JPH0524759B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は直流無整流子電動機に係り、特にステ
ータコイルの電流切換えが急峻にならないよう回
転子位置検出手段の出力信号の振幅を小さくした
場合でもパワースイツチング素子に無駄な電流が
流れるのを防止し、かつ、固定子巻線（以下、ス
テータコイル又はコイルと記す。）の利用効率を
向上し得、しかも、パワースイツチング素子を少
なく構成し得る直流無整流子電動機を提供するこ
とを目的とする。

第１図Ａ，Ｂは夫々一般の直流無整流子電動機
の概略正面図及びステータコイルとホール素子と
の位置関係図を示す。同図において、永久磁石の
底面に８極着磁されたロータ１は、その軸２を軸
受３に軸承されている。ステータコイルL₁〜L₄
（５とする）は基板４上にロータ（回転子）１の
着磁面に対向して設けられており、コイルL₁と
コイルL₂（コイルL₃とコイルL₄）とは例えば電気
角でπ/2×（2N＋１）ラジアン（Ｎ＝０、１、２、
……）の位相差、コイルL₂とコイルL₃（コイルL₄
とコイルL₁）とは例えば電気角でπ/2×（2N＋１）
ラジアンの位相差を有する。ホール素子HG₁，
HG₂は例えば電気角でπ/2ラジアン（90°）の位相
差を以て基板４に取付けられている。なお、ホー
ル素子HG₁とコイルL₄の中心とは電気角でπラ
ジアン（180°）の位相差を有する。同図Ｂ中、
（ ）内の数字は電気角を示す。

第２図は第１図Ａ，Ｂに示す構成を有する直流
無整流子電動機の従来の駆動回路の一例の回路図
を示す。同図において、ホール素子HG₁，HG₂
からはロータ１の回転に伴つてその電圧端子、
、、より第３図Ａに示す如きホール出力電
圧e₁，e₃，e₂，e₄が取出され、夫々トランジスタ
Q₅，Q₇，Q₆，Q₈のベース端子に印加される。ト
ランジスタQ₅〜Q₈は差動スイツチング手段を構
成しており、該トランジスタは、ホール出力電圧
e₁〜e₂の電圧に応じて夫々一部期間（略π/2ラジ
アン）導通される。コイルL₁とコイルL₃とは直
列に接続されてコイルL₁₀、コイルL₂とコイルL₄
とは直列に接続されてコイルL₂₀とされ、例えば
回転子の回転角θ（電気角）がπ/4〜3π/4ラジア
ンの期間では前記電圧e₁〜e₄のうちで電圧e₃の値
が最も低いのでトランジスタQ₇，Q₃，Q₁₃が導通
となつてコイルL₁₀に電流I₁が負方向に流れ、同
様に3π/4〜5π/4ラジアンの期間ではトランジス
タQ₈，Q₄，Q₁₄が導通となつてコイルL₂₀に電流I₂
が負方向に流れ、5π/4〜7π/4ラジアンの期間で
はトランジスタQ₅，Q₁，Q₁₁が導通となつてコイ
ルL₁₀に電流I₁が流れ、7π/4〜9π/4ラジアンの期
間ではトランジスタQ₆，Q₂，Q₁₂が導通となつて
コイルL₂₀に電流I₂が流れる。

このように、第２図に示す従来回路は、コイル
L₁₀，L₂₀には正方向及び負方向に夫々π/2ラジア
ンずつ電流が交互に流れるため、電源端子間に略
π／２ラジアンずつ位相のずれた４相のステータコ
イルを並列に接続して一方向のみに略π/2ラジア
ンの流通角で電流を流すタイプの無整流子直流電
動機に比してコイルの利用率が高く、大きなトル
クを発生し易いが、大電流が流れるパワートラン
ジスタQ₁〜Q₄，Q₁₁〜Q₁₄を８個必要とし、回路
が大形化し、安価に構成し得ない欠点があつた。

一方、ホール素子HG₁，HG₂の出力の大きさ
によるコイル電流の切換わりについて考えてみる
に、第３図Ａに示すホール出力のピーク・ピーク
値が例えば400ｍＶの如く比較的大きい場合は差
動スイツチング手段のトランジスタQ₅〜Q₈のス
イツチング動作が急峻に行なわれ、コイル電流は
同図Ｂ，Ｃに示す如く急峻に切換えられる。ここ
で、この電流切換えが急峻であるとコイルやロー
タが振動して騒音を発生する等不都合を生じる。
例えばVTRの回転ドラムモータに用いた場合に
はジツタの増大をまねくため、一般にはホール出
力の振幅を余り大にしない。然るに、ホール素子
HG₁，HG₂にインジウム・アンチモンを使用し
たものを定電流駆動で用いた場合、その出力は約
−2.5％／℃の温度係数を持つので高温雰囲気中
ではその出力のピーク・ピーク値は例えば120ｍ
Ｖ程度と極端に小になり、トランジスタQ₅〜Q₈
等で構成している差動スイツチング手段によるス
イツチングが急峻に行なわれなくなる。

これにより、トランジスタQ₅〜Q₈に流れるコ
レクタ電流i_c5〜i_c8は第４図Ａに示す如く、特定
の回転角において３つの電流が重なつて流れる。
例えば、回転角θがπ/2ラジアンの時にはトラン
ジスタQ₇が導通してコレクタ電流i_c7が流れるが、
e₂（又はe₄）−e₃＝60ｍＶ及びe₂＝e₄であるとする
と、 i_c6≒i_c8≒１／10i_c7 (1) となり、トランジスタQ₆，Q₈に夫々トランジス
タQ₇のコレクタ電流i_c7の1/10程度のコレクタ電
流i_c6，i_c8が流れる。このとき、コイルL₂₀の逆起
電力は零であるので、トランジスタQ₂，Q₄，
Q₁₂，Q₁₄には略等しいエミツタ電流i_Eが流れる。
この時エミツタ電流i_Eは電源T₁からトランジスタ
Q₁₂（Q₁₄），Q₄（Q₂）を介して電源線T₂に流れ、
ステータコイルL₂₀には流れない。すなわち、エ
ミツタ電流i_Eはトルク発生に寄与しない損失電流
である。

このように、この従来回路ではホール出力の振
幅が小さい場合、特に回転角θがπ/2×Ｎ（Ｎ＝
０、１、２、……）ラジアン付近において各３つ
のPNP型、NPN型パワートランジスタのコレク
タ電流が同時に流れる。すなわち、上記無駄なエ
ミツタ電流i_Eが流れ、このエミツタ電流i_Eが大で
ある場合は電源電流が大となり、電動機の電源効
率が低下し、極端な場合はパワートランジスタ
Q₁〜Q₄，Q₁₁〜Q₁₄が破壊する虞れがある等の欠
点があつた。

本発明は上記諸欠点を除去したものであり、以
下図面と共にその一実施例について説明する。

第５図は本発明になる直流無整流子電動機の一
実施例の回路図を示す。同図中、ホール素子
HG₁，HG₂及びステータコイルL₁₀，L₂₀の夫々の
取付位置は第１図Ａ，Ｂに示す如くである。トラ
ンジスタQ₅，Q₆，Q₇，Q₈は各エミツタを共通に
接続され、この共通エミツタ端子と電源端子T₁
間には電流源（定電流回路）I_S１０が接続されて
おり、電流源I_Sの振幅は電動機の速度制御信号に
よつて制御される。前記トランジスタQ₅〜Q₈は
差動スイツチング手段１１を構成しており、基本
的には各トランジスタのベースに印加される４つ
の入力電圧の振幅が十分大きい場合、この入力電
圧のうち最も低い電圧が印加されているトランジ
スタのみが導通され、他の３つのトランジスタは
非導通とされるようなスイツチング動作をする。

トランジスタQ₅及びトランジスタQ₇の夫々の
コレクタはトランジスタQ₁₅，Q₁₇、抵抗R₁₅，
R₁₇よりなるカレントミラー回路６に接続されて
いる。演算増幅器（以下、アンプという）A₁₀の
端子（同相入力端子）はトランジスタQ₅，Q₁₅
のコレクタ及び抵抗R₁₀に接続されており、その
端子（逆相入力端子）はステータコイルL₁₀、
抵抗R₁₁に接続されており、その出力端子は抵抗
R₁₉，R₂₂、コンデンサC₁₀からなる位相補償回路
７に接続されている。位相補償回路７はトランジ
スタQ₂₁，Q₂₂を介して夫々パワートランジスタ
Q₂₃，Q₂₄に接続されている。

一方、トランジスタQ₆及びトランジスタQ₈の
夫々のコレクタはトランジスタQ₁₆，Q₁₈、抵抗
R₁₆，R₁₈（抵抗R₁₅〜R₁₈は略等しい抵抗値）より
なるカレントミラー回路８に接続されている。ア
ンプA₂₀の端子はトランジスタQ₆，Q₁₆のコレ
クタ及び抵抗R₂₀（抵抗R₁₀と略等しい抵抗値）に
接続されており、その端子はステータコイル、
L₂₀、抵抗R₂₁に接続されており、その出力は抵抗
R₂₃，R₂₄、コンデンサC₂₀からなる位相補償回路
９に接続されている。位相補償回路９はトランジ
スタQ₂₅，Q₂₆を介して夫々パワートランジスタ
Q₂₇，Q₂₈に接続されている。

パワートランジスタQ₂₃，Q₂₇のエミツタ及び
定電流回路１０は正電流の端子T₁に接続され
ており、抵抗R₁₀，R₁₁，R₂₀，R₂₁、位相補償回
路７，９はアース端子T₂に接続されており、パ
ワートランジスタQ₂₄，Q₂₈のエミツタ、カレン
トミラー回路６，８は負電源の端子T₃に夫々
接続されている。

なお、可変抵抗R₃₀はホール素子HG₁，HG₂の
電圧端子の直流レベルを揃えるためのものであ
る。

同図において、ホール素子HG₁，HG₂の電流
端子に電流が供給されロータが回転していると、
その電圧端子〜より第３図Ａに示すホール電
圧e₁〜e₄が夫々取出される。このホール電圧e₁〜
e₄のピーク・ピーク値が例えば400ｍＶ程度と十
分に大きい場合、第５図の差動スイツチング手段
１１を構成するトランジスタQ₅〜Q₈は略π/2ラジ
アンの流通角を以て順次いずれかのトランジスタ
が導通するように動作する。

第３図Ａに示すように例えば、5π/4〜7π/4ラ
ジアンの期間では、電圧e₁が最も低い電圧である
のでトランジスタQ₅が導通し、定電流回路１０
の電流をI_Sとすると、抵抗R₁₀の両端子間には
R₁₀I_Sなる電圧を生じる。このとき、アンプA₁₀の
出力には正電圧を生じ、これにより、トランジス
タQ₂₁，Q₂₃が導通する。一方、アンプA₁₀の端
子の電位はその端子の電位と等しくなるように
動作するため、抵抗R₁₁の両端子間電圧はR₁₀I_Sで
あり、これにより、コイルL₁₀には I₁≒R₁₀／R₁₁I_S なる大きさの電流I₁が流れる。

π/4〜3π/4ラジアンの期間では、電圧e₃が最も
低い電圧であるのでトランジスタQ₇が導通し、
トランジスタQ₇に電流I_Sが流れる。これにより、
カレントミラー回路６は動作状態となり、トラン
ジスタQ₁₅，Q₁₇のコレクタには略等しい電流I_Sが
流れ、抵抗R₁₀の両端子間電圧は−R₁₀I_Sとなる。
このとき、アンプA₁₀の出力には負電圧を生じ、
これにより、トランジスタQ₂₂，Q₂₄が導通する。
一方、抵抗R₁₁の両端子間電圧も−R₁₀I_Sとなり、
これにより、コイルL₁₀には I₁≒−R₁₀／R₁₁I_S なる電流I₁が流れる。

同様にして、（2π−π/4）〜（2π＋π/4）ラジア
ンの期間ではトランジスタQ₆，Q₂₅，Q₂₇が導通
し、抵抗R₂₀，R₂₁の両端子間にはR₂₀I_Sなる電圧
を生じ、コイルL₂₀には I₂≒R₂₀／R₂₁I_S なる電流I₂が流れる。（π−π/4）〜（π＋π/4）
ラジアンの期間ではトランジスタQ₈，Q₂₆，Q₂₈
が導通し、カレントミラー回路８が動作状態とな
り、抵抗R₂₀，R₂₁の両端子間には−R₂₀I_Sなる電
圧を生じ、コイルL₂₀には I₂≒−R₂₀／R₂₁I_S なる電流I₂が流れる。

ここに、R₁₁＝R₂₁と設定してあるため、電流I₁
及び電流I₂の振幅は等しくなり、第３図Ｂ，Ｃに
示す如くとなる。

次に、ホール出力（前記e₁〜e₄）のピーク・ピ
ーク値が例えば120ｍＶと小さい場合について説
明する。この場合、トランジスタQ₅〜Q₈のコレ
クタ電流i_c5〜i_c8は第４図Ａに示す如くとなる。

ここで、回転角θが例えばπ/2ラジアンでは上
記(1)式より、コレクタ電流i_c7（最大値をipとする）
が流れる他にトランジスタQ₆，Q₈にコレクタ電
流i_c6，i_c8が共に1/10i_c7（1/10ip）ずつ流れており、
このときの電流I_Sは、 I_S＝ip＋2/10ip となる。このとき、カレントミラー回路６におい
て、トランジスタQ₁₅にはトランジスタQ₁₇と同
じ電流i_c7が流れているため、抵抗R₁₀に流れる電
流I_R10は、 I_R10＝i_c5−i_c7 となる。これにより、抵抗R₁₀の両端子間電圧
V₁₀は、 V₁₀＝R₁₀（i_c5−i_c7） ≒−R_10ip となる。

一方、回転角θがπ/2ラジアンにおいて、カレ
ントミラー回路８ではトランジスタQ₁₆，Q₁₈に
は夫々等しい電流i_c6，i_c8が流れるため、抵抗R₂₀
に流れる電流I_R20は、 I_R20＝i_c6−i_c8 となる。これにより、抵抗R₂₀の両端子間電圧
V₂₀は、 V₂₀＝R₂₀（i_c6−i_c8） となり、i_c6＝i_c8故、 V₂₀＝０ となる。従つて、アンプA₂₀の出力は０、抵抗
R₂₁の両端子間電圧は０となるために、トランジ
スタQ₂₅〜Q₂₈はオフとなり、コイルL₂₀には第４
図Ｂに示す如く電流は流れない。

この他の回転角においても上記の場合と同様に
して考えることができ、回転角θがπラジアンに
おいてはV₁₀＝０で、コイルL₁₀に電流が流れず、
3π/2ラジアンにおいてはV₂₀＝０で、コイルL₂₀
に電流が流れない。結局、第４図Ｂに示す如く、
θ＝π/2×Ｎ（Ｎは整数）ラジアンにおいては、
コイルL₁₀又はコイルL₂₀の一方に最大電流が流れ
ていて、他方のコイルには電流は流れず、結局、
パワートランジスタQ₂₃，Q₂₄，Q₂₇，Q₂₈のうち
のいずれのトランジスタの流通角もπラジアン以
上になることはない。

なお、第４図Ａ，Ｂに示す電流波形及びロータ
磁石の着磁形状を夫々適宜選定することにより電
流切換えの周期で生じるトルクむらを低減し得
る。

上述の如く、本発明になる直流無整流子電動機
は、２相の固定子巻線の各々の一端を接地する一
方、各々の他端を分岐して夫々パワースイツチン
グ素子を介して一方を正電源及び他方を負電源に
接続し、更に、２個の回転子位置検出手段の各々
の２つの出力端子をこの手段の出力信号にて略
π／２ラジアンずつの位相差を以てスイツチングす
る差動スイツチング手段に夫々接続し、パワース
イツチング素子と差動スイツチング手段との間
に、前記差動スイツチング手段からの出力信号の
うち略πラジアンの位相差をもつ２つの出力信号
の差に応じた信号を得るための差信号出力手段を
夫々接続してこの差信号出力手段からの信号に応
じた電流を夫々の固定子巻線に流すように構成し
たため、特に、位置検出手段の出力信号を小さく
した場合、一方のホール素子が回転子のＮ極又は
Ｓ極の中心と対向していて他方のホール素子がＮ
極とＳ極との中間にあると、一方のステータコイ
ルには電流は流れるが、他方のステータコイルに
は殆ど電流は流れず、このため、差動スイツチン
グ手段の各トランジスタのコレクタを流れる電流
の流通角がπラジアン以上あつても各固定子巻線
を流れる電流の流通角は正方向、負方向共π略ラ
ジアン以内になり、これにより、このような回路
を設けられていない従来の電動機に比してステー
タコイルの利用効率を向上し得、しかも回転子の
位置検出手段の出力を小さくした場合でもパワー
スイツチング素子に無駄な電流が流れないために
これらを破壊する虞れはなく、又、固定子巻線の
電流切換が円滑であるので振動や騒音を生じるこ
とはなく、更に、パワースイツチング素子が４個
で済むため、従来の電動機に比して小形に、か
つ、安価に構成し得る等の特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａ，Ｂは夫々一般の直流無整流子電動機
の概略正面図及びステータコイルとホール素子と
の位置関係図、第２図及び第３図Ａ〜Ｃは夫々従
来回路の一例の回路図及び従来回路及び本発明電
動機の動作説明用信号波形図、第４図Ａ，Ｂは
夫々従来回路及び本発明電動機の動作説明用コレ
クタ電流波形図及び本発明電動機の動作説明用ス
テータコイル電流波形図、第５図は本発明電動機
の一実施例の回路図である。 ６，８……カレントミラー回路、１０……定電
流回路、１１……差動スイツチング手段、Q₅〜
Q₈……トランジスタ、Q₂₃，Q₂₄，Q₂₇，Q₂₈……
トランジスタ（パワースイツチング素子）、
HG₁，HG₂……ホール素子、L₁₀，L₂₀……ステー
タコイル、T₁……正電源端子、T₂……アース
端子、T₃……負電源端子、A₁₀，A₂₀……演算
増幅器、R₁₀，R₁₁，R₂₀，R₂₁……抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 永久磁石を含む回転子の回転角を電気角で略
   π／２×（2N＋１）（Ｎは整数）ラジアン離間して設
   置された２個の回転子位置検出手段にて検出し、
   該手段よりの略π/2ラジアンずつの位相差をもつ
   ４つの出力信号に応じて、電気角でπ/2×（2N＋
   １）（Ｎは整数）ラジアン離間して設置された２
   相の固定子巻線に順次電流を切換供給して該回転
   子を駆動する直流無整流子電動機において、該２
   相の固定子巻線の各々の一端を接地する一方、
   各々の他端を分岐して夫々パワースイツチング素
   子を介して一方を正電源及び他方を負電源に接続
   し、更に、該２個の回転子位置検出手段の各々の
   ２つの出力端子を該手段の出力信号にて略π/2ラ
   ジアンずつの位相差を以てスイツチングする差動
   スイツチング手段に夫々接続し、該パワースイツ
   チング素子と該差動スイツチング手段との間に、
   該差動スイツチング手段からの出力信号のうち略
   πラジアンの位相差をもつ２つの出力信号の差に
   応じた信号を得るための差信号出力手段を夫々接
   続して該差信号出力手段からの信号に応じた電流
   を該夫々の固定子巻線に流すように構成してなる
   ことを特徴とする直流無整流子電動機。