していない場合に許可状態とする。よって、マイコン３０は、禁止状態と判定した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であっても駆動状態を第４駆動状態とする。つまり、マイコン３０は、禁止状態と判定すると、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であっても、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくする制御を禁止する。そして、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。詳述すると、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を同じスイッチング回数とする。
　本実施形態の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱が厳しい場合は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を同じスイッチング回数とすることができる。よって、本実施形態の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱を抑制することができる。また、本実施形態の電力変換装置は、
　なお、本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。本実施形態は、第６実施形態だけでなく、第７実施形態など他の実施形態にも適用することができる。
（第９実施形態）
　図２３を用いて、第９実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第８実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第８実施形態と同様の箇所に関しては、第８実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、許可状態とするか禁止状態とするかを判定に用いる情報が第８実施形態と異なる。
　マイコン３０は、許可状態とするか禁止状態とするかを判定に用いる情報としてトルク指令を用いる。マイコン３０は、電力変換装置の外部に設けられたＥＣＵなどからトルク指令を受信可能に構成されている。そして、マイコン３０は、トルク指令に基づいてＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動するものである。
　マイコン３０は、トルク指令を取得すると、許可状態とするか禁止状態とするかを判定するために、トルク指令が示すトルクがトルクとトルク閾値とを比較する。トルク閾値は、現在のアーム１０の駆動状態を継続させると、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度が動作上限温度に達すると推定される値を採用できる。よって、トルクがトルク閾値に達した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱状態が厳しいとみなすことができる。
　図２３に示すように、マイコン３０は、トルクがトルク閾値に達した場合に禁止状態とし、トルクがトルク閾値に達していない場合に許可状態とする。よって、マイコン３０は、禁止状態と判定した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であっても駆動状態を第４駆動状態とする。これによって、本実施形態の電力変換装置は、第８実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。
　電力変換装置は、出力電流が大きくなってからＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を増やすと（第４駆動状態とすると）、ＭＯＳＦＥＴ１１の予熱や制御遅延によりＭＯＳＦＥＴ１１の発熱が増大してしまう可能性がある。しかしながら、本実施形態の電力変換装置は、トルク指令に応じて禁止状態とするため、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱が増大してしまうことを抑制できる。なお、本実施形態は、第６実施形態だけでなく、第７実施形態など他の実施形態にも適用することができる。
（第１０実施形態）
　図２４、図２５を用いて、第１０実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第８実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第８実施形態と同様の箇所に関しては、第８実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、許可状態とするか禁止状態とするかを判定に用いる情報が第８実施形態と異なる。
　マイコン３０は、許可状態とするか禁止状態とするかを判定に用いる情報としてモータの回転数を用いる。マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動することでモータを回転駆動させるものである。また、マイコン３０は、モータの回転数検出する回転数センサから、モータの回転数を取得可能に構成されている。
　マイコン３０は、回転数を取得すると、許可状態とするか禁止状態とするかを判定するために、回転数と回転数閾値とを比較する。回転数閾値は、現在のアーム１０の駆動状態を継続させると、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度が動作上限温度に達すると推定される値を採用できる。よって、回転数が回転数閾値に達した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱状態が厳しいとみなすことができる。
　図２４の右図に示すように、マイコン３０は、回転数が回転数閾値に達した場合に禁止状態とし、回転数が回転数閾値に達していない場合に許可状態とする。よって、マイコン３０は、禁止状態と判定した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であっても駆動状態を第４駆動状態とする。つまり、マイコン３０は、回転数が低い領域では駆動状態を第４駆動状態とする。これによって、本実施形態の電力変換装置は、第８実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。なお、本実施形態は、第６実施形態だけでなく、第７実施形態など他の実施形態にも適用することができる。
　モータの低回転時（ロック時）には、図２４の左図に示すように、電流が一相に集中し、ＭＯＳＦＥＴ１１やＲＣ－ＩＧＢＴ１２に発熱が特に厳しくなる。そのため、マイコン３０は、低回転時には、禁止状態とし、閾値以下でもＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らさないようにする。また、モータの高回転時は、スリップ等、瞬間的にＭＯＳＦＥＴ１１やＲＣ－ＩＧＢＴ１２に電流が流れて温度が上昇するモードがある。そのため、マイコン３０は、図２５に示すように、高回転時には禁止状態とし、閾値以下でもＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らさないようにしてもよい。
（第１１実施形態）
　図２６を用いて、第１１実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第６実施形態と同様の箇所に関しては、第６実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２との体格が第６実施形態と異なる。
　図２６に示すように、本実施形態の電力変換装置は、アーム１０ｄを備えている。アーム１０ｄは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を備えている。また、アーム１０ｄは、ＭＯＳＦＥＴ１１用の主端子１３ａと信号端子１３ｃ、及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２用の主端子１３ｂと信号端子１３ｄを備えている。さらに、アーム１０ｄは、これらを一体的に封止する封止部１４を備えている。封止部１４は、主端子１３ａ，１３ｖの一部と信号端子１３ｃ，１３ｄの一部が露出した状態で封止している。
　アーム１０ｄは、第６実施形態と同様、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりもゲート入力電荷量Ｑｇが大きいものが採用されている。また、アーム１０ｄは、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりもチップサイズが大きい。例えば、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、厚みがＭＯＳＦＥＴ１１と同じ、厚み方向に直行する平面の面積がＭＯＳＦＥＴ１１よりも広いものなどを採用できる。また、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、厚みがＭＯＳＦＥＴ１１よりも厚く、厚み方向に直行する平面の面積がＭＯＳＦＥＴ１１よりも広いものであっても採用できる。しかしながら、アーム１０ｄは、チップサイズがＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりも大きければ採用できる。
　本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。つまり、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも駆動損失が大きいＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすため、駆動損失を低減できる効果が大きい。
（第１２実施形態）
　図２７を用いて、第１２実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第６，第１１実施形態と同様の箇所に関しては、第６，第１１実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２との個数が第６，第１１実施形態と異なる。
　アーム１０ｅは、第６実施形態と同様、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりもゲート入力電荷量Ｑｇが大きいものが採用されている。また、アーム１０ｅは、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりも素子数が多い。本実施形態では、一例として、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２が二個、ＭＯＳＦＥＴ１１が一個のアーム１０ｅを採用している。しかしながら、本開示は、これに限定されず、素子数がＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりも多ければ採用できる。
　本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。つまり、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも駆動損失が大きく、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも個数が多いＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすため、駆動損失を低減できる効果が大きい。
（第１３実施形態）
　図２８を用いて、第１３実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第６実施形態と同様の箇所に関しては、第６実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、ゲート駆動電圧が第６実施形態と異なる。
　本実施形態の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１の方がＲＣ－ＩＧＢＴ１２よりもゲート駆動電圧が大きい。電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート駆動電圧が大きいほど、ＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧を低くすることができる。このため、電力変換装置は、駆動状態を第３駆動状態から第４駆動状態へと切り替えるための閾値を大電流側へシフトできる。よって、電力変換装置は、駆動損失を低減できる電流域を拡大することができる。なお、本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。
　この出願に記載されるフローチャート、あるいは、フローチャートの処理は、複数のセクション（あるいはステップと言及される）から構成され、各セクションは、たとえば、Ｓ１０と表現される。さらに、各セクションは、複数のサブセクションに分割されることができる、一方、複数のセクションが合わさって一つのセクションにすることも可能である。さらに、このように構成される各セクションは、デバイス、モジュール、ミーンズとして言及されることができる。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (15)

  1. 　第１スイッチング素子（１１、１１１、１１２）と、前記第１スイッチング素子と飽和電圧が異なり前記第１スイッチング素子と並列に接続された第２スイッチング素子（１２、１２ａ、１２１、１２２）と、を含むスイッチング部（１０、１０ａ～１０ｅ）と、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを個別に駆動する駆動部（２０、２０ａ～２０ｃ、３０、３０ａ、３０ｂ）と、を備え、
    　前記駆動部は、前記第１スイッチング素子のオン電圧が前記第２スイッチング素子のオン電圧の切片以下の電圧領域では、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数以下とする電力変換装置。
  2. 　前記駆動部は、前記電圧領域では、前記第１スイッチング素子のみを駆動することで、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記駆動部は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の両方を駆動する請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記駆動部は、前記第２スイッチング素子のオン電圧の検出値を取得し、前記オン電圧が電圧閾値に達しない場合に前記電圧領域とみなして、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記駆動部は、前記第２スイッチング素子の出力電流の検出値を取得し、前記出力電流から前記第２スイッチング素子のオン電圧を推定し、推定値が電圧閾値に達しない場合に前記電圧領域とみなして、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記駆動部は、前記第２スイッチング素子の素子温度を取得し、前記素子温度に応じて前記推定値を切り替える請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記駆動部は、前記第１スイッチング素子の素子温度を取得し、前記素子温度が温度閾値に達した場合、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする制御を禁止して、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の両方を駆動する請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記駆動部は、トルク指令に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を駆動するものであり、前記トルク指令が示すトルクがトルク閾値に達した場合、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする制御を禁止して、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の両方を駆動する請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記駆動部は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を駆動することでモータを回転駆動させるものであり、前記モータの回転数が回転数閾値に達した場合、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする制御を禁止して、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の両方を駆動する請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記第２スイッチング素子の方が前記第１スイッチング素子よりもゲート入力電荷量が大きい請求項１～９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 　前記第２スイッチング素子の方が前記第１スイッチング素子よりもチップサイズが大きい請求項１～１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 　前記スイッチング部は、前記第２スイッチング素子の方が前記第１スイッチング素子よりも素子数が多い請求項１～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  13. 　前記第１スイッチング素子の方が前記第２スイッチング素子よりもゲート駆動電圧が大きい請求項１０～１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  14. 　前記第１スイッチング素子は、ＳｉＣを主成分とするＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子は、Ｓｉを主成分とするＩＧＢＴである請求項１～１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  15. 　前記切片は、前記第２スイッチング素子のオン電圧の閾値である請求項１に記載の電力変換装置。
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Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002016486A (ja) * 2000-06-30 2002-01-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 半導体装置
WO2011096232A1 (ja) * 2010-02-05 2011-08-11 パナソニック株式会社 電力変換装置
JP2014027816A (ja) * 2012-07-27 2014-02-06 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2014155267A (ja) * 2013-02-06 2014-08-25 Panasonic Corp スイッチ駆動装置
JP2015106934A (ja) * 2013-11-28 2015-06-08 三菱電機株式会社 電源装置、およびその電源装置を備えた空気調和機
JP2015144496A (ja) * 2014-01-31 2015-08-06 日立アプライアンス株式会社 直流電源装置及びこれを用いた空気調和機
JP2017195259A (ja) * 2016-04-19 2017-10-26 株式会社デンソー 半導体モジュール、及び電力変換装置
JP2018068097A (ja) * 2016-04-19 2018-04-26 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002016486A (ja) * 2000-06-30 2002-01-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 半導体装置
WO2011096232A1 (ja) * 2010-02-05 2011-08-11 パナソニック株式会社 電力変換装置
JP2014027816A (ja) * 2012-07-27 2014-02-06 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2014155267A (ja) * 2013-02-06 2014-08-25 Panasonic Corp スイッチ駆動装置
JP2015106934A (ja) * 2013-11-28 2015-06-08 三菱電機株式会社 電源装置、およびその電源装置を備えた空気調和機
JP2015144496A (ja) * 2014-01-31 2015-08-06 日立アプライアンス株式会社 直流電源装置及びこれを用いた空気調和機
JP2017195259A (ja) * 2016-04-19 2017-10-26 株式会社デンソー 半導体モジュール、及び電力変換装置
JP2018068097A (ja) * 2016-04-19 2018-04-26 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路

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