TWI452826B - 無需死區時間的直流馬達驅動電路 - Google Patents

Description

無需死區時間的直流馬達驅動電路

本發明係有關於一種直流馬達驅動電路，特別是有關於偏壓技術來控制N型金氧半場效電晶體(NMOS)的導通/截止，以免除需要死區時間的產生之H電橋直流馬達驅動電路。

直流馬達為進行整流，而存在著電刷與整流子，因此有產生火花之虞，不宜在高溫、易燃等環境下工作，但其具有較大的啟動轉矩、速度調整容易、及使用直流電源可以用電池供電等優點，因此低功率直流馬達被應用在諸如電動刮鬍刀、錄音機、錄影機、CD唱盤、模型汽車、及玩具等使用環境較安全的消費或可攜式電子產品上。而大功率的直流馬達則使用在電動車、快速電梯、機械人、工作母機、及工廠自動化等地方。馬達控制的基本項目包括：馬達的啟動與停止、馬達的轉向與轉速。其中直流馬達之速度控制，可簡單的經由控制其端電壓來達成；最典型的方式是利用脈波寬度調變法(PWM)來進行，經由功率電晶體之導通及截止狀態之切換，調整其導通週期比(Duty Cycle Ratio)，來改變輸出電壓之大小，進而控制直流馬達之轉速。

為了控制直流馬達之轉速與轉向，H電橋乃為直流馬達之最主要且重要的驅動器架構。目前被用來作為開關的功率電晶體有雙接面電晶體(BJT)、金氧半場效電晶體(MOSFET)及閘極絕緣雙接面電晶體(IGBT)等幾種半導體元件；其中BJT之切換速度較慢，導通時的集-射極間飽和電壓較高， 所以切換損失及導通損失均較大，但其具有較高的耐壓及耐流能力，適於中功率之應用。而MOSFET則因其切換速度快，切換損失較小，且其導通電阻與耐壓強度為正相關，在低功率的轉換器中，因電源電壓及導通時之電流均較小，所以導通損失亦較小，因此很適合應用在低功率的直流電動機控制。IGBT則是結合了MOSFET的閘極輸入特性及BJT的集-射極輸出特性，其切換速度較BJT快，而耐壓及耐流能力則較MOSFET高，而且仍持續發展提升中，適於中功率之應用。為獲取較高的驅動高效率，本發明將採用以互補式MOSFET為基礎的驅動器設計架構，並提出一種閘極偏壓技術，除能增加驅動效率外，最重要的貢獻便是免除需有死區時間(Dead Time)的產生；如此也將降低所提H電橋軀動器之電路成本。

H電橋一般可分為半橋(Half Bridge)與全橋(Full Bridge)兩種裝置，經常廣泛被應用於DC/DC轉換器中。而全橋裝置更是一種典型直流馬達驅動架構，用以控制馬達的轉向與轉速。以下將就全橋式H電橋基本結構、與其死區時間效應作一闡述。

基本之全橋式H電橋示意電路如第1圖所示，其中S₁~S₄是作為功率電晶體開關，而D₁’~D₄’為保護二極體，是用來防止馬達線圈通電時所產生反電動勢電壓的破壞。其切換控制是當S₁、S₄導通時，則S₂、S₃必須要截止，反之亦然；且每一控制週期此四顆功率電晶體均須執行一次導通/截止的切換動作。相較於單一功率電晶體的電路架構，其切換損失增加3倍且效率降低。然而為了可改變直流馬達M’的轉動方向，此一全橋結構是必需的；而且以MOSFET功率電晶體作為電子開關將具有較低的導通電阻，進而獲得較高的效率。在此 MOSFET電橋電路中，四顆電晶體可以全部採用NMOS，但為保持上臂的閘極與汲極間之V_GS電壓能達到導通之條件，需迫使上臂的閘極電壓高於汲極電壓，所以需利用電荷幫浦(Charge Pump)電路來產生比較高的電位，方可保證上臂的NMOS動作，因此其電路較為複雜。另一電橋型態則是採用兩組互補式MOS電晶體來加以組構，此一型態其控制電路就相對較為簡單。

不論採用何種型態的MOSFET電橋，電橋同側之上臂與下臂功率電晶體不可同時導通，而且需考慮功率電晶體在導通及截止過程中之延遲現象。在上下臂開關切換狀態時，須先執行開關之截止，經過一小段時間，確保完成截止動作後，再令另一個開關導通，以避免電源短路之情形發生。而這個等待截止動作完成之時間，被稱為死區時間，此時間之設定需視使用的功率電晶體之種類及特性而定，若採用切換速度較快的MOSFET，則其值約為數百ns。因此，為避免電源短路產生過大電流打穿(Shoot Through)電晶體的現象，死區時間的存在是有其必要。然而此一時間會形成導通週期比之下限，而限制低速運轉時之最低轉速，尤其在高頻切換時更形嚴重；並會使得命令電壓和實際輸出電壓的誤差過大，以及產生電流波形扭曲所造成力矩輸出不足的問題，使得控制電壓對轉速的轉換特性，產生如第2圖所示的非線性的情形，為此需加強控制器的設計，以補償此一現象。傳統的H電橋驅動器均需有一死區時間產生電路以設定死區時間，除增加電路複雜度外，也對其驅動效率有所影響。

直流馬達驅動器之效率，除取決於H電橋中電晶體的導通電阻外，當使用PWM作為直流馬達轉速控制時，驅動器可控制的轉速範圍，亦可視作評估H電橋驅動器效率的一項參數。本發明提出一種直流馬達驅動電路，係以互補式MOSFET為基礎之H電橋驅動器，並採用閘極偏壓設計方法，以免除傳統所需死區時間的限制，因而可獲致較高的驅動效率。

本發明之無需死區時間的直流馬達驅動電路可包括第一金氧半場效電晶體、第二金氧半場效電晶體、第三金氧半場效電晶體、第四金氧半場效電晶體以及偏壓產生電路。其中第一金氧半場效電晶體的源極電性連接於一第一電壓且其汲極電性連接於一馬達之一端，受一第一信號控制而導通或關閉。第二金氧半場效電晶體的源極電性連接於第一電壓且其汲極電性連接於馬達之另一端，受一第二信號控制而導通或關閉。第三金氧半場效電晶體的源極電性連接於一第二電壓且其汲極電性連接於馬達之一端。第四金氧半場效電晶體的源極電性連接於第二電壓且其汲極電性連接於馬達之另一端。當第一信號為脈衝寬度調變(PWM)信號而第二信號為低位準時，偏壓產生電路提供第三金氧半場效電晶體隨PWM信號之責任週期增加在略大於臨界電壓(V_th)以下變化之一閘極偏壓給第三金氧半場效電晶體的閘極，且提供該第四金氧半場效電晶體隨PWM信號之責任週期增加在略大於臨界電壓(V_th)以上變化之一閘極偏壓給第四金氧半場效電晶體的閘極，藉以使第一金氧半場效電晶體及第四金氧半場效電晶體為導通，而第二金氧半場效電晶體為關閉，第三金氧半場效電晶體之工作區域係從臨界截 止之夾止區朝截止區變化，且第一金氧半場效電晶體以及第三金氧半場效電晶體不會同時導通，當第一信號為低位準而第二信號為脈衝寬度調變信號時，偏壓產生電路提供第三金氧半場效電晶體隨PWM信號之責任週期增加在略大於臨界電壓(V_th)以上變化的一閘極偏壓給第三金氧半場效電晶體的閘極，且提供第四金氧半場效電晶體隨PWM信號之責任週期增加在略大於臨界電壓(V_th)以下變化之一閘極偏壓給第四金氧半場效電晶體的閘極，藉以使第二金氧半場效電晶體及第三金氧半場效電晶體為導通，第一金氧半場效電晶體為關閉，第四金氧半場效電晶體之工作區域係從臨界截止之夾止區朝截止區變化，且第二金氧半場效電晶體以及第四金氧半場效電晶體不會同時導通。

其中，第一金氧半場效電晶體及第二金氧半場效電晶體可為P型金氧半場效電晶體。

其中，第三金氧半場效電晶體及第四金氧半場效電晶體可為N型金氧半場效電晶體。

其中，偏壓產生電路可包括一第一反相器、一第二反相器、一第三反相器、一第四反相器、一第一電阻器、一第二電阻器、一第三電阻器、一第四電阻器、一第五電阻器、一第六電阻器、一第一電容器以及一第二電容器。其中第一反相器輸入第一信號並輸出至第一金氧半場效電晶體的閘極。第二反相器輸入第二信號並輸出至第二金氧半場效電晶體的閘極。第三反相器輸入第一信號並輸出至第三金氧半場效電晶體的閘極。第四反相器輸入第二信號並輸出至第四金氧半場效電晶體的閘極。第一電阻器的一端電性連接於第一反相器的輸出端及第一金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至第一電壓。第 一電容器的一端電性連接於第一反相器的輸出端及第一金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端接地。第二電阻器的一端電性連接於第二反相器的輸出端及第二金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至第一電壓。第二電容器的一端電性連接於第二反相器的輸出端及第二金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端接地。第三電阻器的一端電性連接於第三反相器的輸出端及第三金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至一電壓源。第四電阻器的一端電性連接於第四反相器的輸出端及第四金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至一電壓源。第五電阻器的一端電性連接於第三反相器的輸出端及第三金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至第二信號。第六電阻器的一端電性連接於第四反相器的輸出端及第四金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至第一信號。

其中，第一電壓可為一電壓源。

其中，第二電壓可接地。

上述無需死區時間的直流馬達驅動電路可更包括第一、二、三、四保護二極體。第一保護二極體的陽極電性連接於第一金氧半場效電晶體的汲極且其陰極電性連接於第一金氧半場效電晶體的源極。第二保護二極體的陽極電性連接於第二金氧半場效電晶體的汲極且其陰極電性連接於第二金氧半場效電晶體的源極。第三保護二極體的陽極電性連接於第三金氧半場效電晶體的源極且其陰極電性連接於第三金氧半場效電晶體的汲極。第四保護二極體的陽極電性連接於第四金氧半場效電晶體的源極且其陰極電性連接於第四金氧半場效電晶體的汲 極。

第3圖係依據本發明以互補式MOSFET為架構之H電橋驅動器電路的電路圖，其中由兩個PMOS(Q₁和Q₂)建構其上臂，而由兩個NMOS(Q₃和Q₄)形成其下臂，D₁~D₄則為保護二極體。在此電路設計中，無需複雜的控制電路；僅需4個具開集極的反相器(U₁~U₄)，以作為控制邏輯信號(SA和SB)之緩衝器，及配合一些被動元件：電阻器(R₁~R₆)與電容器(C₁和C₂)即可。

不同於傳統H電橋電路需要有死區時間產生之設計方法，本發明將閘極偏壓技術應用於所提驅動器之電路設計。考慮在U₃和U₄輸出為高電位狀況下，依據重疊原理，兩個NMOS(Q₃和Q₄)的閘極電壓(V_GN3和V_GN4)將分別如式(1)與式(2)所示：V_GN3=(R₅/(R₃+R₅))×V_H+(R₃/(R₃+R₅))×V_B (1)

V_GN4=(R₆/(R₄+R₆))×V_H+(R₄/(R₄+R₆))×V_A (2)

其中V_H為邏輯工作電壓(例如5伏特)，V_A和V_B分別為控制信號輸入端A和B的邏輯電壓。當控制邏輯信號SA和SB皆為低電位時，兩個PMOS(Q₁和Q₂)將立即被關閉。若選擇適當的R₃、R₅與R₄、R₆，則將針對Q₃和Q₄建立起兩個略大於臨界電壓(V_th)的閘極偏壓，也因此Q₃和Q₄於此時進入導通狀態；而V_GN3和V_GN4也就相當於下列二式：V_GN3=(R₅/(R₃+R₅))×V_H≒V_th (3)

V_GN4=(R₆/(R₄+R₆))×V_H≒V_th (4)

再從式(3)與式(4)中，便可分別找出R₃/R₅與R₄/R₆之比例關係，如式(5)所示：R₃/R₅=R₄/R₆≒(V_H/V_th)-1 (5)

現考慮一PWM信號輸入控制信號輸入端A，而控制信號輸入端B仍保持於低電位，且此PWM信號週期小於R₁C₁時間常數，因此致使Q₁將一直處於導通狀態，而V_GN4則被修改為：V_GN4=V_th+(R₄/(R₄+R₆))×V_H×D (6)

此處D為PWM信號之責任週期(Duty Cycle)率，且PWM信號高準位電壓為V_H(例如5V)。由於有閘極偏壓的存在，因此，以較小責任週期的PWM信號便容易啟動Q₄導通。此時雖然PWM信號也同時出現在U₃的輸入端，然而V_GN3如式(7)所示：V_GN3=(R₅/(R₃+R₅))×V_H×(1-D) (7)

將隨PWM信號之責任週期在略大於臨界電壓(V_th)以下變化，因此Q₃之工作區域僅能從臨界截止之夾止區至截止區間變化，而確保Q₁與Q₃同側不會同時導通，故無需死區時間的存在必要。同理，當PWM信號輸入控制信號輸入端B，且控制信號輸入端A保持於低電位，則Q₁截止、Q₂與Q₃導通，而Q₄同上述僅會於臨界截止之夾止區至截止區間動作。

本發明之H電橋驅動器有著一般直流馬達控制的4種基本動作功能，包括：停止、正轉、反轉、與剎停。表1所示即為此H電橋驅動器之動作功能表，其詳細動作說明如下所述：

(1)當A=B=“Lo”時，Q₁和Q₂關閉，而由所建立稍大於V_th的偏壓V_GN3與V_GN4致使Q₃和Q₄導通。由於此時並無任何電流流經電晶體，因此馬達處於停止狀態。

(2)當A=B=“Hi”時，Q₁和Q₂導通，而Q₃和Q₄截止；如此將產生一瞬間剎停的效果。

(3)當A=PWM，B=“Lo”時，Q₁導通，Q₂截止，而Q₄則受控於PWM信號；可隨PWM信號責任週期，從截止(D=0)到完全導通(D=1)。因此，馬達有正轉效果，且轉速與責任週期成正比。此時Q₃亦是隨PWM信號責任週期變化，從臨界截止之夾止區朝截止區(D=1)動作。

(4)反之，當A=“LO”，B=PWM時，Q₁截止，Q₂導通，而Q₃則受控於PWM信號；同(3)所述，只是Q₃與Q₄動作互換，且此時馬達反轉運行。

在操作上此驅動器有一限制：就是當一控制信號輸入端受控於PWM信號時，而另一控制信號輸入端為高電位是不被允許的，否則在PWM信號輸入側之PMOS與NMOS會有電流打穿現象，故應保 持於低電位。

藉由提供偏壓於兩個NMOS閘極的技術，本發明之H電橋驅動器之最主要特色：便是無需有死區時間產生電路的存在；且在PWM控制下，可從較小的責任週期便能驅動直流馬達，因此可以增加馬達轉速的控制範圍，進而提升了驅動效率。此外，也由於控制電路的精簡，更有助於降低硬體的設計成本。當PWM控制時，雖然在PWM信號輸入側之PMOS與NMOS不會造成兩者同時導通。但當PWM信號責任週期較小時，此NMOS工作於臨界截止之夾止區中，仍會有少量的電流通過，這是此一驅動器電路設計所需付出的額外代價；而此電流則會隨責任週期增加至100%而趨近於0。因此，妥善地設計NOMS閘極偏壓，便能在降低損耗電流與增加趨動效率兩者間取得平衡。

底下以一實驗來驗證本發明之效果，其中使用2個PMOS功率電晶體(IRF9540)及2個NMOS功率電晶體(IRF540)來建構H電橋。這些功率MOSFET其臨界電壓V_th約為3V，且根據前述原理，選擇R₃=R₄=1KΩ及R₅=R₆=1.8KΩ，以分別建立兩個NOMS的閘極偏壓V_GN3=V_GN4=3.2V。此外，此驅動器設定可驅動直流馬達電壓範圍為5V~24V，而最大承受電流則為10A。相關量測條件如下：所提供的PWM信號頻率為15.625KHz，直流馬達供給電壓則為12V。將PWM信號輸入至此驅動器的某一控制信號輸入端，而另一控制信號輸入端則保持邏輯低電位。當調整改變PWM信號責任週期(從0~100%)時，以數位儲存示波器分別觀測電路中各端點之電壓變化情形；以下將逐 一說明各量測波形。

第4圖所示為：當控制信號輸入端B(CH2)輸入一責任週期為50%之PWM信號，而控制信號輸入端A(CH1)保持低電位時，分別於Q₃與Q₄閘極端所測得之V_GN3(CH3)和V_GN4(CH4)電壓波形。從圖中可明顯看出V_GN3的大小，在PWM信號ON期間，其平均電壓從所建立偏壓3.2V往上提升至約4.09V而驅動Q₃導通(此時Q₁處於截止狀態)。在此Q₂雖然保持導通，然而V_GN4的平均電壓卻從由所建立偏壓3.2V往下降低至約1.61V而致使Q₄截止。因此，電橋同側之Q₁(Q₂)與Q₃(Q₄)並不會同時導通，自然就不需要存在死區時間。同時，第5圖中CH1顯示Q₁的閘級電壓拉升至12V以關閉Q₁，而即便有PWM信號輸入，Q₂的閘級電壓則被箝制於低電位以導通Q₂。若考慮加至馬達兩端點的電壓，亦即相當於分別量測Q₃與Q₄汲極端點電壓。在第6圖中，CH1顯示Q₃的平均汲極電壓隨責任週期增加而變小，而此時因Q₂是完全導通，因此Q₄的汲極電壓(CH2)就一直保持在12V。相同地，當責任週期改為30%時，所有電晶體動作皆同50%責任週期之PWM信號輸入，只是V_GN3之平均電壓上升至約3.74V，而V_GN4之平均電壓下降至約2.25V(如第7圖所示)；當然馬達轉動速度就變緩。

上述實驗中，除量測本發明之驅動器各端點波形外，另外也選用一顆同為互補式MOSFET型態之市售H電橋晶片(TC4424)做一測試比較。在採用相同直流馬達的驅動條件下，若使用本發明H電橋驅動器以PWM信號操控，當其責任週期從0開始調升，大約調升至12.5%時，馬達便能從完全停止到開始啟動。而若於全速轉動後開始減速，則責任週期大約調降至8%以下，才迫使馬達停止。然而，若改用現 有晶片TC4424，當PWM信號責任週期大約調升至21%時，方可使馬達從靜止中啟動；而在全速轉動後開始減速，責任週期則大約調降至16%以下，馬達便停止轉動。

綜上所述，傳統H電橋受限於死區時間，而需有死區時間產生電路，或甚而亦需要補償電路，自然增加硬體設計成本。本發明提出一種建構於互補式MOSFET為基礎之H電橋驅動器，並且採用NMOS閘極偏壓技術，以免除死區時間效應的影響。從實際實驗結果中，本發明之H電橋驅動器確實有效改善了傳統H電橋之驅動效率；其PWM信號可調整轉速範圍也較傳統H電橋來得大。由於無需有死區時間產生電路，此驅動器電路之設計將更為精簡，且有助於未來實現於積體電路晶片中。

雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何其所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作任意之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

習知技術

M’‧‧‧直流馬達

D₁’~D₄’‧‧‧保護二極體

S₁~S₄‧‧‧功率電晶體開關

本發明

M‧‧‧直流馬達

D₁~D₄‧‧‧保護二極體

Q₁~Q₂‧‧‧P型金氧半場效電晶體

Q₃~Q₄‧‧‧N型金氧半場效電晶體

U₁~U₄‧‧‧反相器

C₁~C₂‧‧‧電容器

R₁~R₆‧‧‧電阻器

A,B‧‧‧控制邏輯信號輸入端

SA,SB‧‧‧控制邏輯信號

第1圖係一習知H電橋之電路圖。

第2圖顯示習知直流馬達之控制電壓對轉速的關係。

第3圖係依據本發明之H電橋驅動電路之電路圖。

第4圖顯示測試本發明之H電橋驅動電路於輸入責任週期為50%之NMOS閘極電壓。

第5圖顯示測試本發明之H電橋驅動電路於輸入責任週期為50% 之PMOS閘極電壓。

第6圖顯示測試本發明之H電橋驅動電路於輸入責任週期為50%之NMOS汲極電壓。

第7圖顯示測試本發明之H電橋驅動電路於輸入責任週期為30%之NMOS閘極電壓。

M‧‧‧直流馬達

D₁~D₄‧‧‧保護二極體

Q₁~Q₂‧‧‧P型金氧半場效電晶體

Q₃~Q₄‧‧‧N型金氧半場效電晶體

U₁~U₄‧‧‧反相器

C₁~C₂‧‧‧電容器

R₁~R₆‧‧‧電阻器

A,B‧‧‧控制信號輸入端

SA,SB‧‧‧控制邏輯信號

Claims (7)

1. 一種無需死區時間的直流馬達驅動電路，包括：一第一金氧半場效電晶體，其源極電性連接於一第一電壓且其汲極電性連接於一馬達之一端，受一第一信號控制而導通或關閉；一第二金氧半場效電晶體，其源極電性連接於該第一電壓且其汲極電性連接於該馬達之另一端，受一第二信號控制而導通或關閉；一第三金氧半場效電晶體，其源極電性連接於一第二電壓且其汲極電性連接於該馬達之一端；一第四金氧半場效電晶體，其源極電性連接於該第二電壓且其汲極電性連接於該馬達之另一端；及一偏壓產生電路，當該第一信號為脈衝寬度調變信號而該第二信號為低位準時，提供該第三金氧半場效電晶體隨PWM信號之責任週期增加在略大於臨界電壓(V_th)以下變化之一閘極偏壓給該第三金氧半場效電晶體的閘極，且提供該第四金氧半場效電晶體隨PWM信號之責任週期增加在略大於臨界電壓(V_th)以上變化之一閘極偏壓給該第四金氧半場效電晶體的閘極，藉以使該第一金氧半場效電晶體及該第四金氧半場效電晶體為導通，而該第二金氧半場效電晶體為關閉，該第三金氧半場效電晶體之工作區域係從臨界截止之夾止區朝截止區變化，且該第一金氧半場效電晶體以及該第三金氧半場效電晶體不會同時導通，當該第一信號為低位準而該第二信號為脈衝寬度調變信號時，提供該第三金氧半場效電晶體隨PWM信號之責任週期增加在略大於臨界電壓(V_th)以上變化的一閘極偏壓給該第 三金氧半場效電晶體的閘極且提供該第四金氧半場效電晶體隨PWM信號之責任週期增加在略大於臨界電壓(V_th)以下變化之一閘極偏壓給該第四金氧半場效電晶體的閘極，藉以使該第二金氧半場效電晶體及該第三金氧半場效電晶體為導通，該第一金氧半場效電晶體為關閉，該第四金氧半場效電晶體之工作區域係從臨界截止之夾止區朝截止區變化，且該第二金氧半場效電晶體以及該第四金氧半場效電晶體不會同時導通。
2. 如申請專利範圍第1項所述之無需死區時間的直流馬達驅動電路，其中，該第一金氧半場效電晶體及該第二金氧半場效電晶體係P型金氧半場效電晶體。
3. 如申請專利範圍第1項所述之無需死區時間的直流馬達驅動電路，其中，該第三金氧半場效電晶體及該第四金氧半場效電晶體係N型金氧半場效電晶體。
4. 如申請專利範圍第1項所述之無需死區時間的直流馬達驅動電路，其中，該偏壓產生電路係包括：一第一反相器，輸入該第一信號並輸出至該第一金氧半場效電晶體的閘極；一第二反相器，輸入該第二信號並輸出至該第二金氧半場效電晶體的閘極；一第三反相器，輸入該第一信號並輸出至該第三金氧半場效電晶體的閘極；一第四反相器，輸入該第二信號並輸出至該第四金氧半場效電晶體的閘極；一第一電阻器，一端電性連接於該第一反相器的輸出端及該第一金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至該第一電壓；一第一電容器，一端電性連接於該第一反相器的輸出端及該第一金氧半場效 電晶體的閘極之間且另一端接地；一第二電阻器，一端電性連接於該第二反相器的輸出端及該第二金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至該第一電壓；一第二電容器，一端電性連接於該第二反相器的輸出端及該第二金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端接地；一第三電阻器，一端電性連接於該第三反相器的輸出端及該第三金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至一第一電壓源；一第四電阻器，一端電性連接於該第四反相器的輸出端及該第四金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至一第二電壓源；一第五電阻器，一端電性連接於該第三反相器的輸出端及該第三金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至該第二信號；一第六電阻器，一端電性連接於該第四反相器的輸出端及該第四金氧半場效電晶體的閘極之間且另一端電性連接至該第一信號。
5. 如申請專利範圍第1項所述之無需死區時間的直流馬達驅動電路，其中，該第一電壓係一電壓源。
6. 如申請專利範圍第1項所述之無需死區時間的直流馬達驅動電路，其中，該第二電壓係接地。
7. 如申請專利範圍第1項所述之無需死區時間的直流馬達驅動電路，更包括：一第一保護二極體，其陽極電性連接於該第一金氧半場效電晶體的汲極且其陰極電性連接於該第一金氧半場效電晶體的源極；一第二保護二極體，其陽極電性連接於該第二金氧半場效電晶體的汲極且其陰極電性連接於該第二金氧半場效電晶體的源極；一第三保護二極體，其陽極電 性連接於該第三金氧半場效電晶體的源極且其陰極電性連接於該第三金氧半場效電晶體的汲極；及一第四保護二極體，其陽極電性連接於該第四金氧半場效電晶體的源極且其陰極電性連接於該第四金氧半場效電晶體的汲極。