JPS6223555B2 - - Google Patents
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- JPS6223555B2 JPS6223555B2 JP55067517A JP6751780A JPS6223555B2 JP S6223555 B2 JPS6223555 B2 JP S6223555B2 JP 55067517 A JP55067517 A JP 55067517A JP 6751780 A JP6751780 A JP 6751780A JP S6223555 B2 JPS6223555 B2 JP S6223555B2
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- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 60
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 19
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 10
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 10
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 28
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 101100042630 Caenorhabditis elegans sin-3 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 description 1
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は３相トランジスタモータの制御装置に
関し、特にスロツトレスモータにおいて電機子コ
イルに鎖交する界磁磁束が正弦波形でなく歪を持
つ場合でも、駆動電流波形を矯正してモータのト
ルク脈動を軽減し、また磁束検出手段に検出レベ
ルの差があつてもそれを自動的に補正してトルク
脈動を軽減する駆動回路に関するものである。
関し、特にスロツトレスモータにおいて電機子コ
イルに鎖交する界磁磁束が正弦波形でなく歪を持
つ場合でも、駆動電流波形を矯正してモータのト
ルク脈動を軽減し、また磁束検出手段に検出レベ
ルの差があつてもそれを自動的に補正してトルク
脈動を軽減する駆動回路に関するものである。
従来のレコードプレーヤ用DD（Direct
Drive）モータなど回転ムラの少いことが特に重
要なこの種のモータでは、２相全波（又は４相半
波）のトランジスタモータが通常用いられる。即
ち回転界磁として永久磁石を用い、まずその回転
円周方向の磁束分布が正弦波状になるように注意
した着磁を施す。次いでホール素子等を用いてそ
の磁束を検出し、正弦波状の信号を得る。さらに
この信号に比例する電流をこの信号と電気的に同
相関係にある磁束と鎖交している電機子コイルに
通ずる。２相全波（又は４相半波）のモータにお
いて、電機子コイルは相互に電気角で90゜位相の
ずれた位置におかれる。従つて１相のコイルが界
磁磁石ロータの磁束と鎖交するにあたり、その磁
束を回転位置角度θについて示すと、φ1sinθと
表現される。またこのコイルに通電される電流は
I1sinθと表現できる。従つてこの電機子コイル
が発生するトルクはK1φ1I1sin2θとなる。ここで
K1は半径やコイル形状で定められる定数であ
る。他の１相は同様にしてK2φ2I2cos2θと表現
される。モータの構成が各相について相似形であ
れば、磁束や駆動電流のピーク値を等しくするこ
とができるので、K2φ2I2＝K1φ1I1＝ＫφＩとす
ることができ、モータのトルクはＫφＩ（sin2θ
＋cos2θ）＝ＫφＩとなり、ロータの位置にかか
わらず常に一定値となる。即ちトルクリツプルの
ないモータを実現することができる。
Drive）モータなど回転ムラの少いことが特に重
要なこの種のモータでは、２相全波（又は４相半
波）のトランジスタモータが通常用いられる。即
ち回転界磁として永久磁石を用い、まずその回転
円周方向の磁束分布が正弦波状になるように注意
した着磁を施す。次いでホール素子等を用いてそ
の磁束を検出し、正弦波状の信号を得る。さらに
この信号に比例する電流をこの信号と電気的に同
相関係にある磁束と鎖交している電機子コイルに
通ずる。２相全波（又は４相半波）のモータにお
いて、電機子コイルは相互に電気角で90゜位相の
ずれた位置におかれる。従つて１相のコイルが界
磁磁石ロータの磁束と鎖交するにあたり、その磁
束を回転位置角度θについて示すと、φ1sinθと
表現される。またこのコイルに通電される電流は
I1sinθと表現できる。従つてこの電機子コイル
が発生するトルクはK1φ1I1sin2θとなる。ここで
K1は半径やコイル形状で定められる定数であ
る。他の１相は同様にしてK2φ2I2cos2θと表現
される。モータの構成が各相について相似形であ
れば、磁束や駆動電流のピーク値を等しくするこ
とができるので、K2φ2I2＝K1φ1I1＝ＫφＩとす
ることができ、モータのトルクはＫφＩ（sin2θ
＋cos2θ）＝ＫφＩとなり、ロータの位置にかか
わらず常に一定値となる。即ちトルクリツプルの
ないモータを実現することができる。
しかしながら実際には界磁束の回転方向の分布
形状を正弦波にすることが難しく、理想的な正弦
波を得がたい。また磁束分布を検出するホール素
子はそのゲインが個々の素子で異なるため、モー
タ台毎に調整を必要とし、さらに素子のオフセツ
ト電圧の補償を行なうための微調整も必要であ
る。以上の理由により原理上、トルクリツプルの
ない２相全波（又は４相半波）モータを実現する
ことは困難であつた。仮りに磁束分布が正弦波状
であつても、ホール素子のゲインが１つの相のも
のに対し他の相のものが10％差異のある状態であ
れば、前記電機子コイルに流れる電流のピーク値
は上記１つの相が他相より10％高く又は低くな
る。このとき、理想的にはモータトルクはＫφＩ
であつたものが、そのまま±10％の変動をする。
さらにホール素子のゲインが等しくても異なる相
のコイルに鎖交する正弦波状磁束分布のピーク値
に10％の差異があれば、トルクは約±21％の変動
をしてしまう。これらは自動的に調整することが
難かしく、温度変動も考慮すれば実際上トルクリ
ツプルの少いモータを実現することは容易ではな
い。
形状を正弦波にすることが難しく、理想的な正弦
波を得がたい。また磁束分布を検出するホール素
子はそのゲインが個々の素子で異なるため、モー
タ台毎に調整を必要とし、さらに素子のオフセツ
ト電圧の補償を行なうための微調整も必要であ
る。以上の理由により原理上、トルクリツプルの
ない２相全波（又は４相半波）モータを実現する
ことは困難であつた。仮りに磁束分布が正弦波状
であつても、ホール素子のゲインが１つの相のも
のに対し他の相のものが10％差異のある状態であ
れば、前記電機子コイルに流れる電流のピーク値
は上記１つの相が他相より10％高く又は低くな
る。このとき、理想的にはモータトルクはＫφＩ
であつたものが、そのまま±10％の変動をする。
さらにホール素子のゲインが等しくても異なる相
のコイルに鎖交する正弦波状磁束分布のピーク値
に10％の差異があれば、トルクは約±21％の変動
をしてしまう。これらは自動的に調整することが
難かしく、温度変動も考慮すれば実際上トルクリ
ツプルの少いモータを実現することは容易ではな
い。
本発明は以上の点に鑑みてなされたもので、モ
ータの相数を３相とし、界磁磁束の分布が正弦波
形からずれて歪を持つ場合でも、それを自動的に
修正してモータのトルクリツプルを少くすること
を目的としている。またホール素子個々のゲイン
の差やオフセツト電圧の差があつても同様にそれ
を自動的に補償し、トルクリツプルを軽減するこ
とを目的としている。さらには従来の２相モータ
などで必然的に走けられていたホール素子のケイ
ン調整用の可変抵抗器を排することにより、モー
タ個々の調整を不要もしくは容易ならしめること
を目的としている。
ータの相数を３相とし、界磁磁束の分布が正弦波
形からずれて歪を持つ場合でも、それを自動的に
修正してモータのトルクリツプルを少くすること
を目的としている。またホール素子個々のゲイン
の差やオフセツト電圧の差があつても同様にそれ
を自動的に補償し、トルクリツプルを軽減するこ
とを目的としている。さらには従来の２相モータ
などで必然的に走けられていたホール素子のケイ
ン調整用の可変抵抗器を排することにより、モー
タ個々の調整を不要もしくは容易ならしめること
を目的としている。
以下本発明の一実施例を図について説明する。
第１図は本発明の一実施例による制御装置がそ
の制御対象とする３相スロツトレストランジスタ
モータを示す。同図ａにおいて、１はステータコ
アであるが、平板状に構成されており、機械角60
゜毎に扇形状の６個の電機子コイルｕ１，ｗ２，
ｖ１，ｕ２，ｗ１，ｖ２が並べられている。個々
のコイルの扇形状の両側のコイル辺をなす角、つ
まりコイルｖ１では直線ｌ１，ｌ２のなす角は
約45゜に設定されている。またα，β，γはホー
ル素子であつて、コイルｕ１，ｖ１，ｗ１の両側
辺のうち中心よりみて時計方向の一辺が鎖交する
磁束と同相の磁束を検知する位置におかれる。各
コイルはいずれも形状、巻回線ターン数がほぼ等
しいものとし、コイルｕ１，ｕ２とコイルｖ１，
ｖ２およびコイルｗ１，ｗ２はそれぞれ２個が同
極的に直列に接続されるものとする。第１図ｂは
ロータを前記コイルの側から見た図を示し、８極
に着磁される。即ち機械角45゜毎にＮ、Ｓ極の極
性が切りかわる。２は軟磁性材よりなる円板で、
永久磁石３の電機子コイルと対向しない側の磁路
を閉じるとともに、磁石３を保持し、モータの回
転軸と一体固定される。第１図ａのステータ部
と、同図ｂのロータ部とは、同図ｃの状態となる
ように図示していない回転軸と軸受とで回動可能
なように保持される。
の制御対象とする３相スロツトレストランジスタ
モータを示す。同図ａにおいて、１はステータコ
アであるが、平板状に構成されており、機械角60
゜毎に扇形状の６個の電機子コイルｕ１，ｗ２，
ｖ１，ｕ２，ｗ１，ｖ２が並べられている。個々
のコイルの扇形状の両側のコイル辺をなす角、つ
まりコイルｖ１では直線ｌ１，ｌ２のなす角は
約45゜に設定されている。またα，β，γはホー
ル素子であつて、コイルｕ１，ｖ１，ｗ１の両側
辺のうち中心よりみて時計方向の一辺が鎖交する
磁束と同相の磁束を検知する位置におかれる。各
コイルはいずれも形状、巻回線ターン数がほぼ等
しいものとし、コイルｕ１，ｕ２とコイルｖ１，
ｖ２およびコイルｗ１，ｗ２はそれぞれ２個が同
極的に直列に接続されるものとする。第１図ｂは
ロータを前記コイルの側から見た図を示し、８極
に着磁される。即ち機械角45゜毎にＮ、Ｓ極の極
性が切りかわる。２は軟磁性材よりなる円板で、
永久磁石３の電機子コイルと対向しない側の磁路
を閉じるとともに、磁石３を保持し、モータの回
転軸と一体固定される。第１図ａのステータ部
と、同図ｂのロータ部とは、同図ｃの状態となる
ように図示していない回転軸と軸受とで回動可能
なように保持される。
第２図は本発明の一実施例による制御装置を示
し、VA，VBは電源電圧であつて、その中間電位
点ＯからダイオードＤおよび抵抗器RSが直列接
続されて電源電圧VBの負側に接続されている。
従つてダイオードＤのカソード電位はＯ点よりダ
イオードの順方向電圧降下分（約0.7V）低位に
あるが、本電位を負の一端としてホール素子α，
β，γが並列接続されている。Vsはこれらの素
子α，β，γに印加される制御電源電圧であり、
本電源電圧Vsを増減することによつてモータの
トルクが制御される。本電源電圧Vsの値の約半
分がホール素子個々の出力端子の直流分と見なさ
れ、この値が前記ダイオードＤの順電圧降下値に
一致すれば、各電機子コイルに直流分を通じるこ
とがない。なおこの値が一致しないときには各コ
イルに直流分が流れるが、効率を低下させること
はあつてもトルクが脈動を生むことにはならな
い。
し、VA，VBは電源電圧であつて、その中間電位
点ＯからダイオードＤおよび抵抗器RSが直列接
続されて電源電圧VBの負側に接続されている。
従つてダイオードＤのカソード電位はＯ点よりダ
イオードの順方向電圧降下分（約0.7V）低位に
あるが、本電位を負の一端としてホール素子α，
β，γが並列接続されている。Vsはこれらの素
子α，β，γに印加される制御電源電圧であり、
本電源電圧Vsを増減することによつてモータの
トルクが制御される。本電源電圧Vsの値の約半
分がホール素子個々の出力端子の直流分と見なさ
れ、この値が前記ダイオードＤの順電圧降下値に
一致すれば、各電機子コイルに直流分を通じるこ
とがない。なおこの値が一致しないときには各コ
イルに直流分が流れるが、効率を低下させること
はあつてもトルクが脈動を生むことにはならな
い。
各ホール素子の出力は、それぞれ抵抗器Ｒ１
１，Ｒ１２またはＲ２１，Ｒ２２あるいはＲ３
１，Ｒ３２によつて増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の差
動入力となる。増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の出力は
それぞれトランジスタＱ１１，Ｑ１２やＱ２１，
Ｑ２２あるいはＱ３１，Ｑ３２の共通接続された
ベースに接続される。これら個々の組の相補関係
のトランジスタの各エミツタ同志は共通接続さ
れ、抵抗器Ｒ１３，Ｒ２３，Ｒ３３を介してそれ
ぞれ増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の逆相入力側に帰還
される。以上の構成によりホール素子α，β，γ
の各出力は抵抗器の値の比で定まるゲインによつ
て線形増幅され、巻線ｕ１，ｕ２とｖ１，ｖ２お
よびｗ１，ｗ２の直列回路に電圧をそれぞれ印加
することになる。
１，Ｒ１２またはＲ２１，Ｒ２２あるいはＲ３
１，Ｒ３２によつて増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の差
動入力となる。増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の出力は
それぞれトランジスタＱ１１，Ｑ１２やＱ２１，
Ｑ２２あるいはＱ３１，Ｑ３２の共通接続された
ベースに接続される。これら個々の組の相補関係
のトランジスタの各エミツタ同志は共通接続さ
れ、抵抗器Ｒ１３，Ｒ２３，Ｒ３３を介してそれ
ぞれ増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の逆相入力側に帰還
される。以上の構成によりホール素子α，β，γ
の各出力は抵抗器の値の比で定まるゲインによつ
て線形増幅され、巻線ｕ１，ｕ２とｖ１，ｖ２お
よびｗ１，ｗ２の直列回路に電圧をそれぞれ印加
することになる。
一点鎖線で囲まれた回路部分Ｚは、本発明の制
御回路において主体をなす波形成形回路である。
増幅器Ｐ４は正相入力にはホール素子α，β，γ
の出力の同相の一端が同一値の抵抗器Ｒ１５，Ｒ
２５，Ｒ３５を介して接続され、逆相入力には同
じく各ホール素子の他の出力端がそれぞれ同様に
抵抗器Ｒ１６，Ｒ２６，Ｒ３６により接続され
る。増幅器Ｐ４の出力は抵抗器RFにて逆相入力
側へ帰還される。この構成によつて増幅器Ｐ４の
出力は、３つのホール素子α，β，γの出力の和
を増幅した値を出力する。この出力は抵抗器Ｒ１
４，Ｒ２４，Ｒ３４によつてそれぞれ回路部Ｚの
出力として前記増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の逆相入
力側へ接続される。
御回路において主体をなす波形成形回路である。
増幅器Ｐ４は正相入力にはホール素子α，β，γ
の出力の同相の一端が同一値の抵抗器Ｒ１５，Ｒ
２５，Ｒ３５を介して接続され、逆相入力には同
じく各ホール素子の他の出力端がそれぞれ同様に
抵抗器Ｒ１６，Ｒ２６，Ｒ３６により接続され
る。増幅器Ｐ４の出力は抵抗器RFにて逆相入力
側へ帰還される。この構成によつて増幅器Ｐ４の
出力は、３つのホール素子α，β，γの出力の和
を増幅した値を出力する。この出力は抵抗器Ｒ１
４，Ｒ２４，Ｒ３４によつてそれぞれ回路部Ｚの
出力として前記増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の逆相入
力側へ接続される。
第３図は第２図の制御装置を第１図のモータに
適用した場合における動作説明図である。以下第
２図の回路の動作について説明を行なう。今ロー
タが一定速度で回転しており、ホール素子のゲイ
ンがα，β，γについてそれぞれ等しく、界磁磁
束分布波形も回転円周方向に正しく正弦波で、そ
のピーク値も等しい状態であるとすれば、Ｕ相
（ｕ１とｕ２）、Ｖ相（ｖ１とｖ２）、Ｗ相（ｗ１
とｗ２）の各巻線に鎖交する磁束はそれぞれＡ
sinωｔ、Ａ sin（ωｔ−２π／３）、Ａ sin（ωｔ ＋２π／３）とおける。また電流もＩ sinωｔ、Ｉ sin（ωｔ−２π／３）、Ｉ sin（ωｔ＋２π／３）と
お け、モータの出力トルクTmはこれら個々の積の
和として下式で表わされる。なお、ここでKmは
モータ構造等から定まる定数である。
適用した場合における動作説明図である。以下第
２図の回路の動作について説明を行なう。今ロー
タが一定速度で回転しており、ホール素子のゲイ
ンがα，β，γについてそれぞれ等しく、界磁磁
束分布波形も回転円周方向に正しく正弦波で、そ
のピーク値も等しい状態であるとすれば、Ｕ相
（ｕ１とｕ２）、Ｖ相（ｖ１とｖ２）、Ｗ相（ｗ１
とｗ２）の各巻線に鎖交する磁束はそれぞれＡ
sinωｔ、Ａ sin（ωｔ−２π／３）、Ａ sin（ωｔ ＋２π／３）とおける。また電流もＩ sinωｔ、Ｉ sin（ωｔ−２π／３）、Ｉ sin（ωｔ＋２π／３）と
お け、モータの出力トルクTmはこれら個々の積の
和として下式で表わされる。なお、ここでKmは
モータ構造等から定まる定数である。
Tm＝KmAI｛sin2ωｔ＋sin2（ωｔ−２π／３）＋sin2（ωｔ＋２π／３）｝＝３／２KmAI
従つてモータの出力トルクTmはロータの位置
にかかわらず一定であり、トルクリツプルがな
い。第２図において回路部Ｚの増幅器Ｐ４の出力
は常時０であつて、実質このとき回路部Ｚは無い
に等しい。これは sinωｔ＋sin（ωｔ−２π／３）＋sin（ωｔ＋２π／
３）＝ ０ なる恒等式から明らかである。
にかかわらず一定であり、トルクリツプルがな
い。第２図において回路部Ｚの増幅器Ｐ４の出力
は常時０であつて、実質このとき回路部Ｚは無い
に等しい。これは sinωｔ＋sin（ωｔ−２π／３）＋sin（ωｔ＋２π／
３）＝ ０ なる恒等式から明らかである。
以上のことは２相全波のトランジスタモータに
おけると同じく、理想的には原理上トルクリツプ
ルが無いことを説明したものである。さて今、Ｕ
相に鎖交する磁束のピーク値のみが他の相のそ
れ、つまりＡよりも（１＋ｋ）倍大きいものとす
る。これはまた、Ｕ相の巻線の巻線のみ他の相よ
り（１＋ｌ）倍多いことと等価でもある。そして
磁束の波形が単なる正弦波でなく、歪んでおり、
今３次高調波を含むものとする。そしてＶ、Ｗ相
の３次高調波磁束のピーク値をＢとし、Ｕ相はそ
れは（１＋ｋ）Ｂであるとする。つまり基本波の
ピーク値Ａ、３次高調波のピーク値ＢともにＵ相
のみ他相より（１＋ｋ）倍大きいものとする。ま
たこのときホール素子α，β，γのゲインは等し
いものとする。すると波形成形回路、つまり第２
図の回路部ＺのないときのモータのＵ、Ｖ、Ｗ各
相が発生するトルクＴu，Ｔv，Ｔwは下式で表現
される。ここで各相に流れる電流は各相への印加
電圧、つまり増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を主体とし
て構成された増幅手段の出力から速度起電力を差
し引き、その値を巻線抵抗値で除した値を適用
し、リアクタンス分は無視している。実際上低束
回転モータではこれを無視しても支障はない。
おけると同じく、理想的には原理上トルクリツプ
ルが無いことを説明したものである。さて今、Ｕ
相に鎖交する磁束のピーク値のみが他の相のそ
れ、つまりＡよりも（１＋ｋ）倍大きいものとす
る。これはまた、Ｕ相の巻線の巻線のみ他の相よ
り（１＋ｌ）倍多いことと等価でもある。そして
磁束の波形が単なる正弦波でなく、歪んでおり、
今３次高調波を含むものとする。そしてＶ、Ｗ相
の３次高調波磁束のピーク値をＢとし、Ｕ相はそ
れは（１＋ｋ）Ｂであるとする。つまり基本波の
ピーク値Ａ、３次高調波のピーク値ＢともにＵ相
のみ他相より（１＋ｋ）倍大きいものとする。ま
たこのときホール素子α，β，γのゲインは等し
いものとする。すると波形成形回路、つまり第２
図の回路部ＺのないときのモータのＵ、Ｖ、Ｗ各
相が発生するトルクＴu，Ｔv，Ｔwは下式で表現
される。ここで各相に流れる電流は各相への印加
電圧、つまり増幅器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を主体とし
て構成された増幅手段の出力から速度起電力を差
し引き、その値を巻線抵抗値で除した値を適用
し、リアクタンス分は無視している。実際上低束
回転モータではこれを無視しても支障はない。
Ｔu＝ＫA（１＋ｋ）２（ａ sinωｔ＋ｂ sin3
ωｔ）２ Ｔv＝ＫA｛ａ sin（ωｔ−２π／３）＋ｂ sin3ω ｔ｝２ Ｔw＝ＫA｛ａ sin（ωｔ＋２π／３）＋ｂ sin3ω ｔ｝２ ここで第２図の制御装置にあつては、磁束波形
と等しい波形を増幅して各相に電圧を印加する方
式をとり、磁束波形と等しい波形の逆起電力を各
相のコイルが誘導する結果、電流波形もまた磁束
波形と等しい波形になるものである。従つて磁束
と電流の波形の各基本波と３次高調波の振幅のピ
ーク値をともにａ，ｂなる等しい値に置換し、そ
れぞれの値の補正とモータの構造等により定めら
れる所のトルク定数とを含めて定数ＫAとして表
わしている。モータのトルクとしては上記３者の
和であるから、これも加算してそれをT3とすれ
ば次式のように表わせる。
ωｔ）２ Ｔv＝ＫA｛ａ sin（ωｔ−２π／３）＋ｂ sin3ω ｔ｝２ Ｔw＝ＫA｛ａ sin（ωｔ＋２π／３）＋ｂ sin3ω ｔ｝２ ここで第２図の制御装置にあつては、磁束波形
と等しい波形を増幅して各相に電圧を印加する方
式をとり、磁束波形と等しい波形の逆起電力を各
相のコイルが誘導する結果、電流波形もまた磁束
波形と等しい波形になるものである。従つて磁束
と電流の波形の各基本波と３次高調波の振幅のピ
ーク値をともにａ，ｂなる等しい値に置換し、そ
れぞれの値の補正とモータの構造等により定めら
れる所のトルク定数とを含めて定数ＫAとして表
わしている。モータのトルクとしては上記３者の
和であるから、これも加算してそれをT3とすれ
ば次式のように表わせる。
T3＝ＫA｛３／２a2＋3b2sin23ωｔ＋ｋ（ｋ＋２）（ａ sinωｔ＋ｂ sin3ωｔ）２｝
次に第２図における回路部Ｚの波形成形回路が
有る場合、電機子コイルに鎖交する磁束は前記の
場合と同様であつて変化がないが、各相に印加さ
れる電圧は波形成形回路によつて補正をうける。
この印加電圧から逆起電力（鎖交磁束による波形
と同形）を差し引き、巻線抵抗で除したものが電
機子コイルに流れる電流になる。ホール素子α，
β，γの３つの出力の和を増幅した結果は回路部
Ｚにて作られるが、その出力によるＵ、Ｖ、Ｗ相
への等価出力電圧DOは次のようになる。
有る場合、電機子コイルに鎖交する磁束は前記の
場合と同様であつて変化がないが、各相に印加さ
れる電圧は波形成形回路によつて補正をうける。
この印加電圧から逆起電力（鎖交磁束による波形
と同形）を差し引き、巻線抵抗で除したものが電
機子コイルに流れる電流になる。ホール素子α，
β，γの３つの出力の和を増幅した結果は回路部
Ｚにて作られるが、その出力によるＵ、Ｖ、Ｗ相
への等価出力電圧DOは次のようになる。
DO＝ｄ｛ｋａ／３sinωｔ＋（１＋ｋ／３）ｂ sin3ω
ｔ｝ ｄ：増幅器による増幅度等によつて定められる比
例定数 したがつてＵ、Ｖ、Ｗ各相に生ずるトルク
TCU、TCV、TCWはそれぞれ次のようになる。
ｔ｝ ｄ：増幅器による増幅度等によつて定められる比
例定数 したがつてＵ、Ｖ、Ｗ各相に生ずるトルク
TCU、TCV、TCWはそれぞれ次のようになる。
TCU＝Ｋc｛（１＋ｋ）（１−ｍ）（ａ sinωｔ＋ｂ sin3ωｔ）−DO｝｛（１＋ｋ）（ａ sinωｔ
＋ｂ sin3ωｔ）｝
TCV＝Ｋc〔（１−ｍ）｛ａ sin（ωｔ−２π／３）＋ｂ sin3ωｔ−DO〕｛ａ sin（ωｔ−２π／３）
＋ｂ sin3ωｔ｝
TCW＝Ｋc〔（１−ｍ）｛ａ sin（ωｔ＋２π／３）＋ｂ sin3ωｔ｝−DO〕｛ａ sin（ωｔ＋２π／３）
＋ｂ sin3ωｔ｝
ｍ：印加電圧に対する逆起電圧の比
Ｋc：モータ構造やアンプ増幅度、巻線抵抗値等
で定まる比例定数 ここで増幅器の増幅度については、たとえばＵ
相について、ホール素子αの出力を増幅器Ｐ１で
増幅するにあたり、そのゲインは（R13の値）÷
（R12の値）で定められている。正相、逆相各増
幅を行なう間ゲインは異なるが（前者は後者より
ゲインが１高い）、ゲイン自体が高いときはこれ
を無視しうる。増幅器Ｐ４では各ホール素子から
の出力を３本ずつの等値抵抗器Ｒ１５，Ｒ２５，
Ｒ３５で加算しているので、予め帰還抵抗器RF
にて３つの加算結果をゲインｄで増幅して、増幅
器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３への入力が各ホール素子単独
の出力とレベルを合わせるようにする。そして抵
抗Ｒ１２，Ｒ１４の値を等しくしておけば、トラ
ンジスタＱ１１，Ｑ１２の共通エミツタ部、つま
りＵ相への印加電圧はホール素子αのみの出力
と、３つのホール素子の加算結果とを同じ重みで
増幅したことになる。この条件のもとで同様の他
の相についても考慮し、前記TCU、TCV、TCW
の値を求めてある。なお帰還抵抗器RFの値を大
にして、同時に抵抗器Ｒ１４の値を大にする等し
てもよく、要するに３素子の加算結果と１素子の
出力とを同じ重みで増幅すれば前記の関係式が得
られる。
で定まる比例定数 ここで増幅器の増幅度については、たとえばＵ
相について、ホール素子αの出力を増幅器Ｐ１で
増幅するにあたり、そのゲインは（R13の値）÷
（R12の値）で定められている。正相、逆相各増
幅を行なう間ゲインは異なるが（前者は後者より
ゲインが１高い）、ゲイン自体が高いときはこれ
を無視しうる。増幅器Ｐ４では各ホール素子から
の出力を３本ずつの等値抵抗器Ｒ１５，Ｒ２５，
Ｒ３５で加算しているので、予め帰還抵抗器RF
にて３つの加算結果をゲインｄで増幅して、増幅
器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３への入力が各ホール素子単独
の出力とレベルを合わせるようにする。そして抵
抗Ｒ１２，Ｒ１４の値を等しくしておけば、トラ
ンジスタＱ１１，Ｑ１２の共通エミツタ部、つま
りＵ相への印加電圧はホール素子αのみの出力
と、３つのホール素子の加算結果とを同じ重みで
増幅したことになる。この条件のもとで同様の他
の相についても考慮し、前記TCU、TCV、TCW
の値を求めてある。なお帰還抵抗器RFの値を大
にして、同時に抵抗器Ｒ１４の値を大にする等し
てもよく、要するに３素子の加算結果と１素子の
出力とを同じ重みで増幅すれば前記の関係式が得
られる。
さてモータの出力トルクＴc3は上記TCU、
TCV、TCWの和で与えられ、下式で表現され
る。
TCV、TCWの和で与えられ、下式で表現され
る。
Ｔc3＝Ｋc〔（１−ｍ）３／２a2＋｛（１−ｍ）（ｋ＋２）−ｋｄ／３｝ｋ、（ａ sinωｔ＋ｂ sin3ωｔ）２
＋｛３（１−ｍ−ｄ）−2dk｝・b2sin23ωｔ−2kd ab sinωｔ sin3ωｔ〕
本式においてｍ＝０、ｄ＝０としたときが前記
T3に一致し、相対比較を行なう上で本式は意味
を持つことが判る。
T3に一致し、相対比較を行なう上で本式は意味
を持つことが判る。
さて出力トルクT3とＴc3との比較において、ま
ず各相間の鎖交磁束のレベルに差ははく、ｋ＝０
であるが、３次高調波は存在するものとする。波
形成形回路のないときのモータのトルクをＴp3と
すると、これは次式となる。
ず各相間の鎖交磁束のレベルに差ははく、ｋ＝０
であるが、３次高調波は存在するものとする。波
形成形回路のないときのモータのトルクをＴp3と
すると、これは次式となる。
Ｔp3＝ＫA（３／２a2＋3b2sin23ωｔ）
一方波形成形回路のある場合、その値をＴcp3
とすれば次のようになる。
とすれば次のようになる。
Ｔcp3＝Ｋc｛（１−ｍ）３／２a2＋３（１−ｍ−ｄ）b2sin23ωｔ｝
即ち、トルクp3では3b2sin23ωｔの項が残存す
るのに対し、トルクＴcp3ではｄ＝（１−ｍ）なる
値をとることによつてその項を０とし、トルクリ
ツプルを除去しうることが解る。つまり３次高調
波が存在しても波形成形回路のゲインによつてト
ルクリツプルを除去しうるものである。さらに６
次、９次等の高調波しても、３ωｔにかわり６ω
ｔ、９ωｔ等とおくことによつて同様の関係が得
られ、トルクリツプルを原理上０にすることが可
能である。
るのに対し、トルクＴcp3ではｄ＝（１−ｍ）なる
値をとることによつてその項を０とし、トルクリ
ツプルを除去しうることが解る。つまり３次高調
波が存在しても波形成形回路のゲインによつてト
ルクリツプルを除去しうるものである。さらに６
次、９次等の高調波しても、３ωｔにかわり６ω
ｔ、９ωｔ等とおくことによつて同様の関係が得
られ、トルクリツプルを原理上０にすることが可
能である。
次に高調波は存在せず、つまりｂ＝０である
が、ｋ≠０であつて１相は他相よりも高い磁束と
鎖交しているものとすると、波形成形回路のない
ときのモータのトルクＴk3は次式のようになる。
が、ｋ≠０であつて１相は他相よりも高い磁束と
鎖交しているものとすると、波形成形回路のない
ときのモータのトルクＴk3は次式のようになる。
Ｔk3＝ＫA｛３／２a2＋ｋ（ｋ＋２）a2sin2ωｔ｝
他方、波形成形回路があれば、そのトルクＴck
３は次式となる。
３は次式となる。
Ｔck3＝Ｋc〔（１−ｍ）３／２a2＋ｋ｛（１−ｍ）（ｋ＋２）−ｋｄ／３｝a2sin2ωｔ〕
即ちトルクＴk3ではa2sin2ωｔの係数がｋ（ｋ
＋２）であるのに対し、トルクＴck3では波形成
形回路の増幅度ｄを適宜選択することによつて
a2sin2ωｔの係数を小さく、つまりトルクリツプ
ルを小さくすることができる。例えば理論的には
ｄ＝（１−ｍ）（６／ｋ＋３）なる値にすれば、トルク リツプルを０にすることができる。しかしながら
増幅度ｄの値を大きくする程、Ｖ相、Ｗ相の力率
が悪くなり、さらにはＵ相についてはトルクの方
向が逆転する（全体としては正のトルクが出てい
る）などの状態が起るため、効率が悪くなる。従
つて増幅度ｄを大きくすることには限度があり、
トルクリツプルが０でなくとも少くとも波形回路
を付加することによつて、付加しない場合よりは
トルクリツプルを小さくするという方向で改善を
図ることが実際的である。
＋２）であるのに対し、トルクＴck3では波形成
形回路の増幅度ｄを適宜選択することによつて
a2sin2ωｔの係数を小さく、つまりトルクリツプ
ルを小さくすることができる。例えば理論的には
ｄ＝（１−ｍ）（６／ｋ＋３）なる値にすれば、トルク リツプルを０にすることができる。しかしながら
増幅度ｄの値を大きくする程、Ｖ相、Ｗ相の力率
が悪くなり、さらにはＵ相についてはトルクの方
向が逆転する（全体としては正のトルクが出てい
る）などの状態が起るため、効率が悪くなる。従
つて増幅度ｄを大きくすることには限度があり、
トルクリツプルが０でなくとも少くとも波形回路
を付加することによつて、付加しない場合よりは
トルクリツプルを小さくするという方向で改善を
図ることが実際的である。
例えばｋ＝0.1、つまり特定の相について（こ
の場合はＵ相）他相より10％鎖交磁束のピーク値
が大きく、逆起電力が印加電圧の３分の１（ｍ＝
1/3）、そて波形成形回路のゲインｄ＝10ならば、
波形成形回路のないときのトルクの最大変動幅は
0.21／（3/2）＝14％となる。しかし波形成形回路
があるときには0.1（1.4−0.33）／１＝10.7％と
なり、3.3％軽減される。このパーセントはｋの
値が大きくなる程、差が著しいが、ｋの値が大き
くなる程リツプル幅も大きく、波形成形回路によ
る改善効果は大きいものの、ｋの値は小さい程良
いことはいうまでない。
の場合はＵ相）他相より10％鎖交磁束のピーク値
が大きく、逆起電力が印加電圧の３分の１（ｍ＝
1/3）、そて波形成形回路のゲインｄ＝10ならば、
波形成形回路のないときのトルクの最大変動幅は
0.21／（3/2）＝14％となる。しかし波形成形回路
があるときには0.1（1.4−0.33）／１＝10.7％と
なり、3.3％軽減される。このパーセントはｋの
値が大きくなる程、差が著しいが、ｋの値が大き
くなる程リツプル幅も大きく、波形成形回路によ
る改善効果は大きいものの、ｋの値は小さい程良
いことはいうまでない。
なお増幅度ｄの調整は、第２図の回路において
回路部Ｚの中の帰還抵抗器RFの値を調整するこ
とにより行なう。ｋの幅が予め規定されるときは
それに見合う値にしておけばよく、不明の場合は
可変抵抗器にすればよい。ホール素子のゲインを
調整するときは抵抗が３本必要な所を帰還抵抗器
RFならば１本でよい。いずれにしても各相に鎖
交する磁束密度の値に差があつても、波形成形回
路を付加することによつてトルクリツプルを軽減
することができる。
回路部Ｚの中の帰還抵抗器RFの値を調整するこ
とにより行なう。ｋの幅が予め規定されるときは
それに見合う値にしておけばよく、不明の場合は
可変抵抗器にすればよい。ホール素子のゲインを
調整するときは抵抗が３本必要な所を帰還抵抗器
RFならば１本でよい。いずれにしても各相に鎖
交する磁束密度の値に差があつても、波形成形回
路を付加することによつてトルクリツプルを軽減
することができる。
第３図ａ，ｂ，ｃはＵ、Ｖ、Ｗ各相に鎖交する
磁束φｕ，φｖ，φｗをまず実線で示している。
いずれも基本波であるＡ sinωｔ、Ａ sin（ω
ｔ−２π／３）、Ａ sin（ωｔ＋２π／３）に３次高
調波Ｂ sin3ωｔが重畳された状態を示している。これ
らの波形を加算した和DOが同図ｄに示されてい
る。これはＢ sin3ωｔに一致する。波形成形回
路によつて印加電圧波形が矯正されると、速度起
電力との関係で各相に流れる電流ｉu，ｉv，ｉw
は同図ａ，ｂ，ｃ中の一点鎖線で示す如き波形に
なる。これと各磁束φｕ，φｖ，φｗとの積をと
つてその和を求めるとモータのトルクとなるが、
トルク脈動のほとんどないトルクとなり、モータ
は円滑な回転をするものである。波形成形回路が
なければ、磁束に３次高調波が含まれるとき、各
相に流れる電流波形を正弦波にすることはできる
が（それは３相モータ故に成立する）、トルクの
脈動を無くすことはできない。波形成形回路を付
加することによつて、電流波形は正弦波形の上に
３次高調波に対応する形状を重畳した形として得
られ、結果としてトルク脈動が小さくなるもので
ある。
磁束φｕ，φｖ，φｗをまず実線で示している。
いずれも基本波であるＡ sinωｔ、Ａ sin（ω
ｔ−２π／３）、Ａ sin（ωｔ＋２π／３）に３次高
調波Ｂ sin3ωｔが重畳された状態を示している。これ
らの波形を加算した和DOが同図ｄに示されてい
る。これはＢ sin3ωｔに一致する。波形成形回
路によつて印加電圧波形が矯正されると、速度起
電力との関係で各相に流れる電流ｉu，ｉv，ｉw
は同図ａ，ｂ，ｃ中の一点鎖線で示す如き波形に
なる。これと各磁束φｕ，φｖ，φｗとの積をと
つてその和を求めるとモータのトルクとなるが、
トルク脈動のほとんどないトルクとなり、モータ
は円滑な回転をするものである。波形成形回路が
なければ、磁束に３次高調波が含まれるとき、各
相に流れる電流波形を正弦波にすることはできる
が（それは３相モータ故に成立する）、トルクの
脈動を無くすことはできない。波形成形回路を付
加することによつて、電流波形は正弦波形の上に
３次高調波に対応する形状を重畳した形として得
られ、結果としてトルク脈動が小さくなるもので
ある。
第４図はＵ、Ｖ、Ｗ各相に鎖交する磁束φｕ，
φｖ，φｗについて実線で示すが、φｕのみが極
端に大きい場合の状態を示す。これらを３つ加算
した結果の等価出力電圧DOを図中の一点鎖線で
示す。これは波形成形回路にて作られ、これをも
とに各相に印加される電圧波形を矯正したものが
図中の破線で示したUc，Vc，Wcである。Ｕ相に
ついてはピーク値を下げる方向に作用し、Ｖ、Ｗ
相についてはピーク値を上げるとともに印加電圧
の位相が磁束に対してずれを生じてくる。即ち力
率は悪くなつてくるが、トルク脈動は軽減されて
いるものである。
φｖ，φｗについて実線で示すが、φｕのみが極
端に大きい場合の状態を示す。これらを３つ加算
した結果の等価出力電圧DOを図中の一点鎖線で
示す。これは波形成形回路にて作られ、これをも
とに各相に印加される電圧波形を矯正したものが
図中の破線で示したUc，Vc，Wcである。Ｕ相に
ついてはピーク値を下げる方向に作用し、Ｖ、Ｗ
相についてはピーク値を上げるとともに印加電圧
の位相が磁束に対してずれを生じてくる。即ち力
率は悪くなつてくるが、トルク脈動は軽減されて
いるものである。
磁束波形に高調波を含む場合、また磁束のピー
ク値に各相間で差異がある場合のそれぞれについ
て同時に波形成形回路は機能するものであり、線
形回路故、複数回路を配する必要はない。また以
上の説明では１相のみ鎖交磁束に差異があるもの
としたが、３相ともに差異のあるのが普通であ
る。しかし、波形成形回路では３相の成分の和を
とるもの故、それらの平均化をはかる性格を持
つ。つまり小は大に、大は小に矯正するものであ
つて、原理上トルクリツプルを０にしえなくとも
軽減する機能を持つことにはかわりがない。
ク値に各相間で差異がある場合のそれぞれについ
て同時に波形成形回路は機能するものであり、線
形回路故、複数回路を配する必要はない。また以
上の説明では１相のみ鎖交磁束に差異があるもの
としたが、３相ともに差異のあるのが普通であ
る。しかし、波形成形回路では３相の成分の和を
とるもの故、それらの平均化をはかる性格を持
つ。つまり小は大に、大は小に矯正するものであ
つて、原理上トルクリツプルを０にしえなくとも
軽減する機能を持つことにはかわりがない。
特定の相について他相よりも鎖交磁束が多い
（少い）ということはモータの構造面では、電機
子コイルと永久磁石界磁との間のエヤギヤツプが
その相の部分で小さく（大きく）なつている場合
が考えられる。またその相の電機子コイルのター
ン数が多く（少く）、ホール素子のゲインも高い
（低い）という場合でもある。
（少い）ということはモータの構造面では、電機
子コイルと永久磁石界磁との間のエヤギヤツプが
その相の部分で小さく（大きく）なつている場合
が考えられる。またその相の電機子コイルのター
ン数が多く（少く）、ホール素子のゲインも高い
（低い）という場合でもある。
第５図は本発明の他の実施例を示す。第２図の
制御回路において、波形成形回路を付加し、印加
電圧波形を矯正するということは、即ち３相モー
タの中性点を制御することに等価変換されうる。
その実施例が第５図であつて波形成形回路の出力
がトランジスタＱ４１，Ｑ４２により増幅され、
中性点の電位を制御する。本回路は第２図と同じ
機能を持つものである。ホール素子の駆動電圧源
として第２図ではVsなる可変電圧源を用いた
が、第５図ではそれを具体化して制御用トランジ
スタQCがその機能を果している。抵抗器RS３は
高抵抗であつて、基本機能には影響を与えず、回
路のゲインを下げるためのものにすぎない。また
第２図では電源の中間電位Ｏを基準にしてホール
素子の直流動作点を定める必要があつたが、第５
図ではホール素子の各出力の直流平均値をもつて
直流動作点にとつているので、直流分オフセツト
に対する問題が軽減される。オフセツト電圧の３
素子間のばらつきが小さいときには回路上これを
無視してもよい。
制御回路において、波形成形回路を付加し、印加
電圧波形を矯正するということは、即ち３相モー
タの中性点を制御することに等価変換されうる。
その実施例が第５図であつて波形成形回路の出力
がトランジスタＱ４１，Ｑ４２により増幅され、
中性点の電位を制御する。本回路は第２図と同じ
機能を持つものである。ホール素子の駆動電圧源
として第２図ではVsなる可変電圧源を用いた
が、第５図ではそれを具体化して制御用トランジ
スタQCがその機能を果している。抵抗器RS３は
高抵抗であつて、基本機能には影響を与えず、回
路のゲインを下げるためのものにすぎない。また
第２図では電源の中間電位Ｏを基準にしてホール
素子の直流動作点を定める必要があつたが、第５
図ではホール素子の各出力の直流平均値をもつて
直流動作点にとつているので、直流分オフセツト
に対する問題が軽減される。オフセツト電圧の３
素子間のばらつきが小さいときには回路上これを
無視してもよい。
以上の説明は全て３相モータに関するものであ
つた。しかし本発明は３相に限られるものではな
く５相、７相等の奇数相モータにも適用すること
ができる。各相毎のばらつき自体の補正よりも、
波形成形回路はモータ全体としてトルクリツプル
の大きい要素を軽減することに効果がある。
つた。しかし本発明は３相に限られるものではな
く５相、７相等の奇数相モータにも適用すること
ができる。各相毎のばらつき自体の補正よりも、
波形成形回路はモータ全体としてトルクリツプル
の大きい要素を軽減することに効果がある。
以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、波形成形回路を付加することにより、磁束の
基本波以外の高調波分によるトルクのリツプルを
軽減することができる。また磁束波形に高低の差
があつてもそれを自動的に補償し、モータのトル
クリツプルも少くすることができる。なおあらか
じめ磁束の高調波分含有率、磁束の極毎のばらつ
きが判つている場合には無調整で自動的に補償す
ることができる。それが不明の場合でも３相の各
相毎の調整を行なうのでなく、波形成形回路の中
で１ケ所のゲインを調整すればよいので、調整も
容易である。またホール素子間のオフセツト電圧
に差があつてもこれは波形成形回路によつて補償
することができる。
ば、波形成形回路を付加することにより、磁束の
基本波以外の高調波分によるトルクのリツプルを
軽減することができる。また磁束波形に高低の差
があつてもそれを自動的に補償し、モータのトル
クリツプルも少くすることができる。なおあらか
じめ磁束の高調波分含有率、磁束の極毎のばらつ
きが判つている場合には無調整で自動的に補償す
ることができる。それが不明の場合でも３相の各
相毎の調整を行なうのでなく、波形成形回路の中
で１ケ所のゲインを調整すればよいので、調整も
容易である。またホール素子間のオフセツト電圧
に差があつてもこれは波形成形回路によつて補償
することができる。
第１図は本発明の一実施例による制御装置が対
象とするモータを示す図、第２図は本発明の一実
施例による制御装置の回路図、第３図および第４
図は上記装置の動作を説明するための波形図、第
５図は本発明の他の実施例による制御装置の回路
図である。 ｕ１，ｕ２，ｖ１，ｖ２，ｗ１，ｗ２……電機
子巻線、α，β，γ……ホール素子（磁束検出手
段）、Ｙ……ドライブ回路、Ｚ……波形整形回
路。なお図中、同一符号は同一又は相当部分を示
す。
象とするモータを示す図、第２図は本発明の一実
施例による制御装置の回路図、第３図および第４
図は上記装置の動作を説明するための波形図、第
５図は本発明の他の実施例による制御装置の回路
図である。 ｕ１，ｕ２，ｖ１，ｖ２，ｗ１，ｗ２……電機
子巻線、α，β，γ……ホール素子（磁束検出手
段）、Ｙ……ドライブ回路、Ｚ……波形整形回
路。なお図中、同一符号は同一又は相当部分を示
す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 対称電機子巻線を有するトランジスタモータ
の制御装置において、上記トランジスタモータの
各相電機子巻線に鎖交する磁束と同相の磁束を線
形関係をもつて検出する複数の磁束検出手段と、
この磁束検出手段の出力を入力し該入力電圧に応
じた出力電圧を各相の電機子巻線に印加する複数
のドライブ回路と、上記磁束検出手段からの出力
電圧を加算してその合成出力電圧を増幅し上記複
数のドライブ回路の入力電圧に重畳させる増幅回
路と、該増幅回路の利得を調節する手段とを備え
たことを特徴とするトランジスタモータの制御装
置。 ２ 上記磁束検出手段は上記トランジスタモータ
の各相電機子巻線に鎖交する磁束と同相の磁束を
線形関係をもつて検出する複数のホール素子から
なり、 上記複数のドライブ回路は対応する上記ホール
素子の各出力をそれぞれ差動増幅する増幅回路を
有するものであり、 上記増幅回路は上記複数のホール素子の一方の
出力の加算結果と他方の出力の加算結果との差動
増幅を行いその出力を上記複数のドライブ回路の
増幅回路のそれぞれの逆相入力に重畳するもので
あることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のトランジスタモータの制御装置。 ３ 対称電機子巻線を有するトランジスタモータ
の制御装置において、上記トランジスタモータの
各相電機子巻線に鎖交する磁束と同相の磁束を線
形関係をもつて検出する複数の磁束検出手段と、
この磁束検出手段の出力を入力とし該入力電圧に
応じた出力電圧を各相の電機子巻線に印加する複
数のドライブ回路と、上記磁束検出手段からの出
力電圧を加算してその合成出力電圧増幅しこれを
スター接続された電機子巻線の中性点に与える増
幅回路と、該増幅回路の利得を調節する手段とを
備えたことを特徴とするトランジスタモータの制
御装置。 ４ 上記磁束検出手段は上記トランジスタモータ
の各相電機子巻線に鎖交する磁束と同相の磁束を
線形関係をもつて検出する複数のホール素子から
なり、 上記複数のドライブ回路は対応する上記ホール
素子の各出力をそれぞれ差動増幅する増幅回路を
有するものであり、 上記増幅回路は上記複数のホール素子の一方の
出力の加算結果と他方の出力の加算結果との差動
増幅を行い、その出力を上記電機子巻線の中性点
に与えるものであることを特徴とする特許請求の
範囲第３項記載のトランジスタモータの制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6751780A JPS56162991A (en) | 1980-05-19 | 1980-05-19 | Controlling device for transistor motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6751780A JPS56162991A (en) | 1980-05-19 | 1980-05-19 | Controlling device for transistor motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56162991A JPS56162991A (en) | 1981-12-15 |
| JPS6223555B2 true JPS6223555B2 (ja) | 1987-05-23 |
Family
ID=13347246
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6751780A Granted JPS56162991A (en) | 1980-05-19 | 1980-05-19 | Controlling device for transistor motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56162991A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01111563U (ja) * | 1988-01-20 | 1989-07-27 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0824436B2 (ja) * | 1984-09-11 | 1996-03-06 | 株式会社ニコン | ブラシレスｄｃモータの駆動回路 |
| JPS6460290A (en) * | 1987-08-27 | 1989-03-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Brushless dc motor |
-
1980
- 1980-05-19 JP JP6751780A patent/JPS56162991A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01111563U (ja) * | 1988-01-20 | 1989-07-27 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56162991A (en) | 1981-12-15 |
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