JPS6222358B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

この発明はトランジスタモータなど自制式同期
モータにおける出力トルクの脈動（リツプル）を
軽減するための同期電動機の制御装置に関する。 回転界磁として永久磁石を用いるブラシレスの
タイプのトランジスタモータは昨今オーデイオ、
ビデオ機器のキヤプスタンあるいは回転磁気ヘツ
ドの駆動用に多数用いられている。このようなモ
ータは一般に定速回転を行なうが、モータにトル
ク脈動があつて回転ムラを起すと、音質、画質が
低下する。従つてトルク脈動を軽減する必要があ
り、従来より種々の方法が考えられた。一例とし
て２相モータを制御する時、ローターの回転に伴
なつて誘起される一相の電機子巻線の逆起電圧を
正弦波状となし、本波形と同相の正弦波電流をこ
の電機子巻線に通ずる方法がある。この方法は、
他相巻線にも同じ方法で電流を通し、これらの相
間にπ/2の位相差があれば出力トルクの数式表現
の中で（sin²θ＋cos²θ）の項が現われ、これは
常に１となるので出力トルクは一定となるという
ものである。しかしながらこの方法は各相毎に個
別に正弦波状電流を通ずるので温度変動などによ
り各相の電流の平均値もしくはピーク値が不均一
となり易くトルク脈動を生ずる。それは駆動用ト
ランジスタの電流増巾率の温度的相異、巻線と鎖
交する磁束量を検知する手段の特性のバラツキ、
また別に正しく正弦波状磁束変化を作り難いこと
などにある。 本発明は上記欠点を除去すべくなされたもので
あり、２相の場合では複数相に流れる電流を同一
のものとなして、トランジスタや磁束検知手段の
温度的な特性の不平衡に基づくトルク脈動の変化
を軽減しようとするものである。電機子巻線に流
れる電流は所定の演算結果から得られたパターン
に比例する波形の値とする。 第１図は本発明が対象としたモータの構造を示
す。第１図ｂはモータの回転軸を含む面で切つた
断面図であり、同図ａは電機子巻線の配置を示す
図である。第１図のモータでは８極界磁ロータに
対し、ステータ側に全節巻の２相巻線が４個配置
され、Ａ相（A₁とA₂巻線）、Ｂ相（B₁とB₂巻線）
間は電気角でπ/2の位相差をもつ。 第２図は本発明の一実施例を示す。第２図ａに
おいてＡ，Ｂは前記Ａ相、Ｂ相の電機子巻線を示
す。２はこの巻線を示す電流を切換制御するため
のインバータを示す。Ｈ１，Ｈ２は磁気感応素子
であるホール素子であつて、電機子巻線に鎖交す
る磁束もしくはそれと等価な磁束の密度を検出す
る手段である。３はインバータ２のトランジスタ
を切換制御するための通電制御器である。４はロ
ーターの位置検出器であつて、前記ホール素子Ｈ
１，Ｈ２の出力電圧の差動出力の極性を判別する
手段である。ホール素子Ｈ１，Ｈ２は第１図ａの
位置に置かれ、Ｈ１はＡ相巻線の鎖交磁束と等価
な磁束を逆硬性で検出し、Ｈ２はＢ相巻線の鎖交
磁束を同極性で検出する。従つてＨ１，Ｈ２素子
の出力極性を検知することによつてＡ、Ｂ巻線に
通すべき電流の方向を制御する信号を作り出すこ
とができる。その検知手段が４のローターの位置
検出器である。トランジスタ３１と３４又は３２
と３３のいずれかの組のトランジスタが導通して
Ａ巻線に通ずる電流の方向を決める。同様にトラ
ンジスタ３５と３８又は３６と３７のいずれかに
よりＢ巻線に通ずる電流の方向が定められる。そ
してＡ、Ｂ巻線はいずれにせよ直列に接続されて
直流電源より同一の電流が供給される。Ｒ１，Ｒ
２はホール素子Ｈ１，Ｈ２のゲインを調整するた
めの可変抵抗器、Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２
２はホール素子出力を全波整流するダイオード、
Ｄ４は前記４つのダイオードのえん層電圧を補償
するために設けられたダイオードである。また抵
抗器Rcはインバータ２を流れる電流を検知する
ためのものであり、その電流を制御するトランジ
スタがTRである。 第２図ｂは電流制御回路を示す。図中１００は
電流パターン形成回路、２００は電流パターン形
成回路１００にて作成された電流パターンを、負
荷状態に応じてインバータへの通電電流値として
増減しつつ増巾するパターン増巾回路である。 ここで本発明が取扱う電流パターンの形成法に
ついて第３図を用いて説明する。 電機子巻線Ａ及びＢに鎖交する界磁磁束密度Ｂ
_A及びＢ_Bがロータの回転速度θに関しそれぞれ第
３図ａ，ｂに示す如く最大値をBmとして正弦波
状に分布するものとする。前記Ａ及びＢの出力ト
ルクτ_A，τ_Bはそれぞれ電機子巻線電流ｉ_A，ｉ_B
（idc＝ｉ_A＝ｉ_B）とそれに鎖交する前記界磁磁束
密度Ｂ_A，Ｂ_Bとの積に比例する。 その結果、モータ発生トルクτｍは（τ_A＋τ
_B）であり、各電機子巻線Ａ，Ｂの鎖交磁束密度
を和で表わした合成磁束密度Ｂτとインバータ電
流idcとの積として表わすことができる。第３図
Ｃに示した磁束密度Ｂτの状態図から明らかなよ
うに、Ｂτは電気角でπ/2の周期の変動をする。
つまり、第３図ｃにおいてＢτは下式で表わしう
る。 ローターの回転角度θを第３図ｅの横軸θの下
段に示した角度とすると、第３図ｃに示す合成磁
束密度Ｂτはθの関数として Ｂτ＝Ｂ_A＋Ｂ_B ＝Bmsin（θ＋３／４π）＋Bmsin（θ＋π／４） ＝Bmsin｛（θ＋３／４π）＋sin（θ＋π／４）｝ ＝Bm・2sin（θ＋π／２）cosπ／４ ＝√２Bmsin（θ＋π／２） ＝√２Bmcosθ 但し−π／４≦θ≦π／４ したがつて、 Ｂτの最大値＝Ｂτ（max）＝√２Bm、θ＝０ Ｂτの最小値＝Ｂτ（min）＝Bm、θ＝±π／４ Ｂτ（min）：Ｂτ（max）＝１：√２となる。 このとき、インバータ電流idcを次式で表現で
きるものとする。すなわち、π／４≦θ≦π／４におい て、Ｂτの最大（√２Bm、θ＝０）の時idcの最
小値I₀が、またＢτの最小（Bm、θ＝±π／４）の 時idcの最大値（I₀＋Ir）が対応し、かつidcの最
小値I₀：idcの最大値（I₀＋Ir）＝１：√２となる
ものとして idc＝I₀＋√２I₀（１−cosθ） 但し−π／４≦θ≦π／４ すなわち、idcの最小値I₀はθ＝０の時で、idc
の最大値（I₀＋Ir）＝√２I₀はθ＝±π／４の時であ る。 この時モータの発生トルクτｍ（θ）は下式で
表わされる。 τｍ（θ）＝Ｋ・Ｂτ・idc ＝Ｋ・２Bmcosθ・｛I₀＋√２I₀（１−cosθ）｝ ＝Ｋ BmI₀cosθ｛√２＋２（１−cosθ）｝ 但しＫ：定数 このトルクτｍ（θ）の最小値を１に規格化し
て表現したものが第３図ｅである。すなわち、−
π／４≦θ≦π／４において、トルクτｍ（θ）の最小
値 は√２Ｋ BmI₀（θ＝０、±π／４の時）であり、ト ルクτｍ（θ）の最大値は

【式】 を満たす時であり

【式】である。し たがつて、トルクτｍ（θ）は、θの−π／４から＋ π／４の間で なので約３％の変動をするに過ぎない。この様な
トルクリツプルならば精度を要するモータとして
十分実用に耐えるものである。所で前記の様にイ
ンバータ電流の最大値と最小値の比を√２：１に
するということは換言すると次に様になる。即
ち、第３図ｄにおいてKpなる直流レベルを想定
し、その値を（１＋√２）Ioとする。このKpと
上記idcとの差、つまり図中の斜線を施した部分
について着目すると、この絶対値の最大値は√２
I₀であり最小値はI₀であつて、その比は√２：１
となる。かくしてこの斜線部は合成磁束密度Ｂτ
と相似形となる。 このことからインバータ電流のパターンは次の
様にして作成できることが知れる。まず磁束密度
Ｂτを測定し（これはＢ_AとＢ_Bの絶対値の和にな
る。またこの最大値と最小値が√２：１の比にな
る）これから（１＋√２）BmにあたるレベルＢ
φを作る。この値を記憶保持しておき、ローター
の回転に伴なうＢτの変化に対し、ＢφとＢτと
の差を瞬時においてとれば、そのパターンがすな
わち前記インバータ電流idcのパターンに相当す
る。第３図ｃに示したＢφが上記Ｂφにあたり、
斜線を施した部分がインバータ電流のパターンに
相当する。かくしてこの様にして作成した電流パ
ターンを用いればモータの回転各位置におけるト
ルクの変動巾、すなわちトルクのリツプルを約３
％に押えることができる。 以上の方法を具体化したものが第２図ａ，ｂの
制御回路であり、この制御回路の動作を第４図の
状態遷移図を用いて説明する。今、電機子巻線Ａ
及びＢに鎖交する界磁磁束密度Ｂ_A及びＢ_Bが第４
図ａに示す如くほぼ正弦波状にローターの回転に
従つて変化するものとする。第２図ａのホール素
子Ｈ１の第１、第２出力端子Ｈ１１，Ｈ１２には
第４図ｂ，ｃに示す出力が現われ、ホール素子Ｈ
２の第１、第２出力端子Ｈ２１，Ｈ２２には第４
図ｄ，ｅに示す出力が得られる。これら出力をそ
れぞれダイオードにて全波整流したα、β端子の
信号は第４図ｆ，ｇに示す如く得られる。第２図
ｂ中のパターン形成回路１００の入力段にてα、
β端子出力を加算して後、アンプ１０１にて増巾
し、第４図ｈに示す如き出力Ｖ_Rが得られる。ホ
ール素子Ｈ１，Ｈ２からはローターの回転速度や
負荷の変動に拘束されることなく常時波高値Hm
の出力が第４図ｂ〜ｅの如く得られる。第４図ｈ
に示すＶ_R出力において電気角π/2周期で現われ
る最大値及び最小値は常時一定でかつ最大値と最
小値の間には約√２：１の関係が成立している。
更に、Ｖ_Rをダイオード１０４でピーク値整流し
て後、アンプ１０２のゲインを調整することによ
つて（√２＋１）×（Ｖ_R出力の最小値）なる一定
値出力Ｖ_Pを作成する。このＶ_P値を第４図ｈにＶ
_Rと併せ示す。この様なＶ_Pと前記Ｖ_Rとを差動ア
ンプ１０３に通すことによつて第４図ｉに示す出
力Vsが得られる。この出力Vsがモータ駆動用イ
ンバータへの直流供給電流と相似形となる基本パ
ターンである。 次に第２図ｂのパターン増巾回路２００につい
て説明する。矩形波発生回路（OSC）からの信
号を積分器２０１に通して三角波形Ｖ_Iを第４図
ｊの如く作成する。モーターのロータの速度設定
値Vxと実速度値Ｖ_Yとの差つまり速度偏差ΔＶと
前記Ｖ_Iとをコンパレータ２０２にて比較し、第
４図ｋに示す如き出力Vcが得られる。出力Vcの
パルス幅は、速度偏差ΔＶの大きさに応じて変化
するものである。その結果、ある速度偏差におけ
るトランジスタ２０３のエミツタ電位Ｖ_Eは、前
記パターンVsをチヨツピングした第４図ｌの実
線の如き波形となる。この波形をローパスフイル
タ２０４に通すことによつて第４図ｍに示す出力
Ｖ_Fが得られる。この出力Ｖ_Fは、基本パターン
Vsを速度偏差に応じて単に比例増巾したもので
あるので、出力Ｖ_Fにおいても最大値と最小値と
大小関係は√２：１となる。そして速度偏差ΔＶ
の大小に応じて平均値が増減する。 第２図ｂのパターン増巾回路２００においては
端子Ａを通してインバータ２を流れる電流（即
ち、電機子巻線を直列に流れる電流）の値を取込
む。この値を正相入力とするアンプ２０５の出力
Ｖ_Dは、アンプ２０６によりトランジスタ２０７
が導通度を制御され、その結果第２図ａの電流制
御用トランジスタTRを制御し、インバータ電流
が前記Ｖ_Fパターンに一致する様に制御される。
第４図ｎ，ｐにアンプ２０５の出力Ｖ_Dと、出力
電流idcまたはアンプ２０６の出力Ｖ_Mの波形を示
す。かくして電機子巻線Ａ，Ｂを流れる電流idc
は、第３図ｄに示したと同形状の電流となり、即
ちモータのトルクリツプルは約３％程度になる。
なお負荷の大小に応じて電流の平均値は増減しつ
つもトルクリツプルは同様の比を保つことはいう
までもない。 所でホール素子はローターの位置を検出する手
段として用い得たが、前記電流パターンを作るた
めには整流手段を要し必らずしも適切ではない。
そこで電流の基本パターンを作るために磁気抵抗
素子を磁気感応素子として用いる方法が考えられ
る。第２図ｃのＭ１，Ｍ２は磁気抵抗素子であ
り、これらは磁束密度が上がると抵抗を増大させ
るので、α、β端子には直接に第４図ｆ，ｇに示
す出力が得られる。かくして整流ダイオードなし
に電流の前記基本パターンを作ることができ、回
路が簡潔となる。またダイオードに必然の、えん
層電圧によるパターンの歪みを除去できるからホ
ール素子を用いるものよりも基本パターンの質が
向上する。 ホール素子や磁気抵抗素子は温度によつてゲイ
ンが変化するため、電流パターンもそれを考慮せ
ねばならない。第２図ｂ中で、ダイオード１０４
によるピーク整流の後、アンプ１０２にて所定の
ゲインをもつて増巾し、Ｖ_Pなる値を得た。これ
はホール素子もしくは磁気抵抗素子が温度変化に
よつてゲインを変化させピーク値が下がつた（も
しくは上がつた）としても、そのピーク値をもと
に所定のゲインでＶ_P値を作り出しているので電
流パターンには温度変化による影響がほとんどな
いものである。また複数の素子間でゲインに差が
出たとしても双方の加算結果をもつてパターンを
作つているので平均化されたパターンとなる。ま
た出力のインバータ電流は複数巻線間に同一の電
流を流しているため、磁束検知素子の出力にバラ
ツキが出たとしても、それは巻線に鎖交する磁束
にバラツキがそのままある訳でないので出力トル
クのリツプルは必らずしも大きくならない。つま
り電流の最大、最小値の比が√２：１を、概ね守
りうるならば例えパターンに歪みが出てもトルク
リツプルはほとんど変らないものである。 第５図ａは本発明の他の実施例を示し、特にモ
ータの電機子巻線とインバータトランジスタの前
記第２図ａとは異なる接続を用いた実施例であ
る。２相の電機子巻線Ａ，Ｂはそれぞれ２つに分
割され、１Ａ，２Ａはトランジスタ３１，３３に
て各独立に、また１Ｂ，２Ｂ巻線はトランジスタ
３５，３７で各独立に駆動される。いわゆる半波
形４相モータ結線にあたるが、つねに駆動のため
の２つの電機子巻線は直列に接続されて同一電流
が供給される。トランジスタTRはこの電流を制
御するものであり、前記の方法と同じ方法にて電
流制御を行ないトルクリツプルを小さくできるこ
とはいうまでもない。 第５図ｂは本発明の他の実施例であるが、ホー
ル素子等にかわる磁気感応素子として巻線を用い
た例である。WA１，WA２の巻線はＡ相巻線中
に巻回され、本巻線に鎖交する磁束を検出する為
に別途独立に巻回された検知用巻線である。WB
１，WB２巻線はＢ相のそれである。これらの出
力を４本のダイオードで整流し共通点をαとすれ
ば、この点の出力電圧は第４図ｈにおけるＶ_Rと
相似である。本電圧はローターの回転速度によつ
て変化するが、第２図ｂの回路の入力として用い
るとき、ピーク値が所定のゲイン（一定）で増巾
されてＶ_Pなる値を作るため、Vsとして得られる
電流パターンの形状には変化がなく、前記実施例
におけると同じ機能を果たすことができる。磁気
感応素子にかわる本WA１，WB１等の巻線を用
いると、Ａ、Ｂ相の駆動用巻線に鎖交する磁束と
相似な電圧をほぼ正確に検出できるので電流パタ
ーンを作成するとき、より正確なパターンとでき
る。 第６図は本発明の他の実施例を示す。図中、モ
ータ１は、Ｕ，Ｖ，Ｗの３つの電機子巻線を固定
子側に持つ永久磁石回転界磁形の３相モータであ
る。インバータ２は回転子の位置に応じてインバ
ータ通電制御器３により切換制御される。モータ
発生トルクτｍは、インバータの120゜通電制御
によつて選択されて通電しているいずれか２つの
電機子巻線が発生している各トルクの和となる。 このτｍは等価的に、インバータにより切換制
御されて選択された２つの電機子巻線に鎖交する
磁束密度の和としての合成磁束密度Ｂτとインバ
ータ電流idcとの積で表現できる。 今、第６図において、ホール素子Ｈ１，Ｈ２，
Ｈ３は、それらの各出力が電機子巻線Ｕ〜Ｗに鎖
交する界磁磁束密度Ｂ_U〜Ｂ_Wの分布に一致するよ
うに120゜ピツチで配置されている。従つて、前
記界磁磁束密度Ｂ_U〜Ｂ_Wが第７図ａに示す如くほ
ぼ正弦波状に分布している時、ホール素子Ｈ１の
第１及び第２の出力端子Ｈ１１とＨ１２にはそれ
ぞれ同図ｂの実線と点線に示す出力が得られる。
またＨ２，Ｈ３の素子の出力も同様に同図ｃ，ｄ
の如く得られる。 かかる３つのホール素子Ｈ１〜Ｈ３における第
１出力端子Ｈ１１〜Ｈ３１の出力をダイオードＤ
１１〜Ｄ３１にて整流すれば同図ｅに示す出力α
が得られ、同様に第２出力端子Ｈ１２〜Ｈ３２の
出力をダイオードＤ１２〜Ｄ３２にて整流すれば
同図ｆに点線で示す如き出力βが得られる。これ
ら出力α，βを用いて、第１の実施例の第２図ｂ
に示したパターン形成回路１００及びパターン増
巾回路２００を介在させることにより、結果とし
て第２図ｂの１００におけるＶ_R，Ｖ_Pが第７図ｇ
に示す如く得られる。その結果、第一の実施例と
同様の経過により電流制御トランジスタTRには
同図ｈに示すコレクタ電流即ちインバータ電流
idcが流れる。前述の如く、合成磁束密度Brは同
図ｉの如く分布するので、モータ発生トルクτｍ
は同図ｊに示す如く変化する。即ち、インバータ
電流idcを一定値にしたときはトルクリツプルと
してトルクのピーク値に対し約13％生じるが、同
図ｈの如きインバータ電流idcを流せば同図ｊの
ようにトルクリツプルを約0.5％にまで抑制する
ことができる。なお、この場合のインバータ電流
idcは

【式】但し−π／６θπ／６で 表わされる。 本実施例にあつても第２図に示したと同様のパ
ターン形成回路とパターン増巾回路とを用いて、
負荷変動があつてもモータのトルクリツプルの極
めて少ない状態での運転が可能である。なおホー
ル素子に代り、磁気抵抗素子を用いうることも２
相の場合と同様であるが、整流用ダイオードが不
要となる反面、３素子中の２つを順次選択するた
めの選択回路が必要である。この回路はローター
の位置を検出してインバータ用トランジスタのス
イツチングを切替える回路に等価である。この回
路の出力を用い、駆動の為に選択されない相に対
応する磁気抵抗素子の出力をしや断する手段を追
加することでこの目的は達成される。 所で、電機子巻線に鎖交する磁束の量に比例す
る電流を、同巻線に供給する方式の従来例と、本
発明の制御手段を適用した場合の例における比較
を第８図を用いて説明する。磁束分布が正弦波状
であるとの仮定のもとに、その磁束の各極のピー
ク値が等しければ２相モータにおける従来例では
原理上トルクリツプルは無い。しかしもしも２相
の各巻線に鎖交する磁束のピーク値に10％の差が
あるときには、電流も10％の差を生み、第８図ｂ
に示す様にモータのトルクは概ね20％のリツプル
を持つことになつてしまう。本発明の制御法では
磁束が正しく正弦波状であるときに原理上約３％
のトルクリツプルを持つている。しかるに磁束の
ピーク値に上記10％の差があつた場合においても
そのトルクリツプルは約５％以下程度にしかなら
ない。巻線と鎖交する磁束密度は磁石の製作時の
特性のバラツキ、回転中のエアギヤツプの変動、
温度による特性変化などによつて常時各極の磁束
のピーク値を同一値に保つことは実際上できな
い。仮りにできたとしても磁束を検知する磁気感
応素子の特性が外乱に耐えて常に等しくはならな
いと考えて良い。従つて従来の例では磁束密度の
変化量に比例するか、それ以上の変化でもつてト
ルクリツプルが生じ易いのに比し、本発明の方式
ではそれを抑制する様に小さな変動巾におさえう
るため実用的で優れた方式であるということがで
きる。なお以上の実施例では電機子巻線をステー
タに、界磁をローターに取つたモータに関する説
明であつたが、ローターとステータを入れ替えた
モータに対しても本制御装置を適用しうることは
いうまでもない。また電流制御用のトランジスタ
TRの機能はインバータを構成するトランジスタ
の複数個をもつて代替機能を果たせることもいう
までもない。 以上の説明から明らかな様に、本発明によれば
磁束密度を検出する磁気感応素子を用いて、複数
の相に流れる電流パターンを作成し、トルクリツ
プルの極めて小さな状態でモータを制御すること
ができる。またこのパターン作成にあたり磁気感
応素子のゲインが温度的に不平衡となつて出力電
圧に変化を来たしたとしても複数相電機子巻線に
同一の電流を供給するので、トルクリツプルは比
較的小さな状態にとどめることができる。また磁
束密度分布がローターの回転角方向に対して正弦
波状とならなく、歪み波状の分布であつてもトル
クリツプルの変動は比較的低くおさえることがで
きる。また本発明は２相、３相に限らず一般化し
て多相モータ全般に適用することができることは
いうまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ及びｂは本発明の装置が対象とするモ
ータの正面図及び断面図、第２図ａ，ｂ，ｃは本
発明の一実施例を示す回路図、第３図、第４図は
第２図の動作を説明するための状態遷移図であ
る。第５図は本発明の他の実施例を示す回路図、
第６図は本発明の３相モータにおける実施例を示
す回路図、第７図は第６図の動作を説明するため
の波形図、第８図は従来例と本発明による制御手
段との比較を示す波形図である。 図において、２はインバータ、４は位置検出
器、１００はパターン形成回路である。なお図中
同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 複数相より成る複数個の電機子巻線をステー
   タとし複数極より成る界磁をロータとする自制式
   の同期電動機のロータの位置を検出する位置検出
   手段と、この位置検出手段の出力に応じて前記電
   機子巻線のうち複数相の巻線を常時直列に接続し
   つつ順次切換制御して給電通路を形成するインバ
   ータと、上記各相の電機子巻線に鎖交する磁束も
   しくはこの磁束と等価な量を検出する磁束検出手
   段と、この磁束検出手段の出力の内上記インバー
   タによつて給電を選択された複数相の電機子巻線
   の鎖交磁束に対応する出力を加算しこの加算出力
   における最大値と最小値とを加算した一定値から
   上記加算出力を減算した波形の通電電流パターン
   を形成する電流パターン形成回路と、この電流パ
   ターン形成回路の出力に比例する電流を上記直列
   接続された複数相の電機子巻線に通電する電流制
   御手段とを備えた同期電動機の制御装置。 ２ 磁束検出手段と位置検出手段とを兼用したこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の同期
   電動機の制御装置。