JP2022544998A - 電力変換装置の駆動回路及びその応用装置 - Google Patents

電力変換装置の駆動回路及びその応用装置 Download PDF

Info

Publication number
JP2022544998A
JP2022544998A JP2022511049A JP2022511049A JP2022544998A JP 2022544998 A JP2022544998 A JP 2022544998A JP 2022511049 A JP2022511049 A JP 2022511049A JP 2022511049 A JP2022511049 A JP 2022511049A JP 2022544998 A JP2022544998 A JP 2022544998A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power
voltage
power supply
branch
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2022511049A
Other languages
English (en)
Other versions
JP7305033B2 (ja
Inventor
ペン チェン
イン チュー
チィンチィン シュー
Original Assignee
サングロー パワー サプライ カンパニー リミテッド
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by サングロー パワー サプライ カンパニー リミテッド filed Critical サングロー パワー サプライ カンパニー リミテッド
Publication of JP2022544998A publication Critical patent/JP2022544998A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7305033B2 publication Critical patent/JP7305033B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/168—Modifications for eliminating interference voltages or currents in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H03K17/605—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H03K17/605—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
    • H03K17/61—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/689—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/689—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
    • H03K17/691—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/78—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used using opto-electronic devices, i.e. light-emitting and photoelectric devices electrically- or optically-coupled
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

本発明は、電力変換装置の駆動回路及びその応用装置を提供している。当該駆動回路は少なくとも１つの電源切替回路、Ｎ個の分離モジュール及び少なくとも１つの分離電源を含み、電源は順番に電源切替回路及び対応する分離電源を介して、各分離モジュールに駆動電圧を提供し、各分離モジュールの出力端はそれぞれ、対応する駆動抵抗を介して、対応するパワー半導体デバイスの制御端に接続されており、電源切替回路は、各分離モジュールの駆動電圧が、電力変換装置が正常動作状態にある場合、正常電圧に等しくなり、電力変換装置が過渡遷移プロセスにある場合、所定電圧に等しくなるように、その制御端が受信した駆動電圧制御信号に基づき、それ自体の出力を変更し、これにより、各パワー半導体デバイスの損壊のリスクを避け、さらに、駆動抵抗の抵抗値を常に調整する必要がなく、電力変換装置の正常動作時の性能への影響を避ける。

Description

本出願は、２０１９年１１月１８日に中国特許庁に提出された、出願番号が２０１９１１１２７６１３.０であって、発明の名称が「電力変換装置の駆動回路及びその応用装置」である中国特許出願に基づく優先権を主張し、その全内容を援用により本出願に組み込む。
本発明は、パワーエレクトロニクスの技術分野に属し、より具体的に、特に、電力変換装置の駆動回路及びその応用装置に関している。
パワーエレクトロニクスの電源では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）及びＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）は広く使用されている。ＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢＴはいずれもパワー半導体デバイスであり、このようなデバイスは、その駆動信号の電圧値を制御することで、その内部のオン／オフ機能を実現する。正常の場合、そのオン電圧よりも大きい正電圧を印加すると、それをオンさせ、負電圧またはゼロ電圧を印加すると、それをオフさせる。オンの場合、駆動信号の電圧値が高いほど、オン状態での損失が小さくなり、性能が向上し、オフの場合、デバイスの確実なオフを保証するために、駆動信号の電圧値が負になる。
実際の使用では、スイッチ回路の寄生インダクタンスの存在のため、ＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢＴはいずれも、オフされる際、電圧スパイクがあり、オフ電圧ストレスが比較的高い。オンされる際でも、還流ダイオードの逆回復電流が流れて、オン損失及び電流ストレスを大きくする。オフ際の電圧ストレス、オン際の電流ストレスはいずれも、ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴの損壊のリスクを増やし、その確実性を低減させる。
ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴとの損壊のリスクを増やし、その確実性を低減させるという上記の問題を避けるために、従来技術には、駆動抵抗の大きさを変更することで、オン／オフの速度を調節し、それにより、対応するストレスを低減させる技術案がある。ただし、駆動抵抗を常に調整した後、正常動作と異常動作との性能を両立できない。
これに鑑みると、本発明は、駆動電圧を所定電圧と正常電圧との間で切り替えるための電力変換装置の駆動回路及びその応用装置を提供することを目的とし、駆動抵抗の抵抗値を常に調整する必要がなく、電力変換装置の正常動作時の性能への影響を避ける。
本発明の第１の形態は、電力変換装置の駆動回路を開示し、少なくとも１つの電源切替回路、Ｎ個の分離モジュール及び少なくとも１つの分離電源を含み、Ｎは、前記電力変換装置の主回路におけるパワー半導体デバイスの数であり、且つ、正の整数であり、
各前記パワー半導体デバイスの制御端は、それぞれの駆動抵抗を介して、対応する前記分離モジュールの出力端に接続されており、
各前記分離モジュールの電源端は、それぞれ対応する前記分離電源の出力端に接続されており、対応する駆動電圧を受信し、
各前記分離モジュールの入力端は、それぞれ前記電力変換装置におけるコントローラの対応する第１の出力端に接続されており、対応するパワー半導体デバイスのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ－Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、パルス幅変調）信号を受信し、
前記分離電源の入力端は、前記電源切替回路の出力端に接続されており、
前記電源切替回路の入力端は、電源に接続されており、
前記電源切替回路の制御端は、前記コントローラの第２の出力端に接続されており、駆動電圧制御信号を受信し、前記電源切替回路は、各前記分離モジュールの駆動電圧が、前記電力変換装置が過渡遷移プロセスにある場合、所定電圧に等しく、前記電力変換装置が正常動作状態にある場合、正常電圧に等しくなるように、前記駆動電圧制御信号に基づき、それ自体の出力を変更する。
好ましくは、前記電源切替回路は、コンデンサ、及び出力電圧が異なる第１のブランチ、第２のブランチを含み、
前記第１のブランチと前記第２のブランチとのうちの少なくとも１つには、前記電源切替回路の制御端として、制御端が設けられ、
前記第１のブランチの入力端は、前記電源切替回路の１つの入力端として、第１の電源に接続されており、
前記第２のブランチの入力端は、前記電源切替回路の他の入力端として、第２の電源に接続されており、
前記第１のブランチの出力端及び前記第２のブランチの出力端はいずれも前記コンデンサの一端に接続され、接続点は前記電源切替回路の出力端正極とされ、
前記コンデンサの他端は接地されており、前記電源切替回路の出力端負極とされる。
好ましくは、前記第１のブランチは、第１の電流制限抵抗と第１のダイオードとを含み、前記第２のブランチは、直列接続された第２の電流制限抵抗と、第１の電子スイッチと、第２のダイオードとを含み、
前記第１のダイオードの陰極は、前記第１のブランチの出力端とされ、
前記第１のダイオードの陽極は、前記第１の電流制限抵抗の一端に接続されており、
前記第１の電流制限抵抗の他端は、前記第１のブランチの入力端とされ、
前記第２のダイオードの陰極は、前記第２のブランチの出力端とされ、
前記第２のダイオードの陽極は、前記第２の電流制限抵抗を介して前記第１の電子スイッチの出力端に接続されており、
前記第１の電子スイッチの入力端は、前記第２のブランチの入力端とされ、
前記第１の電子スイッチの制御端は、前記電源切替回路の制御端とされる。
好ましくは、前記第１のブランチは、直列接続された第１の電流制限抵抗と第２の電子スイッチとを含み、前記第２のブランチは、直列接続された第２の電流制限抵抗と第１の電子スイッチとを含み、
前記第１の電子スイッチの制御端は、前記電源切替回路の制御端であり、
前記第１の電子スイッチの制御端はさらに、逆変換器を介して前記第２の電子スイッチの制御端に接続される。
好ましくは、前記第１のブランチの出力電圧は、前記第２のブランチの出力電圧よりも小さく、
前記駆動電圧制御信号は、前記電力変換装置が正常動作状態にある場合、前記第１の電子スイッチをオンになるように制御し、前記電力変換装置が過渡遷移プロセスにある場合、前記第１の電子スイッチをオフになるように制御する信号である。
好ましくは、前記第２の電源の電圧は、前記第１の電源の電圧よりも大きく、前記第１の電流制限抵抗の抵抗値は、前記第２の電流制限抵抗の抵抗値に等しく、
または、前記第２の電源の電圧は、前記第１の電源の電圧に等しく、前記第１の電流制限抵抗の抵抗値は、前記第２の電流制限抵抗の抵抗値よりも大きく、
或いは、前記第２の電源の電圧は、前記第１の電源の電圧よりも大きく、前記第１の電流制限抵抗の抵抗値は、前記第２の電流制限抵抗の抵抗値よりも大きい。
好ましくは、前記第１の電子スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ、ＩＧＢＴ、及びＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ、ＩＧＢＴのうちの少なくとも２つの組み合わせのいずれかである。
好ましくは、前記電力変換装置の駆動回路はさらに増幅回路を含み、
各前記パワー半導体デバイスの制御端は、それぞれの駆動抵抗を介して対応する前記増幅回路の出力端に接続されており、
各前記増幅回路の入力端はそれぞれ対応する前記分離モジュールの出力端に接続される。
好ましくは、前記分離電源は、開ループ制御を採用する。
好ましくは、前記分離モジュールは、分離フォトカプラ、分離型容量結合及び分離型磁気結合のいずれかである。
本発明の第２の形態は、電力変換装置を開示し、コントローラ、Ｍ個の電力変換モジュール、及び第１の形態のいずれか１項に記載の駆動回路を含み、Ｍは正の整数であり、
前記コントローラは、前記駆動回路を介してＭ個の電力変換モジュールにおける各パワー半導体デバイスの制御端に接続される。
本発明の第３形態はインバータを開示し、コントローラ、Ｍ個の電力変換モジュール、及び第１の形態のいずれか１項に記載の駆動回路を含み、Ｍは、正の整数であり、
Ｍ個の電力変換モジュールは、少なくとも１つのインバータ回路を含み、
前記コントローラは、前記駆動回路を介してＭ個の電力変換モジュールにおける各パワー半導体デバイスの制御端に接続される。
前記技術案から分かるように、本発明によって提供された電力変換装置の駆動回路は、少なくとも１つの電源切替回路、Ｎ個の分離モジュール及び少なくとも１つの分離電源を含み、各パワー半導体デバイスの制御端は、それぞれの駆動抵抗を介して対応する分離モジュールの出力端に接続されており、各分離モジュールの電源端はそれぞれ、対応する分離電源の出力端に接続されており、対応する駆動電圧を受信し、電源切替回路は、各パワー半導体デバイスの損壊のリスクを避けるために、各分離モジュールの駆動電圧が、電力変換装置が過渡遷移プロセスにある場合、所定電圧に等しく、電力変換装置が正常動作状態にある場合、正常電圧に等しくなるように、その制御端が受信した駆動電圧制御信号に基づき、それ自体の出力を変更し、また、駆動抵抗の抵抗値を常に調整する必要がなく、電力変換装置の正常動作時の性能への影響を避ける。
本発明の実施例が提供した電力変換装置の駆動回路の模式図である。 本発明の実施例が提供した別の電力変換装置の駆動回路における電源切替回路の模式図である。 本発明の実施例が提供した別の電力変換装置の駆動回路における電源切替回路の模式図である。 本発明の実施例が提供した別の電力変換装置の駆動回路における電源切替回路の模式図である。 本発明の実施例が提供したインバータの模式図である。 本発明の実施例が提供した別の電力変換装置の駆動回路における電源切替回路の模式図である。 本発明の実施例が提供した別の電力変換装置の駆動回路の模式図である。 本発明の実施例が提供した電力変換装置の模式図である。
本発明の実施例の目的、技術案、及び利点をより明確にするために、以下は、本発明の実施例の図面を結合して、本発明の実施例の技術案を明確且つ完全に記載し、明らかに、記載された実施例は、全ての実施例ではなく、本発明の一部の実施例のみである。本発明の実施例に基づき、当業者は進歩性に値する労働をしない前提で、取得した他の全ての実施例は、いずれも本発明の保護範囲に属している。
本出願では、「含む」「包含」という用語又はそれらの他の任意の変形は、非排他的包含を含むように意図され、それにより、一連の要素を含む過程、方法、品物又は機器は、それらの要素を含むだけでなく、更に明確に列挙されていない他の要素を含み、或いは、更にこのような過程、方法、品物又は機器に固有の要素を含む。これ以上限定しない限り、「○○を含む」という語句で限定された要素は、当該要素を含む過程、方法、品物又は機器には更に他の同じ要素があることを排除しない。
本発明の実施例は、電力変換装置の主回路におけるパワー半導体デバイスの駆動電圧を所定電圧と正常電圧との間で切り替えるように制御するための電力変換装置の駆動回路を提供し、また、駆動抵抗の抵抗値を常に調整する必要がなく、電力変換装置の正常動作時の性能への影響を避ける。
図１を参照し、当該電力変換装置の駆動回路は、少なくとも１つの電源切替回路１０、Ｎ個の分離モジュール（ここで、分離モジュールが分離フォトカプラ３０であるように示す）、及び少なくとも１つの分離電源２０を含み、Ｎは、電力変換装置の主回路におけるパワー半導体デバイスの数であり、且つ、正の整数であり、
各パワー半導体デバイスの制御端は、それぞれの駆動抵抗を介して対応する分離モジュール３０の出力端に接続される。
各分離モジュール３０の電源端はそれぞれ、対応する分離電源２０の出力端に接続されており、対応する駆動電圧を受信する。なお、分離電源２０の出力端は、正電圧出力端、制御電圧出力端及び負電圧出力端を含み、３つの出力端のうち隣接する２つの出力端の間にはいずれもコンデンサが設けられ、正電圧出力端の出力電圧はＶＰであり、制御電圧出力端の出力電圧はＶＥであり、負電圧出力端の出力電圧はＶＮである。分離モジュール３０の電源端は、正電圧入力端、制御電圧入力端及び負電圧入力端を含む。分離モジュール３０と分離電源２０との間の具体的な接続関係は次のとおりであり、即ち、分離モジュール３０の正電圧入力端は、分離電源２０の正電圧出力端に接続され、分離モジュール３０の制御電圧入力端は、分離電源２０の制御電圧出力端に接続され、分離モジュール３０の負電圧入力端は、分離電源２０の負電圧出力端に接続され、この場合、分離電源２０の正電圧出力端の出力電圧ＶＰと負電圧出力端の出力電圧ＶＮとの間の電圧差は、分離電源２０から分離モジュール３０へ提供される駆動電圧である。または、分離モジュール３０の負電圧入力端は、分離電源２０の負電圧出力端に接続されず、フローティング状態にあってもよく、この場合、分離電源２０の正電圧出力端の出力電圧ＶＰは、分離電源２０から分離モジュール３０へ提供される駆動電圧である。
実際応用において、分離モジュール３０は、分離フォトカプラ、分離型磁気結合及び分離型容量結合のうちのいずれかであってもよく、無論、分離モジュール３０は、分離及び信号伝送機能を具備する他のデバイスまたは回路であってもよく、ここで一々贅言していなく、いずれも本出願の保護範囲に該当している。
分離電源２０の入力端は、電源切替回路１０の出力端に接続されており、電源切替回路１０の入力端は電源に接続される。
実際応用において、分離電源２０は開ループ制御であるため、分離電源２０の出力電圧及び入力電圧は線形変化を呈している。分離電源２０の入力電圧が大きい場合、その出力電圧も大きくなり、分離電源２０の入力電圧が小さい場合、その出力電圧も小さくなり、これにより、電源切替回路１０から分離電源２０へ出力される電圧と、分離電源２０から出力される駆動電圧とは線形変化を呈している。
実際応用において、電力変換装置における１つの電力変換モジュール、例えば、インバータ回路またはＤＣ／ＤＣ変換回路について、その内部の各パワー半導体デバイスには、いずれもそれぞれの分離モジュール３０が配置される。複数の分離モジュール３０、例えば同じ電力変換モジュール内における各パワー半導体デバイスの分離モジュール３０は、１つの分離電源２０を共有してもよく、電力変換装置の駆動ボード上の全ての分離モジュール３０は同じ分離電源２０を共有してもよく、ここで限定していない。電力変換装置駆動基板が複数の分離電源２０を含む場合、これらの分離電源２０は、１つの電源切替回路１０を共有してもよい。
電力変換装置が正常動作状態にある場合、当該駆動回路の内部において、電源切替回路１０は、その入力端が受信した電圧を変換した後、その出力端を介して分離電源２０に出力する。分離電源２０は、その出力端を介して、対応する分離モジュール３０の電源端に、対応する駆動電圧を出力する。各分離モジュール３０の入力端はそれぞれ電力変換装置におけるコントローラの対応する第１の出力端に接続されており、対応するパワー半導体デバイスのＰＷＭ信号を受信する。各分離モジュール３０は、受信したＰＷＭ信号に基づき、それ自体の出力端を介して、それぞれの対応するパワー半導体デバイスの制御端に駆動信号を出力することで、各パワー半導体デバイスは駆動信号に基づき、対応する動作を実行する。
電源切替回路１０の制御端は、コントローラの第２の出力端に接続されており、駆動電圧制御信号を受信することで、当該電源切替回路１０は、その制御端が受信した駆動電圧制御信号に基づき、それ自体の出力を変更することができ、これによって、各分離モジュール３０の駆動電圧は、電力変換装置が過渡遷移プロセスにある場合、所定電圧に等しく、電力変換装置が正常動作状態にある場合、正常電圧に等しくなる。
具体的に、当該過渡遷移プロセスは、低電圧ライドスルー、高電圧ライドスルー、起動プロセス及びシャットダウンなどのプロセスを指し、電力変換装置が上記の過渡遷移プロセスのいずれかにある場合、電力変換装置のコントローラは、電源切替回路１０の制御端に第１の駆動電圧制御信号、例えば、あるレベルの駆動電圧制御信号を出力することで、電源切替回路１０の出力電圧は、低くなり、これにより、各分離モジュール３０の駆動電圧は、所定電圧になる。電力変換装置が正常動作状態にある場合、電力変換装置のコントローラは、電源切替回路１０の制御端に第２の駆動電圧制御信号、例えば、別のレベルの駆動電圧制御信号を出力することで、電源切替回路１０の出力電圧は高くなり、これにより、各分離モジュール３０の駆動電圧は正常電圧になる。当該所定電圧は正常電圧よりも低いため、電力変換装置が低電圧ライドスルー、高電圧ライドスルー、起動プロセス及び停止などの過渡遷移プロセスのいずれかの状態にある場合、その主回路におけるパワー半導体デバイスが受信した駆動信号は、電力変換装置が正常動作状態にあるときに対して、変化して、各パワー半導体デバイスのオン／オフの速度を落として、これにより、オフ際の電圧ストレスまたはオン際の電流ストレスはいずれも許容範囲内にあり、パワー半導体デバイスの損壊のリスクを低減させ、その確実性を向上させる。駆動抵抗の抵抗値を常に調整する必要がなく、電力変換装置の正常動作際の性能に対する影響を避ける。なお、実際応用において、当該所定電圧は、当該正常電圧よりも高くなってもよく、電力変換装置は低電圧ライドスルー、高電圧ライドスルー、起動プロセス及びシャットダウンなどの過渡遷移プロセスのいずれかの状態にある場合、各パワー半導体デバイスのオン／オフの速度を落として、オフ際の電圧ストレスまたはオン際の電流ストレスがいずれも許容範囲内にあることを確保すればよく、いずれも本出願の保護範囲に該当している。
従来技術のさらなる技術案は次のとおりであり、即ち、分離電源の二次側には駆動抵抗または電圧調整回路が設けられるが、回路に切り込むように異なる駆動抵抗を区分して制御し、または、イネーブルされるように異なる機能を区分して制御するために、いずれも２つの分離チャネルを設計する必要があり、そのため、回路のコストが高くなり、より複雑になる。
本発明の実施例において、分離電源２０の一次電圧、さらに二次電圧を変更することで、区分制御ための複数の分離チャネルの必要性が回避され、分離電源２０及び分離モジュール３０を変更しない場合、１つの電源切替回路１０は複数の分離電源２０に対応することができ、回路のコスト、複雑度をさらに低減させる。
また、図１に基づいて、また、図７に示される増幅回路４０を含んでもよく、
各パワー半導体デバイスの制御端は、それぞれの駆動抵抗を介して、対応する増幅回路４０の出力端に接続されており、各増幅回路４０の入力端はそれぞれ、対応する分離モジュール３０の出力端に接続される。
なお、図７の他のデバイスの接続関係は、図１の接続関係に類似するので、ここで一々贅言していなく、詳細について、図１の記載を参照すればよく、いずれも本出願の保護範囲に該当している。
実際応用において、前記電源切替回路１０の具体的な構成について、図２を参照し、コンデンサＣ、及び出力電圧が異なる第１のブランチ２０１、第２のブランチ２０２を含む。
第１のブランチ２０１と第２のブランチ２０２とのうちの少なくとも１つには、電源切替回路１０の制御端として、制御端が設けられる。
第１のブランチ２０１の入力端は電源切替回路１０の１つの入力端として、第１の電源Ｖ１に接続されており、第２のブランチ２０２の入力端は電源切替回路１０の他の入力端として、第２の電源Ｖ２に接続されており、第１のブランチ２０１の出力端と第２のブランチ２０２の出力端とはいずれもコンデンサＣの一端に接続され、接続点は電源切替回路１０の出力端正極とされ、コンデンサＣの他端は接地されており、電源切替回路１０の出力端負極とされる。
実際応用において、第１のブランチ２０１は図４に示すように、第１の電流制限抵抗Ｒ１と第１のダイオードＤ１とを含む。
具体的に、第１のダイオードＤ１は、陰極が第１のブランチ２０１の出力端とされ、陽極が、第１の電流制限抵抗Ｒ１の一端に接続され、第１の電流制限抵抗Ｒ１の他端は第１のブランチ２０１の入力端とされる。
第２のブランチ２０２は、図４に示すように、直列接続された第２の電流制限抵抗Ｒ２、第１の電子スイッチＫ１及び第２のダイオードＤ２を含む。
具体的に、第２のダイオードＤ２は、陰極が、第２のブランチ２０２の出力端とされ、陽極が、第２の電流制限抵抗Ｒ２を介して、第１の電子スイッチＫ１の出力端に接続され、第１の電子スイッチＫ１の入力端は、第２のブランチ２０２の入力端とされ、その制御端は電源切替回路１０の制御端である。
第１の電子スイッチＫ１は、ＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ、ＩＧＢＴ、及びＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ、ＩＧＢＴのうちの少なくとも２つの組み合わせのいずれかであり、第１の電子スイッチＫ１は他の半導体スイッチであってもよく、ここで、一々列挙していなく、実際の状況に応じて決定すればよく、いずれも本出願の保護範囲に該当している。
実際応用において、第１のブランチ２０１の出力電圧は、第２のブランチ２０２の出力電圧よりも小さい。
第１の電源Ｖ１、第２の電源Ｖ２、第１の電流制限抵抗Ｒ１及び第２の電流制限抵抗Ｒ２をそれぞれ、第２の電源Ｖ２の電圧が、第１の電源Ｖ１の電圧より大きく、第１の電流制限抵抗Ｒ１の抵抗値が、第２の電流制限抵抗Ｒ２の抵抗値に等しいように配置することができる。
または、第１の電源Ｖ１、第２の電源Ｖ２、第１の電流制限抵抗Ｒ１及び第２の電流制限抵抗Ｒ２をそれぞれ、第２の電源Ｖ２の電圧が第１の電源Ｖ１の電圧に等しく、第１の電流制限抵抗Ｒ１の抵抗値が第２の電流制限抵抗Ｒ２の抵抗値より大きいように配置する。この場合、第１の電源Ｖ１と第２の電源Ｖ２とは、同じ電源であってもよく、第１のブランチ２０１の入力端は第２のブランチ２０２の入力端に接続され、図３に示すように、他の接続関係は図４に類似するため、ここで一々贅言していない。
或いは、第１の電源Ｖ１、第２の電源Ｖ２、第１の電流制限抵抗Ｒ１及び第２の電流制限抵抗Ｒ２をそれぞれ、第２の電源Ｖ２の電圧が第１の電源Ｖ１の電圧より大きく、第１の電流制限抵抗Ｒ１の抵抗値が第２の電流制限抵抗Ｒ２の抵抗値より大きいように配置する。
以上の３つの形態はいずれも、第１のブランチ２０１の出力電圧が第２のブランチ２０２の出力電圧よりも小さいことを実現するためのものであり、第１のブランチ２０１の出力電圧が第２のブランチ２０２の出力電圧よりも小さいことを実現するための他の形態も、本出願の保護範囲に該当している。
本実施例において、その駆動電圧制御信号は、電力変換装置が正常動作状態にある場合、第１の電子スイッチＫ１をオンになるように制御し、電力変換装置が低電圧ライドスルー、高電圧ライドスルー、起動プロセス及びシャットダウンなどの過渡遷移プロセスにある場合、第１の電子スイッチＫ１をオフになるように制御する信号である。
第１の電子スイッチＫ１がオンされる場合、第１のブランチ２０１の出力電圧は、第２のブランチ２０２の出力電圧よりも小さいため、第１のブランチ２０１における第１のダイオードＤ１は逆に遮断され、第１のブランチ２０１における第１の電流制限抵抗Ｒ１には電流が流れなく、この場合、第２のブランチ２０２のみは、コンデンサＣに電圧を出力し、駆動電圧が正常電圧に等しくなる。
第１の電子スイッチＫ１がオフされる、即ち、第２のブランチ２０２が切断される場合、第１のブランチ２０１はコンデンサＣに電圧を出力し、第２のブランチ２０２における第２のダイオードＤ２は逆に遮断され、第１のブランチ２０１の出力電圧は、第２のブランチ２０２の出力電圧よりも小さいため、駆動電圧を正常電圧から低い所定電圧に切り替える。
コンデンサＣに電圧を出力するものが第１のブランチ２０１であるかそれとも第２のブランチ２０２であるかということに関係なく、充電後のコンデンサＣの正極電圧は、電源切替回路１０の出力電圧であり、第１のブランチ２０１の出力電圧が、第２のブランチ２０２の出力電圧よりも小さいため、電力変換装置が正常動作状態にある場合、駆動電圧制御信号は、コンデンサＣに電圧を出力するように、出力電圧がより高い第２のブランチ２０２を制御することで、充電後のコンデンサＣの正極電圧が高くなり、これにより、駆動電圧は、正常電圧に等しくなり、電力変換装置が低電圧ライドスルー、高電圧ライドスルー、起動プロセス及びシャットダウンなどの過渡遷移プロセスにある場合、駆動電圧制御信号は、コンデンサＣに電圧を出力するように、出力電圧がより低い第１のブランチ２０１を制御することで、充電後のコンデンサＣの正極電圧が低くなり、これにより、駆動電圧は、所定電圧に等しくなる。
実際応用において、図６に示すように、第１のブランチ２０１には１つの第２の電子スイッチＫ２が設けられ、１つの逆変換器によって、その制御信号と第２のブランチ２０２における第１の電子スイッチＫ１の制御信号とを反転させばよく、この場合、２つのブランチにおけるダイオードを省略することができ、その動作原理は上記の状況に類似するため、ここで、贅言していない。
本発明の実施例は電力変換装置を提供し、図８を参照し、コントローラ８３０、Ｍ個の電力変換モジュール８２０及び上記の実施例のいずれか１つに記載の駆動回路８１０を含む。
Ｍは正の整数であり、図８はＭ＝１を例として示す。
Ｍ個の電力変換モジュール８２０はＤＣ／ＡＣ変換回路、ＤＣ／ＤＣ変換回路、ＡＣ／ＡＣ変換回路及びＡＣ／ＤＣ変換回路のうちの少なくとも１つを含み、ここで、具体的に限定していなく、具体的な応用環境に応じて決定すればよく、いずれも本出願の保護範囲に該当している。
コントローラ８３０は、駆動回路８１０を介して、Ｍ個の電力変換モジュール８２０における各パワー半導体デバイスの制御端に接続され、駆動回路８１０における分離モジュール３０に、対応するパワー半導体デバイスのＰＷＭ信号を出力して、対応する電力変換モジュール８２０における各パワー半導体デバイスをオン／オフになるように制御する。電力変換モジュール８２０における各パワー半導体デバイスはＭＯＳＦＥＴ、またはＩＧＢＴであってもよいし、他のパワー半導体デバイスであってもよく、ここで一々列挙していなく、いずれも本出願の保護範囲に該当している。
駆動回路８１０の具体的な構成及び動作原理について、ここで一々贅言していなく、詳細について、上記の各実施例を参照すればよい。
本発明の実施例はインバータを提供し、図５を参照し、コントローラ４３０、Ｍ個の電力変換モジュール４２０及び上記の実施例のいずれか１つに記載の駆動回路４１０を含む。
Ｍは正の整数であり、図５はＭ＝１を例として示す。
Ｍ個の電力変換モジュール４２０は少なくとも１つのインバータ回路を含み、即ち、Ｍ＝１の場合、当該電力変換モジュール４２０はインバータ回路であり、Ｍ＞１の場合、他のいくつかの電力変換モジュール４２０はＤＣ／ＤＣ変換回路であってもよい。
コントローラ４３０は、駆動回路４１０を介して、Ｍ個の電力変換モジュール４２０における各パワー半導体デバイスの制御端に接続されており、駆動回路４１０における分離モジュール３０に、対応するパワー半導体デバイスのＰＷＭ信号を出力し、これにより、対応する電力変換モジュール４２０における各パワー半導体デバイスをオン／オフになるように制御する。電力変換モジュール４２０における各パワー半導体デバイスは、ＭＯＳＦＥＴ、またはＩＧＢＴであってもよいし、他のパワー半導体デバイスであってもよく、ここで一々列挙していなく、いずれも本出願の保護範囲に該当している。
駆動回路４１０の具体的な構成及び動作原理について、ここで一々贅言していなく、詳細について、上記の各実施例を参照すればよい。
ここで、インバータの具体的な動作プロセスについて説明し、
インバータが動作状態にある場合、そのコントローラ４３０は、駆動回路４１０における各分離モジュール３０に、対応するパワー半導体デバイスのＰＷＭ信号を出力することで、対応するパワー半導体デバイスをオン／オフになるように制御する。動作状態は、正常動作状態、低電圧ライドスルー、高電圧ライドスルー、起動プロセス及びシャットダウンなどの過渡遷移プロセスを含む。
具体的に、駆動回路４１０の分離モジュール３０が受信したＰＷＭ信号がオフを要求する場合、分離モジュール３０は、対応するパワー半導体デバイスに禁止制御信号を出力して、対応するパワー半導体デバイスをオフさせる。駆動回路４１０の分離モジュール３０が受信したＰＷＭ信号がオンを要求する場合、分離モジュール３０は、対応するパワー半導体デバイスにイネーブル制御信号を出力して、対応するパワー半導体デバイスをオンさせる。
インバータが正常動作状態にある場合、そのコントローラ４３０は、駆動回路４１０の駆動電圧が正常電圧に等しくなるように制御することで、Ｍ個の電力変換モジュール４２０における各パワー半導体デバイスは、そのＰＷＭ信号に従って、正常の駆動信号を出力し、その後、正常に動作する。
インバータが低電圧ライドスルー、高電圧ライドスルー、起動プロセス及びシャットダウンなどの過渡遷移プロセスにある場合、そのコントローラ４３０は、駆動回路４１０の駆動電圧が所定電圧に等しくなるように制御することで、低電圧ライドスルー、高電圧ライドスルー、起動プロセス及びシャットダウンなどの過渡遷移プロセスでは、各パワー半導体デバイスのオン／オフの速度を落として、各パワー半導体デバイスの電圧及び電流ストレスを低減させ、各パワー半導体デバイスの損壊のリスクを避け、その確実性を向上させる。
本実施例において、インバータが異なる状態にある場合、駆動回路４１０の駆動電圧は、正常電圧と所定電圧との間で切り替えられ、インバータが過渡電圧ストレス及び電流ストレスが高いという状態にあるときに電力変換モジュール４２０における各パワー半導体デバイスの損壊のリスクを避ける。
本明細書における各実施例に対して、いずれも漸進の方式で記載し、各実施例の間の同じまたは類似の部分について、互いに参照すればよく、各実施例はいずれも他の実施例との相違点を主に説明する。特に、システムまたはシステムの実施例について、方法の実施形態と基本的に類似しているため、記載が比較的簡単であり、関連部分について、方法の実施例の説明の一部を参照すればよい。上記のシステム及びシステムの実施例は単なる例示に過ぎない。個別の部材として説明されているユニットは、物理的に分離している場合があり、そうではない場合がある。ユニットとして表示されている部材は、物理的なユニットであってもよく、そうではなくてもよく、１つの場所に位置してもよいし、または、複数のネットワークユニットに分散されてもよい。実際の必要性に応じて、モジュールのいくつかまたは全てを選択することで、本実施例の技術案の目的を実現することができる。当業者は、進歩性に値する労働をしなくても、本発明を理解し実施することができる。
当業者であれば、さらに意識できるように、本明細書に開示された実施例を結合して記載された各例示のユニット、及びアルゴリズムのステップは、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、又はそれらの組み合わせによって実現されることができる。ハードウェアとソフトウェアとの間の互換性を明確に説明するために、各例示の構成及びステップは、以上、機能に従って一般的に説明した。これらの機能は、ハードウェアで実行されるかそれともソフトウェアで実行されるかということは、技術案の特定の適用及び設計制約条件に依存する。当業者は、各特定の適用ごとに、異なる方法を利用して、説明された機能を実施することができるが、このような実現は、本発明の範囲を超えると見なされるべきではない。
開示された実施例に対する前述の説明によって、当業者は、本発明を実現または使用することができる。これらの実施例に対する様々な補正は、当業者には明らかであり、本明細書で定義された一般原理は、本発明の精神または範囲から逸脱することなく、他の実施例で実現することができる。従って、本発明は、本明細書に示されたこれらの実施例に限定されず、本明細書に開示された原理及び新規の特点と一致する最も幅広い範囲に合う。

Claims (12)

  1. 電力変換装置の駆動回路であって、少なくとも１つの電源切替回路、Ｎ個の分離モジュール及び少なくとも１つの分離電源を含み、Ｎは、電力変換装置の主回路におけるパワー半導体デバイスの数であり、且つ正の整数であり、
    各前記パワー半導体デバイスの制御端は、それぞれの駆動抵抗を介して、対応する前記分離モジュールの出力端に接続されており、
    各前記分離モジュールの電源端は、それぞれ対応する前記分離電源の出力端に接続されており、対応する駆動電圧を受信し、
    各前記分離モジュールの入力端は、それぞれ前記電力変換装置におけるコントローラの対応する第１の出力端に接続されており、対応するパワー半導体デバイスのパルス幅変調ＰＷＭ信号を受信し、
    前記分離電源の入力端は、前記電源切替回路の出力端に接続されており、
    前記電源切替回路の入力端は、電源に接続されており、
    前記電源切替回路の制御端は、前記コントローラの第２の出力端に接続されており、駆動電圧制御信号を受信し、
    前記電源切替回路は、各前記分離モジュールの駆動電圧が、前記電力変換装置が過渡遷移プロセスにある場合、所定電圧に等しく、前記電力変換装置が正常動作状態にある場合、正常電圧に等しくなるように、前記駆動電圧制御信号に基づき、それ自体の出力を変更する、ことを特徴とする電力変換装置の駆動回路。
  2. 前記電源切替回路は、コンデンサ、及び出力電圧が異なる第１のブランチ、第２のブランチを含み、
    前記第１のブランチと前記第２のブランチとのうちの少なくとも１つには、前記電源切替回路の制御端として、制御端が設けられ、
    前記第１のブランチの入力端は前記電源切替回路の１つの入力端として、第１の電源に接続されており、
    前記第２のブランチの入力端は前記電源切替回路の他の入力端として、第２の電源に接続されており、
    前記第１のブランチの出力端及び前記第２のブランチの出力端はいずれも前記コンデンサの一端に接続されており、接続点は前記電源切替回路の出力端正極とされ、
    前記コンデンサの他端は接地されており、前記電源切替回路の出力端負極とされる、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動回路。
  3. 前記第１のブランチは、第１の電流制限抵抗と第１のダイオードとを含み、前記第２のブランチは、直列接続された第２の電流制限抵抗と、第１の電子スイッチと、第２のダイオードとを含み、
    前記第１のダイオードの陰極は、前記第１のブランチの出力端とされ、
    前記第１のダイオードの陽極は、前記第１の電流制限抵抗の一端に接続され、
    前記第１の電流制限抵抗の他端は、前記第１のブランチの入力端とされ、
    前記第２のダイオードの陰極は、前記第２のブランチの出力端とされ、
    前記第２のダイオードの陽極は、前記第２の電流制限抵抗を介して前記第１の電子スイッチの出力端に接続されており、
    前記第１の電子スイッチの入力端は、前記第２のブランチの入力端とされ、
    前記第１の電子スイッチの制御端は、前記電源切替回路の制御端とされる、ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置の駆動回路。
  4. 前記第１のブランチは、直列接続された第１の電流制限抵抗と第２の電子スイッチとを含み、前記第２のブランチは、直列接続された第２の電流制限抵抗と第１の電子スイッチとを含み、
    前記第１の電子スイッチの制御端は、前記電源切替回路の制御端であり、
    前記第１の電子スイッチの制御端はさらに、逆変換器を介して前記第２の電子スイッチの制御端に接続される、ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置の駆動回路。
  5. 前記第１のブランチの出力電圧は、前記第２のブランチの出力電圧よりも小さく、
    前記駆動電圧制御信号は、前記電力変換装置が正常動作状態にある場合、前記第１の電子スイッチをオンになるように制御し、前記電力変換装置が過渡遷移プロセスにある場合、前記第１の電子スイッチをオフになるように制御する信号である、ことを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置の駆動回路。
  6. 前記第２の電源の電圧は、前記第１の電源の電圧よりも大きく、前記第１の電流制限抵抗の抵抗値は、前記第２の電流制限抵抗の抵抗値に等しく、
    または、前記第２の電源の電圧は、前記第１の電源の電圧に等しく、前記第１の電流制限抵抗の抵抗値は、前記第２の電流制限抵抗の抵抗値よりも大きく、
    或いは、前記第２の電源の電圧は、前記第１の電源の電圧よりも大きく、前記第１の電流制限抵抗の抵抗値は、前記第２の電流制限抵抗の抵抗値よりも大きい、ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置の駆動回路。
  7. 前記第１の電子スイッチは、金属酸化物半導体電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴ、及びＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ、ＩＧＢＴのうちの少なくとも２つの組み合わせのいずれかである、ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置の駆動回路。
  8. さらに増幅回路を含み、
    各前記パワー半導体デバイスの制御端は、それぞれの駆動抵抗を介して対応する前記増幅回路の出力端に接続されており、
    各前記増幅回路の入力端は、それぞれ対応する前記分離モジュールの出力端に接続される、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置の駆動回路。
  9. 前記分離電源は、開ループ制御を採用する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置の駆動回路。
  10. 前記分離モジュールは、分離フォトカプラ、分離型容量結合及び分離型磁気結合のいずれかである、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置の駆動回路。
  11. 電力変換装置であって、コントローラ、Ｍ個の電力変換モジュール及び請求項１から１０のいずれか１項に記載の駆動回路を含み、Ｍは、正の整数であり、
    前記コントローラは、前記駆動回路を介して、Ｍ個の電力変換モジュールにおける各パワー半導体デバイスの制御端に接続される、ことを特徴とする電力変換装置。
  12. インバータであって、コントローラ、Ｍ個の電力変換モジュール、及び請求項１から１０のいずれか１項に記載の駆動回路を含み、Ｍは、正の整数であり、
    Ｍ個の電力変換モジュールは少なくとも１つのインバータ回路を含み、
    前記コントローラは、前記駆動回路を介して、Ｍ個の電力変換モジュールにおける各パワー半導体デバイスの制御端に接続される、ことを特徴とするインバータ。
JP2022511049A 2019-11-18 2020-05-25 電力変換装置の駆動回路及びその応用装置 Active JP7305033B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201911127613.0 2019-11-18
CN201911127613.0A CN110729880B (zh) 2019-11-18 2019-11-18 电力变换装置的驱动电路及其应用装置
PCT/CN2020/092060 WO2021098173A1 (zh) 2019-11-18 2020-05-25 电力变换装置的驱动电路及其应用装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2022544998A true JP2022544998A (ja) 2022-10-24
JP7305033B2 JP7305033B2 (ja) 2023-07-07

Family

ID=69225403

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2022511049A Active JP7305033B2 (ja) 2019-11-18 2020-05-25 電力変換装置の駆動回路及びその応用装置

Country Status (5)

Country Link
EP (1) EP4064538A4 (ja)
JP (1) JP7305033B2 (ja)
CN (1) CN110729880B (ja)
AU (1) AU2020388721B2 (ja)
WO (1) WO2021098173A1 (ja)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110729880B (zh) * 2019-11-18 2021-06-11 阳光电源股份有限公司 电力变换装置的驱动电路及其应用装置
CN112564078B (zh) * 2020-11-18 2023-06-20 华为技术有限公司 一种供电系统、缓启动电路及控制方法
CN112444755B (zh) * 2020-11-18 2023-10-20 许继集团有限公司 一种继电保护装置电源自检功能检测系统及检测方法
CN112558674B (zh) * 2020-12-02 2023-02-21 浙江中控技术股份有限公司 一种模拟量电流输出系统
CN112234962A (zh) * 2020-12-16 2021-01-15 杭州飞仕得科技有限公司 一种门极电流动态可控的功率半导体驱动电路
CN113992070A (zh) * 2021-09-07 2022-01-28 东风汽车集团股份有限公司 一种电机供电系统及其控制方法和控制设备
CN114578119B (zh) * 2022-03-29 2024-04-12 合肥工业大学 基于并联SiC MOSFET动静态参数影响下的电流测量系统
CN116800246B (zh) * 2023-06-09 2024-04-09 陕西星环聚能科技有限公司 隔离电路和聚变拍摄装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012249357A (ja) * 2011-05-25 2012-12-13 Fuji Electric Co Ltd 電圧制御型スイッチング素子のゲート駆動回路
JP2014045562A (ja) * 2012-08-27 2014-03-13 Panasonic Corp インバータ装置
JP2014175886A (ja) * 2013-03-11 2014-09-22 Panasonic Corp ゲート駆動回路およびゲート駆動方法
JP2016077057A (ja) * 2014-10-03 2016-05-12 日新電機株式会社 半導体スイッチング素子の駆動回路
CN107027205A (zh) * 2016-02-02 2017-08-08 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 电磁加热装置及电磁加热装置中功率开关管的驱动电路
CN209001922U (zh) * 2018-07-19 2019-06-18 西安理工大学 一种SiC MOSFET驱动电路系统

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0631390B1 (en) * 1993-06-22 1999-09-01 Philips Electronics Uk Limited A power semiconductor circuit
JP3421507B2 (ja) * 1996-07-05 2003-06-30 三菱電機株式会社 半導体素子の駆動回路
JP3132648B2 (ja) * 1996-09-20 2001-02-05 富士電機株式会社 電力変換器におけるゲート駆動回路
JP2009278704A (ja) * 2008-05-12 2009-11-26 Fuji Electric Systems Co Ltd 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置
US8704409B2 (en) * 2009-10-28 2014-04-22 Zhiwei Chen High speed solid-state relay with controller
JP2012049946A (ja) * 2010-08-30 2012-03-08 Toyota Motor Corp 電圧駆動型素子を駆動する駆動装置
US9793889B2 (en) * 2011-03-15 2017-10-17 Infineon Technologies Ag Semiconductor device including a circuit to compensate for parasitic inductance
EP2712086B1 (en) * 2011-05-19 2016-03-16 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Drive device for driving voltage-driven element
CN102437803A (zh) * 2011-12-23 2012-05-02 东南大学 低成本、高隔离特性的开关磁阻电机自举式驱动电路
CN102801339B (zh) * 2012-08-28 2014-07-16 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种低待机功耗的交直流电压转换电路及其控制方法
CN204349777U (zh) * 2014-12-26 2015-05-20 深圳青铜剑电力电子科技有限公司 一种igbt驱动用的隔离电源
US10177761B2 (en) * 2015-01-30 2019-01-08 Mitsubishi Electric Corporation Digital output circuit, printed-wiring board, and industrial apparatus
CN204465496U (zh) * 2015-04-09 2015-07-08 陕西航晶微电子有限公司 一种隔离式高端驱动器
CN105337478A (zh) * 2015-11-16 2016-02-17 北京机械设备研究所 一种用于脉宽调制电压的反并联晶闸管驱动电路
CN205544904U (zh) * 2016-02-02 2016-08-31 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 电磁加热装置及其功率开关管的驱动电路
CN106026623B (zh) * 2016-06-23 2019-07-19 广州金升阳科技有限公司 一种隔离式电子开关
CN208015701U (zh) * 2018-03-09 2018-10-26 深圳市深图医学影像设备有限公司 一种igbt隔离控制驱动电路
CN110365197A (zh) * 2019-08-15 2019-10-22 上海地铁电子科技有限公司 地铁列车牵引逆变模块驱动板
CN110729880B (zh) * 2019-11-18 2021-06-11 阳光电源股份有限公司 电力变换装置的驱动电路及其应用装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012249357A (ja) * 2011-05-25 2012-12-13 Fuji Electric Co Ltd 電圧制御型スイッチング素子のゲート駆動回路
JP2014045562A (ja) * 2012-08-27 2014-03-13 Panasonic Corp インバータ装置
JP2014175886A (ja) * 2013-03-11 2014-09-22 Panasonic Corp ゲート駆動回路およびゲート駆動方法
JP2016077057A (ja) * 2014-10-03 2016-05-12 日新電機株式会社 半導体スイッチング素子の駆動回路
CN107027205A (zh) * 2016-02-02 2017-08-08 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 电磁加热装置及电磁加热装置中功率开关管的驱动电路
CN209001922U (zh) * 2018-07-19 2019-06-18 西安理工大学 一种SiC MOSFET驱动电路系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN110729880B (zh) 2021-06-11
EP4064538A1 (en) 2022-09-28
JP7305033B2 (ja) 2023-07-07
EP4064538A4 (en) 2023-11-22
AU2020388721A1 (en) 2022-03-03
AU2020388721B2 (en) 2023-04-27
CN110729880A (zh) 2020-01-24
WO2021098173A1 (zh) 2021-05-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP7305033B2 (ja) 電力変換装置の駆動回路及びその応用装置
US11165345B2 (en) Multi-level boost apparatus
US7741883B2 (en) Method of switching and switching device for solid state power controller applications
US11283354B2 (en) Multi-level boost apparatus
US9391503B2 (en) Converter circuit
US7660137B1 (en) High-voltage modulator system
CN106130322B (zh) 减少寄生耦合的栅极驱动电路
US20200186046A1 (en) Dc-to-dc converter
US20190386483A1 (en) Igbt short-circuit detection and protection circuit and igbt-based controllable rectifier circuit
WO2021013101A1 (zh) 升压电路以及升压电路的控制方法
US9564832B2 (en) Circuit for synchronously switching series connected electronic switches
US9490794B1 (en) Dynamic shutdown protection circuit
CN113541497A (zh) 控制方法和控制设备
US10727664B2 (en) Temperature protection circuit
EP2672617A1 (en) A buck converter with reverse current protection, and a photovoltaic system
EP2961068A1 (en) Driving device and driving method
JP2020096444A (ja) スイッチング回路
CN211579865U (zh) 单电源自举的igbt驱动电路
CN113394954A (zh) 驱动电路、功率电路以及投影设备
WO2023016201A1 (zh) 驱动装置和电子设备
CN111654179B (zh) 一种电压控制型半导体器件串联均压方法及均压电路
US20220231598A1 (en) Power transitioning circuit for dc-dc converter
CN217606021U (zh) 逆变桥功率管硬开关快速检测电路
CN220022605U (zh) 驱动电路和变流器
WO2024018612A1 (ja) 半導体装置および電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20220218

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20221114

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20230213

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20230529

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20230627

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7305033

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150