JPS6212758B2 - - Google Patents
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- JPS6212758B2 JPS6212758B2 JP54023760A JP2376079A JPS6212758B2 JP S6212758 B2 JPS6212758 B2 JP S6212758B2 JP 54023760 A JP54023760 A JP 54023760A JP 2376079 A JP2376079 A JP 2376079A JP S6212758 B2 JPS6212758 B2 JP S6212758B2
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- windings
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 78
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 22
- 230000005405 multipole Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は無整流子電動機であるトランジスタモ
ータに関し、より詳しくは、出力トルクのリツプ
ルを軽減したトランジスタモータに関する。
ータに関し、より詳しくは、出力トルクのリツプ
ルを軽減したトランジスタモータに関する。
従来、オーデイオレコードプレヤーのダイレク
トドライブ用モータなどでは第１図に示す如き構
成のモータが多用されている。このモータはいわ
ゆるフラツト構造のモータで、制御はトランジス
タで行い、このトランジスタを駆動制御するため
にホール素子が一般に用いられる。電機子巻線は
A1，A2より成る同相の一組のＡ相巻線と、同じ
くB1，B2より成るＢ相巻線とから成る２相構成
をとる。Ａ相、Ｂ相巻線は相互に電気角にてπ／２の 位相差を持つ様に配置される。各巻線について黒
丸印を付した側から矢印の方向へ電流が流れる向
きを正方向とすると、第１図ａにおいては正方向
に電流が流れると８極着磁されたロータ磁石２、
円板３は矢印６の方向へ回転する。ステータヨー
ク１、円板３は軟磁性材より成り、磁石２とステ
ータヨーク１との間の空間には前記Ａ，Ｂ相巻線
が置かれると共に、Ａ，Ｂ相巻線電流を制御する
ためのホール素子７，８が配置される。素子７，
８は磁石２の下部に在る必要はなく、外周又は内
周の側面、もしくはその近傍にあつても良い。図
中、θ１＝22.5゜、θ２＝45゜（何れも機械角）
である。
トドライブ用モータなどでは第１図に示す如き構
成のモータが多用されている。このモータはいわ
ゆるフラツト構造のモータで、制御はトランジス
タで行い、このトランジスタを駆動制御するため
にホール素子が一般に用いられる。電機子巻線は
A1，A2より成る同相の一組のＡ相巻線と、同じ
くB1，B2より成るＢ相巻線とから成る２相構成
をとる。Ａ相、Ｂ相巻線は相互に電気角にてπ／２の 位相差を持つ様に配置される。各巻線について黒
丸印を付した側から矢印の方向へ電流が流れる向
きを正方向とすると、第１図ａにおいては正方向
に電流が流れると８極着磁されたロータ磁石２、
円板３は矢印６の方向へ回転する。ステータヨー
ク１、円板３は軟磁性材より成り、磁石２とステ
ータヨーク１との間の空間には前記Ａ，Ｂ相巻線
が置かれると共に、Ａ，Ｂ相巻線電流を制御する
ためのホール素子７，８が配置される。素子７，
８は磁石２の下部に在る必要はなく、外周又は内
周の側面、もしくはその近傍にあつても良い。図
中、θ１＝22.5゜、θ２＝45゜（何れも機械角）
である。
第２図ａは第１図の構成のモータを制御するた
めの従来回路例を示す。A1，A2巻線はそれぞれ
互いに接続された２つの巻線より成り、そのうち
の一方は順方向電流を通ずるＡ巻線、他方は逆方
向電流を通ずるための巻線である。B1，B2巻
線もそれぞれ順方向電流用のＢ巻線と、逆方向電
流用の巻線とから成る。Ａ，，Ｂ，各巻線
はトランジスタQ1，Q2，Q3，Q4によりそれぞれ
電流が流される４相半波構成をとる。ホール素子
７はA1，A2巻線の黒丸印を付さない側の巻線l7か
ら電気角で360゜シフトした位置にあつてl7巻線
部が受ける磁石磁束と同相の磁束をうけることと
なる。ホール素子８はB1，B2巻線のl8側から電気
角で180゜シフトした位置にありl8巻線部が受け
る磁石磁束と逆相の磁束をうける。ここで磁石の
磁束が回転円周方向に正弦波分布をするものと
し、ホール素子にはほゞ定電流を流しているもの
としてその出力は鎖交する磁束に比例する出力電
圧が得られるものとする。ここでホール素子７の
出力電圧に比例するベース電流がトランジスタ
Q1，Q2に交互に流れるものとすればそのコレク
タ電流i1，i2は各トランジスタのhFE（双方等し
い値とする）にベース電流を乗じた値の各正弦波
状半波電流となる。ホール素子８に関しても同様
であり、Q3，Q4のコレクタ電流i3，i4は交互に正
弦半波電流が得られる。この結果、磁石の磁束分
布が各極について等しいピーク値Bmを持ち、コ
レクタ電流i1〜i4のピーク値Imが全て等しいもの
とすればモータの出力トルクＴはＡ，Ｂ相のトル
クを合算したものとなつて、Ｔ＝ＫA Bm Im
sin2θ＋ＫB Bm Im sin2（θ＋π／２）と表わされ る。ここで、θは所定の相の巻線に鎖交する正弦
波磁束の位相角とする。ＫA，ＫBは巻線の長さ、
ターン数、回転中心からの半径などから定まる定
数で、Ａ，Ｂ相が同じ構造配置を持つため等し
く、Kcとおくこととする。
めの従来回路例を示す。A1，A2巻線はそれぞれ
互いに接続された２つの巻線より成り、そのうち
の一方は順方向電流を通ずるＡ巻線、他方は逆方
向電流を通ずるための巻線である。B1，B2巻
線もそれぞれ順方向電流用のＢ巻線と、逆方向電
流用の巻線とから成る。Ａ，，Ｂ，各巻線
はトランジスタQ1，Q2，Q3，Q4によりそれぞれ
電流が流される４相半波構成をとる。ホール素子
７はA1，A2巻線の黒丸印を付さない側の巻線l7か
ら電気角で360゜シフトした位置にあつてl7巻線
部が受ける磁石磁束と同相の磁束をうけることと
なる。ホール素子８はB1，B2巻線のl8側から電気
角で180゜シフトした位置にありl8巻線部が受け
る磁石磁束と逆相の磁束をうける。ここで磁石の
磁束が回転円周方向に正弦波分布をするものと
し、ホール素子にはほゞ定電流を流しているもの
としてその出力は鎖交する磁束に比例する出力電
圧が得られるものとする。ここでホール素子７の
出力電圧に比例するベース電流がトランジスタ
Q1，Q2に交互に流れるものとすればそのコレク
タ電流i1，i2は各トランジスタのhFE（双方等し
い値とする）にベース電流を乗じた値の各正弦波
状半波電流となる。ホール素子８に関しても同様
であり、Q3，Q4のコレクタ電流i3，i4は交互に正
弦半波電流が得られる。この結果、磁石の磁束分
布が各極について等しいピーク値Bmを持ち、コ
レクタ電流i1〜i4のピーク値Imが全て等しいもの
とすればモータの出力トルクＴはＡ，Ｂ相のトル
クを合算したものとなつて、Ｔ＝ＫA Bm Im
sin2θ＋ＫB Bm Im sin2（θ＋π／２）と表わされ る。ここで、θは所定の相の巻線に鎖交する正弦
波磁束の位相角とする。ＫA，ＫBは巻線の長さ、
ターン数、回転中心からの半径などから定まる定
数で、Ａ，Ｂ相が同じ構造配置を持つため等し
く、Kcとおくこととする。
よつてモータ出力トルクはＴ＝Kc Bm Im
（sin2θ＋cos2θ）＝Kc Bm Imとなる。即ちロー
タがどの回転位置にあつても出力トルクは一定で
あり、トルクリツプルは理論的に０となる。
（sin2θ＋cos2θ）＝Kc Bm Imとなる。即ちロー
タがどの回転位置にあつても出力トルクは一定で
あり、トルクリツプルは理論的に０となる。
然るに、第２図ａの如き回路構成、制御方式で
は現実にはトルクリツプルを０とし難い。第２図
ｂにおいて、Ａ，，Ｂ，巻線に鎖交する磁束
密度をＢA，Ｂ，ＢB，Ｂとしたとき、これは
正弦波半波に対応する。これらの巻線に流れる電
流は各々点線に示す如き形状になれば良いのであ
るが、第２図ａの回路によれば実線に示した如き
電流になる。それは一つにはベース電流の増減に
よつてトランジスタの電流増巾率が変化するため
にコレクタ電流が正弦波状とならないものであ
る。また、ベース、エミツタ間のえん層電圧が、
ホール素子の出力端子の最低レベルに一致させ難
いことや、えん層電圧対電流特性が非線形である
ことなどによる。さらに各トランジスタのhFEの
バラツキは特性を大きく左右する。これらの要因
を総合して考えると、第２図ａの回路方式の様
に、磁束レベルに比例する電流を得る為に、電流
制御素子であるトランジスタの出力電流をホール
素子によつて直接制御して得ようとした点に問題
がある訳である。また、上記した従来例は２相モ
ータに関するものであるが、２相モータでは起動
トルクに制約があるため、３相モータの実現が従
来から望まれていた。しかし、３相モータを実現
しようとすると、必然的に３相電機子巻線の電流
制御に用いるトランジスタ、ホール素子等の数が
多くなるため、回路構成が複雑となり、出力トル
クリツプルをゼロに近づけることがより困難とな
る。そして、３相モータの場合には、磁束を検出
する手段であるホール素子につき、その使用数は
３個にせざるを得ないと考えられており、コスト
的にも著しく不利なものとされていた。すなわ
ち、従来は、上記のような技術的及びコスト的な
点を理由として、出力トルクのリツプルを低減し
た３相トランジスタモータは実現されていなかつ
たのである。
は現実にはトルクリツプルを０とし難い。第２図
ｂにおいて、Ａ，，Ｂ，巻線に鎖交する磁束
密度をＢA，Ｂ，ＢB，Ｂとしたとき、これは
正弦波半波に対応する。これらの巻線に流れる電
流は各々点線に示す如き形状になれば良いのであ
るが、第２図ａの回路によれば実線に示した如き
電流になる。それは一つにはベース電流の増減に
よつてトランジスタの電流増巾率が変化するため
にコレクタ電流が正弦波状とならないものであ
る。また、ベース、エミツタ間のえん層電圧が、
ホール素子の出力端子の最低レベルに一致させ難
いことや、えん層電圧対電流特性が非線形である
ことなどによる。さらに各トランジスタのhFEの
バラツキは特性を大きく左右する。これらの要因
を総合して考えると、第２図ａの回路方式の様
に、磁束レベルに比例する電流を得る為に、電流
制御素子であるトランジスタの出力電流をホール
素子によつて直接制御して得ようとした点に問題
がある訳である。また、上記した従来例は２相モ
ータに関するものであるが、２相モータでは起動
トルクに制約があるため、３相モータの実現が従
来から望まれていた。しかし、３相モータを実現
しようとすると、必然的に３相電機子巻線の電流
制御に用いるトランジスタ、ホール素子等の数が
多くなるため、回路構成が複雑となり、出力トル
クリツプルをゼロに近づけることがより困難とな
る。そして、３相モータの場合には、磁束を検出
する手段であるホール素子につき、その使用数は
３個にせざるを得ないと考えられており、コスト
的にも著しく不利なものとされていた。すなわ
ち、従来は、上記のような技術的及びコスト的な
点を理由として、出力トルクのリツプルを低減し
た３相トランジスタモータは実現されていなかつ
たのである。
本発明は、この点に関してなされた３相モータ
に関するものであるが、まず２相モータに用いる
のと同数の位置センサ（ホール素子）でもつて３
相モータ構成となし起動トルクを上げる。更にホ
ール素子出力から得られる正弦波状電圧を用いる
にあたり、直接に電流を正弦波状に得る様な、電
流制御素子としてのトランジスタを使わず、トラ
ンジスタは単に電圧制御手段として用いる。然し
て３相の各巻線に正弦波状電流を流し、出力トル
クリツプルを０に近づけようとするものであつ
て、トランジスタのhFEのバラツキやベース電流
の大小による値の増減に依存しない制御を行なお
うとするものである。
に関するものであるが、まず２相モータに用いる
のと同数の位置センサ（ホール素子）でもつて３
相モータ構成となし起動トルクを上げる。更にホ
ール素子出力から得られる正弦波状電圧を用いる
にあたり、直接に電流を正弦波状に得る様な、電
流制御素子としてのトランジスタを使わず、トラ
ンジスタは単に電圧制御手段として用いる。然し
て３相の各巻線に正弦波状電流を流し、出力トル
クリツプルを０に近づけようとするものであつ
て、トランジスタのhFEのバラツキやベース電流
の大小による値の増減に依存しない制御を行なお
うとするものである。
第３図に本発明の一実施例であるトランジスタ
モータの構成を示し、第４図はその制御回路であ
る。又、第５図は第３図、第４図のモータ及び制
御回路を説明するための図である。第３図におい
て回転界磁は10極着磁されており、回転方向に正
弦波状の磁界分布を与える。U1，U2巻線は直列
に接続されて第１電機子巻線即ちＵ相巻線とな
り、同様に第２の電機子巻線であるＶ相巻線は
V1，V2巻線から、第３の電機子巻線であるＷ相
巻線はW1，W2巻線から成る。そして、これらデ
ルタ接続されたＵ〜Ｗ相巻線は対称３相結線
（120゜間隔をもつて配置）されており、また扇形
形状をなす個々の巻線U1〜W2の両サイドは180゜
（機械角で36゜）間隔に構成されている。図中、
θ３＝12゜、θ４＝24゜、θ５＝36゜（何れも機
械角）である。
モータの構成を示し、第４図はその制御回路であ
る。又、第５図は第３図、第４図のモータ及び制
御回路を説明するための図である。第３図におい
て回転界磁は10極着磁されており、回転方向に正
弦波状の磁界分布を与える。U1，U2巻線は直列
に接続されて第１電機子巻線即ちＵ相巻線とな
り、同様に第２の電機子巻線であるＶ相巻線は
V1，V2巻線から、第３の電機子巻線であるＷ相
巻線はW1，W2巻線から成る。そして、これらデ
ルタ接続されたＵ〜Ｗ相巻線は対称３相結線
（120゜間隔をもつて配置）されており、また扇形
形状をなす個々の巻線U1〜W2の両サイドは180゜
（機械角で36゜）間隔に構成されている。図中、
θ３＝12゜、θ４＝24゜、θ５＝36゜（何れも機
械角）である。
第４図において、Q1，Q2は第１の電力増幅手
段としての一対のトランジスタ、Q3，Q4は第２
の電力増幅手段としての一対のトランジスタ、
Q5，Q6は第３の電力増幅手段としての一対のト
ランジスタである。巻線の丁度中間に置かれた第
１及び第２のホール素子α，βの出力は第１及び
第２の演算増巾器P1，P2に差動入力として与えら
れる。ホール素子αはU1（またはU2）巻線のｌu
側から丁度電気角で360゜異なる位相にあつて、
luに鎖交する磁束密度と同相である。同様に、ホ
ール素子βはV1（又はV2）巻線のlv側から同様に
360゜異る位置にあつてlvの鎖交する磁束密度と
同相である。演算増幅器P1，P2の出力はトランジ
スタQ1，Q2及びトランジスタQ3，Q4の共通接続
されたベースにそれぞれ与えられ、トランジスタ
Q1，Q2及びトランジスタQ3，Q4の各共通エミツ
タ電位は抵抗１９，２３を介して演算増巾器P1，
P2の逆相入力側に帰還される。ホール素子α，β
の両端入力電圧はそれぞれ抵抗ｒ，ｒと（ｒ／２）に 分圧され、その平均値が第３の演算増巾器P3の正
相入力となる。演算増幅器P3の出力はトランジス
タQ5，Q6の共通ベースに接続され、共通エミツ
タは抵抗１５を介して演算増幅器P3の逆相入力へ
帰還される。
段としての一対のトランジスタ、Q3，Q4は第２
の電力増幅手段としての一対のトランジスタ、
Q5，Q6は第３の電力増幅手段としての一対のト
ランジスタである。巻線の丁度中間に置かれた第
１及び第２のホール素子α，βの出力は第１及び
第２の演算増巾器P1，P2に差動入力として与えら
れる。ホール素子αはU1（またはU2）巻線のｌu
側から丁度電気角で360゜異なる位相にあつて、
luに鎖交する磁束密度と同相である。同様に、ホ
ール素子βはV1（又はV2）巻線のlv側から同様に
360゜異る位置にあつてlvの鎖交する磁束密度と
同相である。演算増幅器P1，P2の出力はトランジ
スタQ1，Q2及びトランジスタQ3，Q4の共通接続
されたベースにそれぞれ与えられ、トランジスタ
Q1，Q2及びトランジスタQ3，Q4の各共通エミツ
タ電位は抵抗１９，２３を介して演算増巾器P1，
P2の逆相入力側に帰還される。ホール素子α，β
の両端入力電圧はそれぞれ抵抗ｒ，ｒと（ｒ／２）に 分圧され、その平均値が第３の演算増巾器P3の正
相入力となる。演算増幅器P3の出力はトランジス
タQ5，Q6の共通ベースに接続され、共通エミツ
タは抵抗１５を介して演算増幅器P3の逆相入力へ
帰還される。
以上の様に構成された回路において、ホール素
子は左右２つの出力端子を有しているが、その一
方の端子が正電圧を出力している時、他方の端子
は素子の特性上、素子の入力端子間電圧のほぼ中
間値を有する電圧ＶHCにある。この値を抵抗器
ｒ，ｒ，ｒ／２を用い双方の素子について平均し、開 ルーブゲインの十分大きな演算増幅器P3の正相入
力電圧とする結果、トランジスタQ5，Q6の出力
端子つまり共通エミツタ端子の電圧Vcは前記電
圧ＶHCにほぼ等しくなるよう自動的に制御され
る。この電圧VcはトランジスタQ5，Q6の出力電
流に関せず常にほぼ一定である。すなわち、トラ
ンジスタQ5，Q6は磁束検出手段である２つのホ
ール素子α，βの出力電圧の平均直流電圧に一致
する電圧を出力している。また、演算増幅器P1，
P2は、ホール素子α，βのそれぞれの複数の出力
をそれぞれ差動入力端子の正逆相入力側に受け、
トランジスタQ1，Q2とトランジスタQ3，Q4のそ
れぞれの共通エミツタ電位Vu，Vvが前記差動入
力端子の逆相側に帰還される。そして、これら共
通エミツタ電位Vu，Vvをホール素子α，βのそ
れぞれの差動出力電圧値の所定ゲイン倍（ゲイン
は抵抗器１８，１９の比、抵抗器２２，２３の比
で定まる）した値になる様に制御する。ここにい
う電圧はいずれも前記平均された直流の電圧ＶHC
を基準とした値である。トランジスタQ5，Q6の
共通エミツタ電位Vcは、前記のようにほぼＶHC
に等しく一定値であるから、Ｕ相巻線に印加され
る電圧はホール素子αの出力端子間電圧を所定ゲ
イン倍した値のVu電圧となる。同様に、Ｖ相巻
線に印加される電圧もホール素子βの出力にもと
づくVv電圧である。したがつてＶ相巻線に印加
される電圧は、そのままホール素子βの出力電圧
に比例する電圧すなわちＶ相巻線に鎖交する磁束
の値に比例する電圧であつて正弦波電圧である。
演算増幅器P1，P2では正相、逆相入力に対する出
力ゲインが厳密には異る。たとえばP1では正相時
ゲイン＝抵抗器１８と１９の和の抵抗値÷抵抗器
１８の抵抗値であるが逆相時はゲイン＝抵抗器１
９の抵抗値÷抵抗器１８の抵抗値である。しかし
実用上は、１８と１９の抵抗器の値に差が大きい
とき実際にはこの差を無視しうる。第５図ａ，ｂ
に前記Vu，Vv電圧を示す。モータが一定速度で
回転するとき巻線には鎖交磁束量に比例する速度
起電力があらわれ、その電圧は第５図中、Vu，
Vv電圧と同相の正弦波状のｅu，ｅvという値で
ある。そこでＵ，Ｖ相巻線に流れる電流は（Vu
―ｅu）及び（Vv−ｅv）の各電圧をそれぞれの
相の巻線抵抗値（各相は等しい値）で割つた値の
電流、つまり図中にｉu，ｉvなる記号で示す様な
正弦波状電流となる。このとき、Ｗ相巻線に印加
される電圧は−（Vv＋Vu）の値のＶw電圧とな
る。対称３相結線されたそれぞれの各相巻線の位
置関係よりＷ相巻線にはｅwなる速度起電力が現
われており、このｅwはＶw電圧とは同相とな
る。
子は左右２つの出力端子を有しているが、その一
方の端子が正電圧を出力している時、他方の端子
は素子の特性上、素子の入力端子間電圧のほぼ中
間値を有する電圧ＶHCにある。この値を抵抗器
ｒ，ｒ，ｒ／２を用い双方の素子について平均し、開 ルーブゲインの十分大きな演算増幅器P3の正相入
力電圧とする結果、トランジスタQ5，Q6の出力
端子つまり共通エミツタ端子の電圧Vcは前記電
圧ＶHCにほぼ等しくなるよう自動的に制御され
る。この電圧VcはトランジスタQ5，Q6の出力電
流に関せず常にほぼ一定である。すなわち、トラ
ンジスタQ5，Q6は磁束検出手段である２つのホ
ール素子α，βの出力電圧の平均直流電圧に一致
する電圧を出力している。また、演算増幅器P1，
P2は、ホール素子α，βのそれぞれの複数の出力
をそれぞれ差動入力端子の正逆相入力側に受け、
トランジスタQ1，Q2とトランジスタQ3，Q4のそ
れぞれの共通エミツタ電位Vu，Vvが前記差動入
力端子の逆相側に帰還される。そして、これら共
通エミツタ電位Vu，Vvをホール素子α，βのそ
れぞれの差動出力電圧値の所定ゲイン倍（ゲイン
は抵抗器１８，１９の比、抵抗器２２，２３の比
で定まる）した値になる様に制御する。ここにい
う電圧はいずれも前記平均された直流の電圧ＶHC
を基準とした値である。トランジスタQ5，Q6の
共通エミツタ電位Vcは、前記のようにほぼＶHC
に等しく一定値であるから、Ｕ相巻線に印加され
る電圧はホール素子αの出力端子間電圧を所定ゲ
イン倍した値のVu電圧となる。同様に、Ｖ相巻
線に印加される電圧もホール素子βの出力にもと
づくVv電圧である。したがつてＶ相巻線に印加
される電圧は、そのままホール素子βの出力電圧
に比例する電圧すなわちＶ相巻線に鎖交する磁束
の値に比例する電圧であつて正弦波電圧である。
演算増幅器P1，P2では正相、逆相入力に対する出
力ゲインが厳密には異る。たとえばP1では正相時
ゲイン＝抵抗器１８と１９の和の抵抗値÷抵抗器
１８の抵抗値であるが逆相時はゲイン＝抵抗器１
９の抵抗値÷抵抗器１８の抵抗値である。しかし
実用上は、１８と１９の抵抗器の値に差が大きい
とき実際にはこの差を無視しうる。第５図ａ，ｂ
に前記Vu，Vv電圧を示す。モータが一定速度で
回転するとき巻線には鎖交磁束量に比例する速度
起電力があらわれ、その電圧は第５図中、Vu，
Vv電圧と同相の正弦波状のｅu，ｅvという値で
ある。そこでＵ，Ｖ相巻線に流れる電流は（Vu
―ｅu）及び（Vv−ｅv）の各電圧をそれぞれの
相の巻線抵抗値（各相は等しい値）で割つた値の
電流、つまり図中にｉu，ｉvなる記号で示す様な
正弦波状電流となる。このとき、Ｗ相巻線に印加
される電圧は−（Vv＋Vu）の値のＶw電圧とな
る。対称３相結線されたそれぞれの各相巻線の位
置関係よりＷ相巻線にはｅwなる速度起電力が現
われており、このｅwはＶw電圧とは同相とな
る。
なお、この間、対称３相巻線の場合の性質か
ら、ロータの界磁の任意の位置においてｅu＋ｅv
＋ｅw＝０であり、また、Vu＋Vv＋Vw＝０であ
る。故に、Ｕ〜Ｗ相の巻線の仕様が等しければＷ
相巻線には（Vw−ｅw）の電圧を巻線抵抗値で割
つた正弦波状の電流ｉwが流れ、この電流ｉwは
電流ｉu，ｉvと同じピーク値Imを持つていること
になる。
ら、ロータの界磁の任意の位置においてｅu＋ｅv
＋ｅw＝０であり、また、Vu＋Vv＋Vw＝０であ
る。故に、Ｕ〜Ｗ相の巻線の仕様が等しければＷ
相巻線には（Vw−ｅw）の電圧を巻線抵抗値で割
つた正弦波状の電流ｉwが流れ、この電流ｉwは
電流ｉu，ｉvと同じピーク値Imを持つていること
になる。
ここで個々の巻線に鎖交する磁束密度のピーク
値が等しくBmであるとし、巻線の長さ、ターン
数、回転中心からの半径などで定まるトルクの係
数を個々の巻線について等しくＫTであるとすれ
ば、モータの出力トルクＴは、結局それぞれの巻
線に鎖交する磁束密度と巻線通流電流との積とし
て表現され Ｔ＝ＫT Bm Im｛sin2θ ＋sin2（θ＋２／３π）＋sin2（θ＋４／３π）
｝ ＝３／２ＫT Bm Im であつて、ロータの回転位置に拘らず一定の値と
なる。即ち、Ｕ，Ｖ相の電圧を正弦波状に制御す
る結果、Ｗ相も正弦波状電圧が印加されることと
なり、トルクリツプルを原理上０にすることがで
きる。
値が等しくBmであるとし、巻線の長さ、ターン
数、回転中心からの半径などで定まるトルクの係
数を個々の巻線について等しくＫTであるとすれ
ば、モータの出力トルクＴは、結局それぞれの巻
線に鎖交する磁束密度と巻線通流電流との積とし
て表現され Ｔ＝ＫT Bm Im｛sin2θ ＋sin2（θ＋２／３π）＋sin2（θ＋４／３π）
｝ ＝３／２ＫT Bm Im であつて、ロータの回転位置に拘らず一定の値と
なる。即ち、Ｕ，Ｖ相の電圧を正弦波状に制御す
る結果、Ｗ相も正弦波状電圧が印加されることと
なり、トルクリツプルを原理上０にすることがで
きる。
電動機の起動時は可変抵抗器VRの値を下げて
ホール素子α，βへの入力電流を大とし、その素
子からの出力電圧が十分大きな値となる様にす
る。従つてこの時演算増幅器P1，P2の出力は正負
に飽和する値まで励振され、その結果トランジス
タQ1〜Q4のうち選択されて導通するトランジス
タの導通度はほぼ飽和に近い状態となる。この様
にして起動時トランジスタQ1〜Q4がスイツチン
グした時、Ｗ相を他の相に印加される電圧の和の
電圧で励振しうる。
ホール素子α，βへの入力電流を大とし、その素
子からの出力電圧が十分大きな値となる様にす
る。従つてこの時演算増幅器P1，P2の出力は正負
に飽和する値まで励振され、その結果トランジス
タQ1〜Q4のうち選択されて導通するトランジス
タの導通度はほぼ飽和に近い状態となる。この様
にして起動時トランジスタQ1〜Q4がスイツチン
グした時、Ｗ相を他の相に印加される電圧の和の
電圧で励振しうる。
したがつて起動時はトルクを大きくすることが
出来、それだけ起動時間を短くすることが出来
る。ただし各巻線の仕様は同一とする。この第３
図、第４図の方式はＵ，Ｖ相巻線に印加する電圧
を正弦波状にする様にした結果はじめて可能とな
るものである。各相に通ずる電流を正弦波状に直
接得ようとするときはトランジスタのｈFEのバラ
ツキなどを考慮すれば必ずＷ相のホール素子も必
要となるが、電圧を制御する様にした本方式では
結果的に３つの相に正弦波状電流が得られるので
Ｗ相のホール素子が省略出来るものである。
出来、それだけ起動時間を短くすることが出来
る。ただし各巻線の仕様は同一とする。この第３
図、第４図の方式はＵ，Ｖ相巻線に印加する電圧
を正弦波状にする様にした結果はじめて可能とな
るものである。各相に通ずる電流を正弦波状に直
接得ようとするときはトランジスタのｈFEのバラ
ツキなどを考慮すれば必ずＷ相のホール素子も必
要となるが、電圧を制御する様にした本方式では
結果的に３つの相に正弦波状電流が得られるので
Ｗ相のホール素子が省略出来るものである。
尚、上記実施例はＷ相分のホール素子を省略し
た例であり、Ｕ，Ｖ相制御を行いＷ相の制御を省
略した例であるが、省略される相はどの相であつ
ても良い。
た例であり、Ｕ，Ｖ相制御を行いＷ相の制御を省
略した例であるが、省略される相はどの相であつ
ても良い。
以上の説明より明らかな様に本発明によれば、
磁束密度に比例する電圧を３相巻線のうちのいず
れか２相分の電機子巻線に与える様にしたので３
相各巻線のそれぞれについて巻線抵抗により限流
される正弦波電流を巻線に流すこととなり、駆動
トランジスタのｈFEなどに依存しない低トルクリ
ツプルの駆動を行うことが出来る。このとき各相
トランジスタのｈFEのバラツキや、温度移動の影
響をうけずに、ほぼ正弦波電流を巻線に流しつづ
けることが出来、更に、起動時は直接に印加電圧
制御されない第３相に、他の２相に比して２倍の
電圧を印加することができるので起動トルクを大
きくすることができる。すなわち、従来、実現さ
れなかつた低トルクリツプルの３相のトランジス
タモータを簡易な構成で且つ安価に実現すること
ができる。
磁束密度に比例する電圧を３相巻線のうちのいず
れか２相分の電機子巻線に与える様にしたので３
相各巻線のそれぞれについて巻線抵抗により限流
される正弦波電流を巻線に流すこととなり、駆動
トランジスタのｈFEなどに依存しない低トルクリ
ツプルの駆動を行うことが出来る。このとき各相
トランジスタのｈFEのバラツキや、温度移動の影
響をうけずに、ほぼ正弦波電流を巻線に流しつづ
けることが出来、更に、起動時は直接に印加電圧
制御されない第３相に、他の２相に比して２倍の
電圧を印加することができるので起動トルクを大
きくすることができる。すなわち、従来、実現さ
れなかつた低トルクリツプルの３相のトランジス
タモータを簡易な構成で且つ安価に実現すること
ができる。
第１図は従来のフラツト形２相モータの構成図
を示し、第２図ａは第１図モータの制御回路図を
示す。第２図ｂは同図ａの回路の説明をする為の
図である。第３図は本発明の一実施例によるモー
タの構成図、第４図は第３図実施例の制御回路
図、第５図は第３図実施例の動作説明用線図であ
る。 図に於て、２はロータ磁石、U1，U2は第１相
の電機子巻線、V1，V2は第２相の電機子巻線、
W1，W2は第３相の電機子巻線、α，βはそれぞ
れ第１、第２のホール素子、P1，P2，P3はそれぞ
れ第１、第２、第３の演算増幅器、Q1，Q2はト
ランジスタ（第１の電力増幅手段）、Q3，Q4はト
ランジスタ（第２の電力増幅手段）、Q5，Q6はト
ランジスタ（第３の電力増幅手段）である。尚、
各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
を示し、第２図ａは第１図モータの制御回路図を
示す。第２図ｂは同図ａの回路の説明をする為の
図である。第３図は本発明の一実施例によるモー
タの構成図、第４図は第３図実施例の制御回路
図、第５図は第３図実施例の動作説明用線図であ
る。 図に於て、２はロータ磁石、U1，U2は第１相
の電機子巻線、V1，V2は第２相の電機子巻線、
W1，W2は第３相の電機子巻線、α，βはそれぞ
れ第１、第２のホール素子、P1，P2，P3はそれぞ
れ第１、第２、第３の演算増幅器、Q1，Q2はト
ランジスタ（第１の電力増幅手段）、Q3，Q4はト
ランジスタ（第２の電力増幅手段）、Q5，Q6はト
ランジスタ（第３の電力増幅手段）である。尚、
各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- １ ロータに取付けられ、該ロータの回転円周方
向に正弦波状の磁束分布を有する複数極のロータ
磁石と、ステータに配設され、上記ロータ磁石と
所定の空隙を隔てて対向するデルタ接続された対
称３相電機子巻線と、上記デルタ接続された対称
３相巻線のうち第１相及び第２相の電機子巻線に
鎖交する磁束と同相関係にある磁束の密度を検知
する第１及び第２のホール素子と、上記第１及び
第２のホール素子の出力をそれぞれ入力する第１
及び第２の演算増幅器と、上記第１及び第２の演
算増幅器への負帰還により上記第１及び第２のホ
ール素子の出力を所定ゲイン倍に増幅すると共
に、該第１及び第２の演算増幅器の出力に応じて
制御され、且つ上記デルタ接続された対称３相電
機子巻線のうち第１相及び第３相の電機子巻線の
共通接続点並びに第２相及び第３相の電機子巻線
の共通接続点にそれぞれ接続された第１及び第２
の電力増幅手段と、上記第１及び第２のホール素
子の平均化された入力端子電圧を入力し、一定値
を出力する第３の演算増幅器と、上記第３の演算
増幅器の一定出力により制御され、且つ上記デル
タ接続された対称３相電機子巻線のうち第１相及
び第２相の電機子巻線の共通接続点に接続された
第３の電力増幅手段とを備えたトランジスタモー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2376079A JPS55117487A (en) | 1979-02-28 | 1979-02-28 | Controlling device for electric motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2376079A JPS55117487A (en) | 1979-02-28 | 1979-02-28 | Controlling device for electric motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55117487A JPS55117487A (en) | 1980-09-09 |
| JPS6212758B2 true JPS6212758B2 (ja) | 1987-03-20 |
Family
ID=12119280
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2376079A Granted JPS55117487A (en) | 1979-02-28 | 1979-02-28 | Controlling device for electric motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55117487A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021039413A1 (ja) * | 2019-08-28 | 2021-03-04 | 日立Astemo株式会社 | ディスクブレーキ |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58116088A (ja) * | 1981-12-29 | 1983-07-11 | Sony Corp | ４極３相ブラシレスモ−タ |
| JPS60204284A (ja) * | 1984-03-27 | 1985-10-15 | Secoh Giken Inc | デルタ接続された３相半導体電動機 |
-
1979
- 1979-02-28 JP JP2376079A patent/JPS55117487A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021039413A1 (ja) * | 2019-08-28 | 2021-03-04 | 日立Astemo株式会社 | ディスクブレーキ |
| DE112020004058T5 (de) | 2019-08-28 | 2022-08-18 | Hitachi Astemo, Ltd. | Scheibenbremse |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55117487A (en) | 1980-09-09 |
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