JP2014045562A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】還流ダイオード等の破壊を防止可能なインバータ装置の提供。
【解決手段】直流電圧源４に接続され誘導性負荷５に電力を供給する上下一対のスイッチング素子１と、前記スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオード２と、前記スイッチング素子を制御する制御部３を備え、前記制御部は、誘導性負荷を動作させるために前記スイッチング素子に入力する制御信号の直前に、制御信号よりも小さな信号をスイッチング素子に入力する構成としてある。このような簡素な構成により、還流ダイオードの逆回復動作時における短絡電流を低減できるため、電力損失の低減を図ることで効率を向上させ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止ができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、誘導性負荷、例えばモータへの駆動電力を出力するインバータ装置に関する。

一般に誘導性負荷に電力を供給するインバータ装置、例えばブラシレスＤＣモータの駆動用電力を出力するインバータ装置は、上下一対のスイッチング素子を複数有し、これらの各スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードを有し、各スイッチング素子の相互接続点がブラシレスＤＣモータの各相巻線に接続される。

スイッチング素子としては、最近、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴが多く採用されている。

ＭＯＳＦＥＴの場合、オン、オフ速度が速いため高周波スイッチングが可能というメリットがあり、また低電圧、低電流出力時のロスが小さいことからファンモータ等の出力の小さいモータを駆動する場合に多用される。

ただ、ＭＯＳＦＥＴは素子製造の過程において逆回復特性の悪い寄生ダイオードが素子上に作られてしまう。そのため、誘導性負荷に蓄えられたエネルギーによる順方向電流がダイオードに流れる際に、他方のスイッチング素子のオンに伴い、ダイオードに大きな逆方向電流（短絡電流）が流れ、大きな電力損失を生じる。さらにスイッチング素子及びダイオードが破壊する恐れがある。

上記に関して図９を参照し説明する。図９の”ａ”に示すようにＧＮＤからダイオードＤ２を介して誘導性負荷１０１にダイオードの順方向電流が流れている時、”ｂ”に示すように制御部１０２からスイッチング素子Ｔｒ１に制御信号が入力されると、”ｃ”に示すようにダイオードＤ２に直流電圧源１０３が印加されダイオードが逆回復する間、直流電圧源１０３のプラス端子→スイッチング素子Ｔｒ１→ダイオードＤ２→直流電圧源１０３のマイナス端子（ＧＮＤ）の順で短絡電流が流れる。このため、大きな電力損失とスイッチング素子及びダイオードの破壊の恐れが生じる。

近年、スイッチング周波数の高速化や、素子の高耐圧化、また装置の高効率化が進むにつれ、上記インバータ装置を改良することで、スイッチング損失を低減する手法が提案されてきている（例えば、特許文献１参照）。

図１０は特許文献１に記載されているインバータ装置で、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いてモータ駆動する。このインバータ装置は、スイッチング素子１０４に並列接続されたダイオード１０５に生じる逆方向電流による損失を低減するため、他方のスイッチング素子１０４のオンに先立ちダイオード１０５に逆電圧を印加する逆電圧印加回路１０６を設け、この逆電圧の印加によって他方のスイッチング素１０４子のオン時にダイオード１０５に流れる逆方向電流を低減することにより、インバータ装置の電力損失を低減する。

特開平１０−３２７５８５号公報

しかしながら、上記のように、従来のインバータ装置は、効率の改善を図るため、スイッチング素子の選定、逆回復における損失低減を図るべく対策回路の付加等が行われている。そして、このような高価な素子及び逆回復における損失低減を図るための対策回路を設けると、対策回路が複雑で部品点数が多いため、効率低下、高コスト化を生じる。

そこで本発明は、上記課題を解決するもので、ダイオードの逆回復における損失低減を図ることで効率を向上させ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止し、かつ簡素な構成でコスト増大を抑制することができるインバータ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、直流電圧源に接続され誘導性負荷に電力を供給する上下一対のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、前記スイッチング素子を制御する制御部を備え、前記制御部は、誘導性負荷を動作させるために前記スイッチング素子に入力する制御信号の直前に、制御信号よりも小さな信号をスイッチング素子に入力する構成としてある。

これにより、還流ダイオードの逆回復動作時に流れる短絡電流を小さく制限でき、還流ダイオードの逆回復終了後に通常の状態に復帰する。

本発明に係るインバータ装置によれば、還流ダイオードの逆回復動作時に短絡電流を制限できるため、還流ダイオードの逆回復における損失低減を図る対策回路を設けることなく還流ダイオードの逆回復における電力損失低減を図って効率を向上させ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止し、かつ構成も簡素化できてコスト増大を抑制することができる。

本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の基本構成を示すブロック図 同インバータ装置のスイッチング素子のドレインソース間電圧−ドレイン電流を示すグラフ 同インバータ装置の制御部構成を詳細に示すブロック図 同インバータ装置の電源回路部を詳細に示すブロック図 同インバータ装置の電源回路部の回路構成を詳細に示すブロック図 同インバータ装置の制御を示すタイムチャート 同実施の形態２におけるインバータ装置のブロック図 同実施の形態３における３相インバータ装置のブロック図 従来のインバータ装置におけるスイッチング素子に短絡電流が流れる様子を示す説明図 従来のインバータ装置を示すブロック図

第１の発明は、直流電圧源に接続され誘導性負荷に電力を供給する上下一対のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、前記スイッチング素子を制御する制御部を備え、前記制御部は、誘導性負荷を動作させるために前記スイッチング素子に入力する制御信号の直前に、制御信号よりも小さな信号をスイッチング素子に入力する構成としてある。

これにより、還流ダイオードの逆回復動作時に流れる短絡電流を小さく制限でき、還流
ダイオードの逆回復終了後に通常の状態に復帰する。すなわち、還流ダイオードの逆回復動作時に短絡電流を制限でき、その結果、還流ダイオードの逆回復における損失低減を図る対策回路を設けることなく還流ダイオードの逆回復における電力損失低減を図って効率を向上させ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止し、かつ構成の簡素化もできてコスト増大を抑制することができる。

第２の発明は、第１の発明において、制御部は、スイッチング素子の制御信号を生成するスイッチング素子制御信号生成部と、前記スイッチング素子制御信号生成部からの出力信号により、前記スイッチング素子に電圧及び電流を供給する駆動部と、前記駆動部に電源を供給する電源回路部と、前記スイッチング素子制御信号生成部と電源回路部を制御する命令部とを備える構成としてある。

これにより、第１の発明同様、電力損失低減を図って効率を向上させ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止し、かつコスト増大を抑制することができる。

第３の発明は、第２の発明において、電源回路部は、４つの電源と２つのスイッチを備え、命令部からの制御に応じて、２つのスイッチを切り替えて駆動部へ電源を供給する構成としてある。

これにより、第１、第２の発明同様、電力損失低減を図って効率を向上させ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止し、かつコスト増大を抑制することができる。

第４の発明は、第３の発明において、電源回路部は、４つの電源のうち２つはブートストラップ回路より構成してある。

これにより、第１〜第３の発明同様、電力損失低減を図って効率を向上させ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止し、かつコスト増大を抑制することができる。

第５の発明は、第２〜第４の発明において、電源回路部は、スイッチング素子に制御信号よりも小さな信号を入力するための電源の出力に振幅調整部を備え、電源の振幅を任意に設定できるように構成したものである。

これにより、還流ダイオードの逆回復動作時に、スイッチング素子のゲートソース間電圧を下げて、そのドレイン電流の最大値をさらに下げることができ、さらなる電力損失低減を図って効率を向上させることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置の基本構成を示し、３相インバータ装置におけるＵ相のみを図示したものである。

１はスイッチング素子で、ここではＭＯＳＦＥＴを表記しており、スイッチング素子１ｕ＋は上アーム用のスイッチング素子で、スイッチング素子１ｕ−は下アーム用のスイッチング素子である。スイッチング素子１ｕ＋とスイッチング素子１ｕ−は、スイッチング素子１ｕ＋のソース端子とスイッチング素子１ｕ−ドレイン端子とが接続されている。尚、スイッチング素子１はＩＧＢＴ等の他のデバイスでも構わない。

２は還流ダイオードであり、還流ダイオード２ｕ＋のアノードとスイッチング素子１ｕ＋のソース、還流ダイオード２ｕ＋のカソードとスイッチング素子１ｕ＋のドレインが接続されている。還流ダイオード２ｕ−も還流ダイオード２ｕ＋と同様の接続でスイッチング素子１ｕ−と接続されている。

３はＵ相制御部であり、Ｕ相制御部３はスイッチング素子１と接続され、図１左上のグラフに示すようにスイッチング素子１の制御用のゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝１５Ｖの直前にＶｇｓ＝５Ｖの電圧をスイッチング素子１に印加する。

４は直流電圧源であり、商用交流電源を整流して生成されたものである。直流電圧源４のプラス端子は、スイッチング素子１ｕ＋のドレインと、マイナス端子（０ＶまたはＧＮＤ）は、スイッチング素子１ｕ−のソース端子と接続されている。

５は誘導性負荷であり、例えばＤＣブラシレスモータのような誘導性負荷である。誘導性負荷５は、スイッチング素子１ｕ＋のソース端子とスイッチング素子１ｕ−ドレイン端子との接続点に接続されている。

図２は、スイッチング素子１のドレインソース間電圧Ｖｄｓ−ドレイン電流Ｉｄ特性を示した表であり、ゲートソース間電圧Ｖｇｓごとの特性が示されている。

図３は、Ｕ相制御部３の詳細な構成を示すブロック図である。図３において、スイッチング素子制御信号生成部７は、スイッチング素子１を制御するための信号を生成する。駆動部９は、スイッチング素子制御信号生成部７の信号に応じた時間、電源回路部８から供給される電圧および電流をスイッチング素子１に供給する。命令部６は、電源回路部８が駆動部９に供給する電源の切り替えやそのタイミングの制御を行う。また、スイッチング素子制御信号生成部７の制御も行う。Ｕ相制御部３以外のブロックは図１と同様であるため説明を省略する。

図４は、電源回路部８と駆動部９の詳細な構成を示すブロック図である。

図４において、駆動部９は、スイッチング素子１ｕ＋を駆動するスイッチング素子上アーム駆動部１６と、スイッチング素子１ｕ−を駆動するスイッチング素子下アーム駆動部１７より構成されている。電源回路部８は、５Ｖ上アーム電源１２、１５Ｖ上アーム電源１３、５Ｖ下アーム電源１４、１５Ｖ下アーム電源１５、スイッチ１０、スイッチ１１から構成されている。

５Ｖ上アーム電源１２、１５Ｖ上アーム電源１３、５Ｖ下アーム電源１４、１５Ｖ下アーム電源１５は、直流電圧源４より生成される。５Ｖ上アーム電源１２と１５Ｖ上アーム電源１３の２つの出力がスイッチ１０に入力され、命令部６からの信号が”Ｌ”の場合は、スイッチ１０は上に接続され５Ｖの電圧をスイッチング素子上アーム駆動部１６に供給する。命令部６からの信号が“Ｈ”の場合は、スイッチ１０は下に接続され１５Ｖの電圧をスイッチング素子上アーム駆動部１６に供給する。スイッチング素子上アーム駆動部１６は、スイッチング素子制御信号生成部７の出力信号に応じて、スイッチング素子１ｕ＋に電圧および電流を供給する。

５Ｖ下アーム電源１４と１５Ｖ下アーム電源１５の２つの出力がスイッチ１１に入力され、命令部６からの信号に応じて、スイッチ１１は、命令部６からの信号が”Ｌ”の場合は、スイッチ１１は上に接続され５Ｖの電圧をスイッチング素子下アーム駆動部１７に供給する。命令部６からの信号が“Ｈ”の場合は、スイッチ１１は下に接続され１５Ｖの電
圧をスイッチング素子下アーム駆動部１７に供給する。スイッチング素子下アーム駆動部１７は、スイッチング素子制御信号生成部７の出力信号に応じて、スイッチング素子１ｕ−に電圧および電流を供給する。尚、５Ｖ，１５Ｖは任意の電圧であり、制御方法やスイッチング素子等により、電圧値を変更する。

図５は、電源回路部８の詳細な回路構成を示す図である。

図５において５Ｖ上アーム電源１２は、ダイオードとコンデンサより構成されるブートストラップ回路となっている。ダイオードのアノード端子は５Ｖ下アーム電源１４に接続されており、カソード端子は、コンデンサに接続されている。コンデンサのダイオードと接続されていない端子は、スイッチング素子１ｕ＋のソース端子とスイッチング素子１ｕ−ドレイン端子との接続点に接続されている。スイッチング素子１ｕ−が動作を開始した時、スイッチング素子１ｕ−のドレインとソースが導通するため、コンデンサのダイオードと接続されていない端子は、直流電圧源４のマイナス端子（０ＶまたはＧＮＤ）に接続される。そうするとコンデンサのダイオードと接続されている端子は、５Ｖ下アーム電源１４からダイオードを介して、５Ｖの電圧が印加されているため、コンデンサの両端に電位差が生じる。従って、５Ｖ下アーム電源１４からダイオードを介して、コンデンサに充電電流が流れ、５Ｖの電圧がコンデンサに充電される。コンデンサに充電された５Ｖ電源は、命令部６からの命令に応じて、スイッチ１０を介して、スイッチング素子上アーム駆動部１６に電圧と電流を供給する。

１５Ｖ上アーム電源１３は、ダイオードとコンデンサより構成されるブートストラップ回路となっている。ダイオードのアノード端子は１５Ｖ下アーム電源１５に接続されており、カソード端子は、コンデンサに接続されている。コンデンサのダイオードと接続されていない端子は、スイッチング素子１ｕ＋のソース端子とスイッチング素子１ｕ−ドレイン端子との接続点に接続されている。スイッチング素子１ｕ−が動作を開始した時、スイッチング素子１ｕ−のドレインとソースが導通するため、コンデンサのダイオードと接続されていない端子は、直流電圧源４のマイナス端子（０ＶまたはＧＮＤ）に接続される。そうするとコンデンサのダイオードと接続されている端子は、１５Ｖ下アーム電源１５からダイオードを介して、１５Ｖの電圧が印加されているため、コンデンサの両端に電位差が生じる。従って、１５Ｖ下アーム電源１５からダイオードを介して、コンデンサに充電電流が流れ、１５Ｖの電圧がコンデンサに充電される。コンデンサに充電された１５Ｖ電源は、命令部６からの命令に応じて、スイッチ１０を介して、スイッチング素子上アーム駆動部１６に電圧と電流を供給する。他の構成は図４と同様であるため説明を省略する。

次に具体的な制御について説明する。

図６は、図５に示すインバータ装置の制御を示すタイムチャートである。図６のａ〜ｈに示す信号は、図５のａ〜ｈの箇所を通る信号と対応している。図２、図５および図６を用いて、インバータ装置の具体的な制御を説明する。

初めに図５において、還流ダイオード２ｕ−の逆回復時におけるインバータ装置の制御を説明する。

図５および図６において、命令部６からの信号に応じてスイッチング素子制御信号生成部７から出力される信号ａがＬ→Ｈに変わる。この時スイッチング素子１ｕ＋とスイッチング素子１ｕ−は、信号ａがＬの時は誘導性負荷５にはＧＮＤから還流ダイオード２ｕ−を介して電流が供給される。信号ａがＨの時は誘導性負荷５には直流電圧源４からスイッチング素子１ｕ＋を介して電流が供給される。信号ａがＬ→Ｈに変わるのと同時に命令部６からの電源回路部８のスイッチ１０に入力される信号ｃがＬ→Ｈに変わる。スイッチ１
０では、命令部６からの信号ｃがＬ→Ｈに変わると、下に接続されたスイッチ１０が上に接続される。スイッチ１０が上に接続されるとスイッチ１０の出力信号ｅは、１５Ｖ→５Ｖに替わりスイッチング素子上アーム駆動部１６に入力される。

スイッチング素子上アーム駆動部１６では、スイッチング素子制御信号生成部７からの信号ａに応じ、信号ｇがスイッチング素子１ｕ＋に供給される。その信号の振幅（電圧）は命令部６からの信号ｃがＨの時は５Ｖ、命令部６からの信号ｃがＬの時は１５Ｖがスイッチング素子１ｕ＋のゲートソース間に印加される。

これにより、スイッチング素子制御信号生成部７から出力される信号ａがＬ→Ｈに変わる時、誘導性負荷５にはＧＮＤから還流ダイオード２ｕ−を介して電流が供給されている状態から、スイッチング素子１ｕ＋が動作開始するため、還流ダイオード２ｕ−に逆電圧（カソードと直流電圧源４が接続、カソードとＧＮＤが接続）が印加される。還流ダイオード２ｕ−は、逆回復が開始され逆回復（ダイオードがＯＦＦになろうと）する間に直流電圧源４のプラス端子→スイッチング素子１ｕ＋→還流ダイオード２ｕ−→直流電圧源４のマイナス端子（ＧＮＤ）の順で短絡電流が流れる。しかし、その時スイッチング素子１ｕ＋のゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝５Ｖが印加されているため、図２に示すようにスイッチング素子１ｕ＋のドレイン電流は最大で０．５Ａ程度しか流れない。還流ダイオード２ｕ−が逆回復終了（ダイオードＯＦＦ）後に通常のゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝１５Ｖ印加するため、短絡電流を低減することができる。

従って、還流ダイオード２ｕ−の逆回復動作時にスイッチング素子１ｕ＋の通常動作時のゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝１５Ｖの場合、図２から分かるように最大１０Ａ以上のドレイン電流が流れるが、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝５Ｖを印加することでドレイン電流を０．５Ａ程度に制限することができ、その結果、電力損失低減を図ることでき、また効率を向上させることができ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止でき、かつ簡素な構成なためコスト増大を抑制することができる。

次に図５において、還流ダイオード２ｕ＋の逆回復時におけるインバータ装置の制御を説明する。

図５および図６において、命令部６からの信号に応じてスイッチング素子制御信号生成部７から出力される信号ｂがＬ→Ｈに変わる。この時スイッチング素子１ｕ＋とスイッチング素子１ｕ−は、信号ｂがＬの時は誘導性負荷５から還流ダイオード２ｕ＋を介して直流電圧源４のプラス端子に電流が流れる。

信号ｂがＨの時は誘導性負荷５→スイッチング素子１ｕ−→ＧＮＤの順で電流が流れる。信号ｂがＬ→Ｈに変わるのと同時に命令部６からの電源回路部８のスイッチ１１に入力される信号ｄがＬ→Ｈに変わる。スイッチ１１では、命令部６からの信号ｄがＬ→Ｈに変わると、下に接続されたスイッチ１１が上に接続される。スイッチ１１が上に接続されるとスイッチ１１の出力信号ｆは、１５Ｖ→５Ｖに替わりスイッチング素子下アーム駆動部１７に入力される。

スイッチング素子下アーム駆動部１７では、スイッチング素子制御信号生成部７からの信号ｂに応じ信号ｈがスイッチング素子１ｕ−に供給される。

その信号の振幅（電圧）は命令部６からの信号ｄがＨの時は５Ｖ、命令部６からの信号ｄがＬの時は１５Ｖがスイッチング素子１ｕ−のゲートソース間に印加される。

これにより、スイッチング素子制御信号生成部７から出力される信号ｂがＬ→Ｈに変わ
る時、誘導性負荷５→還流ダイオード２ｕ＋→直流電圧源４の順で電流が流れている状態から、スイッチング素子１ｕ−が動作開始するため、還流ダイオード２ｕ＋に逆電圧（カソードと直流電圧源４が接続、カソードとＧＮＤが接続）が印加される。還流ダイオード２ｕ＋は、逆回復が開始され逆回復（ダイオードがＯＦＦになろうと）する間に直流電圧源４のプラス端子→還流ダイオード２ｕ＋→スイッチング素子１ｕ−→直流電圧源４のマイナス端子（ＧＮＤ）の順で短絡電流が流れる。しかし、その時スイッチング素子１ｕ−のゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝５Ｖが印加されているため、図２に示すようにスイッチング素子１ｕ−のドレイン電流は最大で０．５Ａ程度しか流れない。還流ダイオード２ｕ＋が逆回復終了（ダイオードＯＦＦ）後に通常のゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝１５Ｖ印加するため、短絡電流を低減することができる。

従って、還流ダイオード２ｕ＋の逆回復動作時にスイッチング素子１ｕ−の通常動作時のゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝１５Ｖの場合、図２から分かるように最大１０Ａ以上のドレイン電流が流れるが、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝５Ｖを印加することでドレイン電流を０．５Ａ程度に制限することができ、その結果、電力損失低減を図ることでき、また効率を向上させることができ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止でき、かつ簡素な構成なためコスト増大を抑制することができる。

なお、図６のａとｂが同時にＨになることで、スイッチング素子１ｕ＋とスイッチング素子１ｕ−が同時にＯＮなり短絡電流が流れてしまうことがないようにデットタイムを設けている。

（実施の形態２）
図７は、本発明の実施の形態２に係るインバータ装置の構成の一例を示すブロック図である。

図７において、実施の形態２に係るインバータ装置は、図４における電源回路部８のスイッチ１０と５Ｖ上アーム電源１２の間、及びスイッチ１１と５Ｖ下アーム電源１４の間に振幅調整部１８を備える。この振幅調整部１８は例えば、抵抗によって構成される。他のブロックは図４と同様であるため、説明を省略する。

以上の構成からなる実施の形態２のインバータ装置は、実施の形態１と比較して命令部６からの信号により、５Ｖ上アーム電源１２及び５Ｖ下アーム電源１４の出力をスイッチング素子の特性や制限したいドレイン電流に合わせて任意に変更することができる。また５Ｖの電源を他のブロックで共通で使用している場合でかつスイッチング素子のゲートソース間電圧を５Ｖよりも下げたい場合に新たに電源を設ける必要がない。

よって、還流ダイオード２ｕ＋または還流ダイオード２ｕ−の逆回復動作時に、スイッチング素子１ｕ＋またはスイッチング素子１ｕ−のゲートソース間電圧を５Ｖよりも下げて、図２に示すようにスイッチング素子１ｕ＋またはスイッチング素子１ｕ−のドレイン電流の最大値をさらに下げることができ、これにより、さらなる電力損失低減を図り効率を向上させることができる。

（実施の形態３）
図８は、本発明の実施の形態３に係るインバータ装置の構成の一例を示すブロック図である。図８はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相インバータ装置を示した図である。

１はスイッチング素子で、ここではＭＯＳＦＥＴを表記している。スイッチング素子１ｕ＋はＵ相上アーム用のスイッチング素子で、スイッチング素子１ｕ−はＵ相下アーム用のスイッチング素子である。スイッチング素子１ｕ＋とスイッチング素子１ｕ−は、スイ
ッチング素子１ｕ＋のソース端子とスイッチング素子１ｕ−ドレイン端子とが接続されており、その接続点は誘導性負荷５のＵ相端子に接続されている。

スイッチング素子１ｖ＋はＶ相上アーム用のスイッチング素子で、スイッチング素子１ｖ−はＶ相下アーム用のスイッチング素子である。スイッチング素子１ｖ＋とスイッチング素子１ｖ−は、スイッチング素子１ｖ＋のソース端子とスイッチング素子１ｖ−ドレイン端子とが接続されており、その接続点は誘導性負荷５のＶ相端子に接続されている。

スイッチング素子１ｗ＋はＷ相上アーム用のスイッチング素子で、スイッチング素子１ｗ−はＷ相下アーム用のスイッチング素子である。スイッチング素子１ｗ＋とスイッチング素子１ｗ−は、スイッチング素子１ｗ＋のソース端子とスイッチング素子１ｗ−ドレイン端子とが接続されており、その接続点は誘導性負荷５のＷ相端子に接続されている。尚、スイッチング素子１はＩＧＢＴ等の他のデバイスでも構わない
２はダイオードであり、還流ダイオード２ｕ＋のアノードとスイッチング素子１ｕ＋のソース、還流ダイオード２ｕ＋のカソードとスイッチング素子１ｕ＋のドレインが接続されている。還流ダイオード２ｕ−も還流ダイオード２ｕ＋と同様の接続でスイッチング素子１ｕ−と接続されている。

還流ダイオード２ｖ＋のアノードとスイッチング素子１ｖ＋のソース、還流ダイオード２ｖ＋のカソードとスイッチング素子１ｖ＋のドレインが接続されている。還流ダイオード２ｖ−も還流ダイオード２ｖ＋と同様の接続でスイッチング素子１ｖ−と接続されている。

還流ダイオード２ｗ＋のアノードとスイッチング素子１ｗ＋のソース、還流ダイオード２ｗ＋のカソードとスイッチング素子１ｗ＋のドレインが接続されている。還流ダイオード２ｗ−も還流ダイオード２ｗ＋と同様の接続でスイッチング素子１ｗ−と接続されている。

１９は制御部であり、Ｕ相制御部３、Ｖ相制御部２０、Ｗ相制御部２１より構成されており、Ｕ相制御部３はスイッチング素子１ｕ＋とスイッチング素子１ｕ−、Ｖ相制御部２０はスイッチング素子１ｖ＋とスイッチング素子１ｖ−、Ｗ相制御部２１はスイッチング素子１ｗ＋とスイッチング素子１ｗ−と接続されている。

４は直流電圧源であり、商用交流電源を整流して生成されたものである。直流電圧源４のプラス端子は、スイッチング素子１ｕ＋、スイッチング素子１ｖ＋、スイッチング素子１ｗ＋のドレインと、マイナス端子（０ＶまたはＧＮＤ）は、スイッチング素子１ｕ＋、スイッチング素子１ｖ＋、スイッチング素子１ｗ＋のソース端子と接続されている。

５はＵ，Ｖ，Ｗ相の３相誘導性負荷であり、例えばＤＣブラシレスモータのような誘導性負荷である。他の制御は図１と同様であるため説明を省略する。

以上のように、本発明の実施の形態３にかかるインバータ装置は、実施の形態１と同様の制御でＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相全ての制御を行うことにより、さらなる電力損失低減を図ることができ、その結果、さらに効率を向上させ、加えてスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止でき、かつ簡素な構成のためコスト増大を抑制することができる。

以上のように本発明は、還流ダイオードの逆回復における電力損失低減を図って効率を向上させ、さらにスイッチング素子及びダイオードの破壊を防止し、かつコスト増大を抑制することができ、各種機器のインバータ装置として幅広く適用できる。

１（１ｕ＋、１ｕ−、１ｗ＋、１ｗ−） スイッチング素子
２（２ｕ＋、２ｕ−、２ｗ＋、２ｗ−） 還流ダイオード
３ Ｕ相制御部（制御部）
４ 直流電圧源
５ 誘導性負荷
６ 命令部
７ スイッチング素子制御信号生成部
８ 電源回路部
９ 駆動部
１０ スイッチ
１１ スイッチ
１２ ５Ｖ上アーム電源
１３ １５Ｖ上アーム電源
１４ ５Ｖ下アーム電源
１５ １５Ｖ下アーム電源
１６ スイッチング素子上アーム駆動部
１７ スイッチング素子下アーム駆動部
１８ 振幅調整部
１９ 制御部
２０ Ｖ相制御部（制御部）
２１ Ｗ相制御部（制御部）

Claims (5)

1. 直流電圧源に接続され誘導性負荷に電力を供給する上下一対のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、前記スイッチング素子を制御する制御部を備え、前記制御部は、誘導性負荷を動作させるために前記スイッチング素子に入力する制御信号の直前に、制御信号よりも小さな信号をスイッチング素子に入力することを特徴とするインバータ装置。
2. 制御部は、スイッチング素子の制御信号を生成するスイッチング素子制御信号生成部と、前記スイッチング素子制御信号生成部からの出力信号により、前記スイッチング素子に電圧及び電流を供給する駆動部と、前記駆動部に電源を供給する電源回路部と、前記スイッチング素子制御信号生成部と電源回路部を制御する命令部とを備えることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 電源回路部は、４つの電源と２つのスイッチを備え、命令部からの制御に応じて、２つのスイッチを切り替えて駆動部へ電源を供給することを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
4. 電源回路部は、４つの電源のうち２つはブートストラップ回路より構成されることを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。
5. 電源回路部は、スイッチング素子に制御信号よりも小さな信号を入力するための電源の出力に振幅調整部を備え、電源の振幅を任意に設定できることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項記載のインバータ装置。

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