JPH0522480B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0522480B2 JPH0522480B2 JP57008487A JP848782A JPH0522480B2 JP H0522480 B2 JPH0522480 B2 JP H0522480B2 JP 57008487 A JP57008487 A JP 57008487A JP 848782 A JP848782 A JP 848782A JP H0522480 B2 JPH0522480 B2 JP H0522480B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- rotor
- voltage
- terminal
- coil
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- WPYVAWXEWQSOGY-UHFFFAOYSA-N indium antimonide Chemical compound [Sb]#[In] WPYVAWXEWQSOGY-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流無整流子電動機に係り、回転子位
置検出手段の特性上のバラツキに関係なく回転子
を円滑に駆動し得、又、スイツチング素子の消費
電力を小さく抑え得る直流無整流子電動機を提供
することを目的とする。
置検出手段の特性上のバラツキに関係なく回転子
を円滑に駆動し得、又、スイツチング素子の消費
電力を小さく抑え得る直流無整流子電動機を提供
することを目的とする。
第１図Ａ，Ｂは夫々一般の直流無整流子電動機
の概略正面図及び固定子巻線（以下、ステータコ
イル又はコイルと記す。）とホール素子との位置
関係図を示す。同図において、永久磁石の底面に
８極着磁されたロータ１は、その軸２を軸受３に
軸承されている。ステータコイルL1〜L4は基板
４上にロータ１の着磁面に対向して設けられてお
り、コイルL1とコイルL2（コイルL3とコイルL4）
とは例えば電気角で3π／２ラジアン（270゜）の位相 差、コイルL2とコイルL3（コイルL4とコイルL1）
とは例えば電気角で5π／２ラジアン（450゜）の位相 差を有する。ホール素子HG1，HG2は例えば電
気角でπ／２ラジアン（90゜）の位相差を以て基板４ に取付けられている。なお、ホール素子HG1と
コイルL4とは電気角でπラジアン（180゜）の位相
差を有する。同図Ｂ中、〓内の数字は電気角を示
す。
の概略正面図及び固定子巻線（以下、ステータコ
イル又はコイルと記す。）とホール素子との位置
関係図を示す。同図において、永久磁石の底面に
８極着磁されたロータ１は、その軸２を軸受３に
軸承されている。ステータコイルL1〜L4は基板
４上にロータ１の着磁面に対向して設けられてお
り、コイルL1とコイルL2（コイルL3とコイルL4）
とは例えば電気角で3π／２ラジアン（270゜）の位相 差、コイルL2とコイルL3（コイルL4とコイルL1）
とは例えば電気角で5π／２ラジアン（450゜）の位相 差を有する。ホール素子HG1，HG2は例えば電
気角でπ／２ラジアン（90゜）の位相差を以て基板４ に取付けられている。なお、ホール素子HG1と
コイルL4とは電気角でπラジアン（180゜）の位相
差を有する。同図Ｂ中、〓内の数字は電気角を示
す。
第２図は第１図Ａ，Ｂに示す構成を有する直流
無整流子電動機の従来の駆動回路の一例の回路図
を示す。同図において、ホール素子HG1，HG2
の電流端子に電流を流すと、ロータ１の回転に伴
つてその電圧端子，，，より第３図Ａに
示す如きホール出力電圧e1，e3，e2，e4がとり出
され、トランジスタTr5〜Tr8はホール出力電圧e1
〜e4の負電圧の一部期間略π／２（即ち、e1〜e4を 比較して最もレベルの低い期間、後述）導通され
る。トランジスタTr5〜Tr8の導通によりトラン
ジスタTr1〜Tr4が導通され、ロータ１の回転に
応じてステータコイルL1〜L4に第３図Ｂ〜Ｅに
示す如きコイル電流I1〜I4が順次時分割的に流れ
てロータを一方向に回転させる。この際、端子５
に入来する回転子の回転速度に応じた速度誤差信
号によつてコイル電流I1〜I4の振幅が制御され、
速度制御される。
無整流子電動機の従来の駆動回路の一例の回路図
を示す。同図において、ホール素子HG1，HG2
の電流端子に電流を流すと、ロータ１の回転に伴
つてその電圧端子，，，より第３図Ａに
示す如きホール出力電圧e1，e3，e2，e4がとり出
され、トランジスタTr5〜Tr8はホール出力電圧e1
〜e4の負電圧の一部期間略π／２（即ち、e1〜e4を 比較して最もレベルの低い期間、後述）導通され
る。トランジスタTr5〜Tr8の導通によりトラン
ジスタTr1〜Tr4が導通され、ロータ１の回転に
応じてステータコイルL1〜L4に第３図Ｂ〜Ｅに
示す如きコイル電流I1〜I4が順次時分割的に流れ
てロータを一方向に回転させる。この際、端子５
に入来する回転子の回転速度に応じた速度誤差信
号によつてコイル電流I1〜I4の振幅が制御され、
速度制御される。
ところで、この従来の電動機におけるコイル電
流I1〜I4の電流流通区間はホール出力電圧e1〜e4
の最もレベルの低い期間に対応しているため、ホ
ール素子HG1，HG2の積感度のアンバランス等
により、例えばホール出力電圧e1，e3の振幅がホ
ール出力電圧e2，e4の振幅に比して大になつた場
合、コイル電流I1，I3の流通角が大になる。これ
は、ホール素子HG1，HG2の電圧端子のDC電位
のアンバランスやホール出力波形のアンバランス
等によつても起きる。これにより、トルクリツプ
ルや回転むらの増大等を引起こし、電動機を確実
に駆動し得ない欠点があつた。
流I1〜I4の電流流通区間はホール出力電圧e1〜e4
の最もレベルの低い期間に対応しているため、ホ
ール素子HG1，HG2の積感度のアンバランス等
により、例えばホール出力電圧e1，e3の振幅がホ
ール出力電圧e2，e4の振幅に比して大になつた場
合、コイル電流I1，I3の流通角が大になる。これ
は、ホール素子HG1，HG2の電圧端子のDC電位
のアンバランスやホール出力波形のアンバランス
等によつても起きる。これにより、トルクリツプ
ルや回転むらの増大等を引起こし、電動機を確実
に駆動し得ない欠点があつた。
これらの欠点を軽減するために、従来電動機は
第２図示の如く可変抵抗VRによつてある周囲温
度において各コイル電流I1〜I4の流通角を補正し
得る構成とされている。然るに、ホール素子の出
力電圧及び入力抵抗（電流端子間の抵抗）が例え
ばインジウムアンチモンを用いた場合では温度に
より約−２〜−３％／℃の割合で変化し、かつ、
この温度係数が各ホール素子毎にばらつきをもつ
ているため、温度の変化に伴つて上記コイル電流
I1〜I4の流通角が不斉一となり、トルクリツプル
や回転むらを完全に除去し得ない欠点があつた。
第２図示の如く可変抵抗VRによつてある周囲温
度において各コイル電流I1〜I4の流通角を補正し
得る構成とされている。然るに、ホール素子の出
力電圧及び入力抵抗（電流端子間の抵抗）が例え
ばインジウムアンチモンを用いた場合では温度に
より約−２〜−３％／℃の割合で変化し、かつ、
この温度係数が各ホール素子毎にばらつきをもつ
ているため、温度の変化に伴つて上記コイル電流
I1〜I4の流通角が不斉一となり、トルクリツプル
や回転むらを完全に除去し得ない欠点があつた。
又、この従来の駆動回路は、ホール素子HG1，
HG2が電源に対して並列に接続されているため、
ホール素子の全制御電流はホール素子１個当りの
制御電流の２倍必要であり、特にバツテリドライ
ブの電動機の場合不都合である欠点があつた。
HG2が電源に対して並列に接続されているため、
ホール素子の全制御電流はホール素子１個当りの
制御電流の２倍必要であり、特にバツテリドライ
ブの電動機の場合不都合である欠点があつた。
更に、このものは以下に説明するようにロータ
ロツク時のパワートランジスタTr1〜Tr4のコレ
クタ損失が大きい欠点があつた。例えばレコード
プレーヤ用の直接駆動形電動機の場合、パワート
ランジスタTr1〜Tr4には起動時及びロータロツ
ク時に例えば最大500ｍＡ程度、通常回転時に30
ｍＡ程度の電流が流れる。特に、レコードプレー
ヤ等に用いるフオノモータの場合、ターンテーブ
ルの上にレコード盤を載せ、電源を入れた状態で
ターンテーブルの回転を停止させてレコード盤の
表面をクリーナで拭くことは通常行なわれている
ことであり、この時、電動機のロータはロツク状
態にあり、パワートランジスタには500ｍＡ程度
の電流が流れる。このようにロータロツク時にお
けるパワートランジスタに流れる電流はロータの
通常回転時におけるそれに比して非常に大きいの
でそのコレクタ損失も大きく、一般に、パワート
ランジスタはロータロツク時のコレクタ損失に対
応できる特性のものが使用されている。また、回
転子が回転している時であつても、負荷が適度に
重い時には同様にコレクタ損失が増大する。
ロツク時のパワートランジスタTr1〜Tr4のコレ
クタ損失が大きい欠点があつた。例えばレコード
プレーヤ用の直接駆動形電動機の場合、パワート
ランジスタTr1〜Tr4には起動時及びロータロツ
ク時に例えば最大500ｍＡ程度、通常回転時に30
ｍＡ程度の電流が流れる。特に、レコードプレー
ヤ等に用いるフオノモータの場合、ターンテーブ
ルの上にレコード盤を載せ、電源を入れた状態で
ターンテーブルの回転を停止させてレコード盤の
表面をクリーナで拭くことは通常行なわれている
ことであり、この時、電動機のロータはロツク状
態にあり、パワートランジスタには500ｍＡ程度
の電流が流れる。このようにロータロツク時にお
けるパワートランジスタに流れる電流はロータの
通常回転時におけるそれに比して非常に大きいの
でそのコレクタ損失も大きく、一般に、パワート
ランジスタはロータロツク時のコレクタ損失に対
応できる特性のものが使用されている。また、回
転子が回転している時であつても、負荷が適度に
重い時には同様にコレクタ損失が増大する。
この従来回路におけるステータコイル（いずれ
か１相分）の抵抗値をR10、起動電流をis1、電源
電圧をＥ、R10≫R1のためにR1を無視すると、ロ
ータ１がロツクされている時のトランジスタTr1
〜Tr4の１個のコレクタ損失Pc1は、 Pc1＝is1（Ｅ−R10・is1）＝−R10（is1−Ｅ
／2R10）2＋E2／4R10 となり、最大コレクタ損失Pcn1は、 Pcn1＝E2／4R10 (1) となる。この最大コレクタ損失Pcn1はステータコ
イルの電流値が最大値の約1/2の時に発生し、そ
の値は後述の本発明回路におけるそれの２倍もあ
り、最大コレクタ損失の大きいパワートランジス
タを用いなければならないため、安価に構成し得
ない欠点があつた。
か１相分）の抵抗値をR10、起動電流をis1、電源
電圧をＥ、R10≫R1のためにR1を無視すると、ロ
ータ１がロツクされている時のトランジスタTr1
〜Tr4の１個のコレクタ損失Pc1は、 Pc1＝is1（Ｅ−R10・is1）＝−R10（is1−Ｅ
／2R10）2＋E2／4R10 となり、最大コレクタ損失Pcn1は、 Pcn1＝E2／4R10 (1) となる。この最大コレクタ損失Pcn1はステータコ
イルの電流値が最大値の約1/2の時に発生し、そ
の値は後述の本発明回路におけるそれの２倍もあ
り、最大コレクタ損失の大きいパワートランジス
タを用いなければならないため、安価に構成し得
ない欠点があつた。
本発明は上記諸欠点を除去したものであり、第
４図以下と共にその一実施例について説明する。
４図以下と共にその一実施例について説明する。
第４図は本発明になる直流無整流子電動機の一
実施例の回路図を示す。同図中、ホール素子
HG1，HG2及びステータコイルL1〜L4の夫々の
取付位置は第１図Ａ，Ｂに示す如くである。コイ
ルL1の一端、コイルL2の一端、コイルL3の一端、
コイルL4の一端は夫々互いに共通に接続されて
おり、コイルL1の他端はPNPトランジスタQ1の
コレクタに、コイルL2の他端はNPNトランジス
タQ2のコレクタに、コイルL3の他端はPNPトラ
ンジスタQ3のコレクタに、コイルL4の他端は
NPNトランジスタQ4のコレクタに夫々接続され
ている。トランジスタQ1のベースはトランジス
タQ5を介してホール素子HG1の電圧端子に、
トランジスタQ3のベースはトランジスタQ7を介
してホール素子HG1の電圧端子に、トランジ
スタQ2のベースはトランジスタQ6を介してホー
ル素子HG2の電圧端子に、トランジスタQ4の
ベースはトランジスタQ8を介してホール素子
HG2の電圧端子に夫々接続されている。
実施例の回路図を示す。同図中、ホール素子
HG1，HG2及びステータコイルL1〜L4の夫々の
取付位置は第１図Ａ，Ｂに示す如くである。コイ
ルL1の一端、コイルL2の一端、コイルL3の一端、
コイルL4の一端は夫々互いに共通に接続されて
おり、コイルL1の他端はPNPトランジスタQ1の
コレクタに、コイルL2の他端はNPNトランジス
タQ2のコレクタに、コイルL3の他端はPNPトラ
ンジスタQ3のコレクタに、コイルL4の他端は
NPNトランジスタQ4のコレクタに夫々接続され
ている。トランジスタQ1のベースはトランジス
タQ5を介してホール素子HG1の電圧端子に、
トランジスタQ3のベースはトランジスタQ7を介
してホール素子HG1の電圧端子に、トランジ
スタQ2のベースはトランジスタQ6を介してホー
ル素子HG2の電圧端子に、トランジスタQ4の
ベースはトランジスタQ8を介してホール素子
HG2の電圧端子に夫々接続されている。
トランジスタQ1，Q3のエミツタは電源の正端
子T1に、トランジスタQ5，Q7のエミツタはトラ
ンジスタQ11を介してコイル共通接続端子Ｃに接
続されている。トランジスタQ11のベースは抵抗
R2を介して電源正端子T1に、抵抗R3を介して電
源負端子T2に接続されている。トランジスタQ6，
Q8のエミツタはトランジスタQ9、抵抗R5を介し
て電源の正端子T1に接続されており、トランジ
スタQ2，Q4のエミツタは抵抗R1を介して電源の
負端子T2に接続されている一方、抵抗R4、トラ
ンジスタQ10を介して速度誤差信号入力端子５及
びトランジスタQ9のベースに接続されている。
子T1に、トランジスタQ5，Q7のエミツタはトラ
ンジスタQ11を介してコイル共通接続端子Ｃに接
続されている。トランジスタQ11のベースは抵抗
R2を介して電源正端子T1に、抵抗R3を介して電
源負端子T2に接続されている。トランジスタQ6，
Q8のエミツタはトランジスタQ9、抵抗R5を介し
て電源の正端子T1に接続されており、トランジ
スタQ2，Q4のエミツタは抵抗R1を介して電源の
負端子T2に接続されている一方、抵抗R4、トラ
ンジスタQ10を介して速度誤差信号入力端子５及
びトランジスタQ9のベースに接続されている。
第５図において、Ａ，Ｂはホール電圧、Ｃ〜Ｆ
はコイル電流、Ｇはコイルの逆起電力を示し、横
軸θは回転子の回転角を電気角で示したものであ
る。第５図Ｃ〜Ｆはコイル電流の切換の様子を示
したもので、実際には図示の状態よりもつとゆつ
くり電流切換えが行なわれるが、ここでは理解し
易くするため電流切換えが極めて短時間に行なわ
れるように示してある。
はコイル電流、Ｇはコイルの逆起電力を示し、横
軸θは回転子の回転角を電気角で示したものであ
る。第５図Ｃ〜Ｆはコイル電流の切換の様子を示
したもので、実際には図示の状態よりもつとゆつ
くり電流切換えが行なわれるが、ここでは理解し
易くするため電流切換えが極めて短時間に行なわ
れるように示してある。
同図において、ホール素子HG1，HG2の電流
端子に電流が供給され、ロータが回転すると、ホ
ール素子HG1の電圧端子，より第５図Ａに
示すホール電圧e11，e13、ホール素子HG2の電圧
端子，より同図Ｂに示すホール電圧e12，e14
が夫々とり出される。ホール素電圧e11の高電圧
期間（e11＞e13の期間、電気角でπラジアン）ト
ランジスタQ5、ホール電圧e13の高電圧期間（e13
＞e11の期間）トランジスタQ7、ホール電圧e12の
低電期間（e12＜e14の期間、電気角でπラジア
ン）トランジスタQ6、ホール電圧e14の低電圧期
間（e14＜e12の期間）トランジスタQ8が夫々導通
状態とされ、これ以外の期間は遮断状態とされ
る。これにより、トランジスタQ1，Q3はホール
電圧e11，e13の高電圧期間は導通状態、低電圧期
間は遮断状態、トランジスタQ2，Q4はホール電
圧e12，e14の低電圧期間は導通状態、高電圧期間
は遮断状態とされる。
端子に電流が供給され、ロータが回転すると、ホ
ール素子HG1の電圧端子，より第５図Ａに
示すホール電圧e11，e13、ホール素子HG2の電圧
端子，より同図Ｂに示すホール電圧e12，e14
が夫々とり出される。ホール素電圧e11の高電圧
期間（e11＞e13の期間、電気角でπラジアン）ト
ランジスタQ5、ホール電圧e13の高電圧期間（e13
＞e11の期間）トランジスタQ7、ホール電圧e12の
低電期間（e12＜e14の期間、電気角でπラジア
ン）トランジスタQ6、ホール電圧e14の低電圧期
間（e14＜e12の期間）トランジスタQ8が夫々導通
状態とされ、これ以外の期間は遮断状態とされ
る。これにより、トランジスタQ1，Q3はホール
電圧e11，e13の高電圧期間は導通状態、低電圧期
間は遮断状態、トランジスタQ2，Q4はホール電
圧e12，e14の低電圧期間は導通状態、高電圧期間
は遮断状態とされる。
第５図Ｃ〜Ｆに示す如く、例えば、回転角が電
気角で０〜π／２ラジアンの期間において、トラン ジスタQ1，Q4が導通状態、トランジスタQ2，Q3
が遮断状態であるので、電源の正端子T1からの
電流はトランジスタQ1、コイルL1，L4、トラン
ジスタQ4、抵抗R1を介して電源の負端子T2に流
れる。即ち、コイルL1に電流i1、コイルL4に電流
i4が流れる。次に、π／２〜πの期間において、ト ランジスタQ1，Q2が導通状態、トランジスタQ3，
Q4が遮断状態であるので、電源の正端子T1から
の電流はトランジスタQ1、コイルL1，L2、トラ
ンジスタQ2、抵抗R1を介して電源の負端子T2に
流れる。即ち、コイルL1に電流i1、コイルL2に電
流i2が流れる。この他の期間においてもこれと同
様の動作にて各コイルL1〜L4には同図Ｃ〜Ｆに
示す如き電流i1〜i4が流れる。
気角で０〜π／２ラジアンの期間において、トラン ジスタQ1，Q4が導通状態、トランジスタQ2，Q3
が遮断状態であるので、電源の正端子T1からの
電流はトランジスタQ1、コイルL1，L4、トラン
ジスタQ4、抵抗R1を介して電源の負端子T2に流
れる。即ち、コイルL1に電流i1、コイルL4に電流
i4が流れる。次に、π／２〜πの期間において、ト ランジスタQ1，Q2が導通状態、トランジスタQ3，
Q4が遮断状態であるので、電源の正端子T1から
の電流はトランジスタQ1、コイルL1，L2、トラ
ンジスタQ2、抵抗R1を介して電源の負端子T2に
流れる。即ち、コイルL1に電流i1、コイルL2に電
流i2が流れる。この他の期間においてもこれと同
様の動作にて各コイルL1〜L4には同図Ｃ〜Ｆに
示す如き電流i1〜i4が流れる。
一方、コイルL1〜L4には同図Ｇに示す如き略
正弦波状の逆起電力ER1，ER2，ER3，ER4が
夫々発生する。なお、同図Ｇに示す波形は、逆起
電力ER1，ER3は夫々トランジスタQ1，Q3のコレ
クタを基準に、逆起電力ER2，ER4はコイル共通
端子Ｃを基準に夫々測定したものである。
正弦波状の逆起電力ER1，ER2，ER3，ER4が
夫々発生する。なお、同図Ｇに示す波形は、逆起
電力ER1，ER3は夫々トランジスタQ1，Q3のコレ
クタを基準に、逆起電力ER2，ER4はコイル共通
端子Ｃを基準に夫々測定したものである。
ロータ１の回転に伴ない、トランジスタQ10，
Q9のコレクタ電流は速度誤差信号Vsと抵抗R1の
両端子間電圧V1との差電圧に応じて制御され、
トランジスタQ5，Q7のエミツタ電流はトランジ
スタQ11のコレクタ電流によつて制御される。こ
の場合、トランジスタQ11のコレクタ電流は、抵
抗R2，R3にて分圧されたバイアス電圧V2と共通
端子Ｃの電圧V3との差に応じて制御され、トラ
ンジスタQ11のベース・エミツタ間電圧V11BEとこ
れらの電圧V2，V3との間には、 V2−V11BEV3 なる関係が成立する。即ち、速度誤差信号Vsの
変動やトランジスタQ2，Q4（Q1，Q3）の電流増
幅率の変動等によつて電圧V3が電圧（V2−
V11BE）より小（大）になろうとすると、トラン
ジスタQ11のコレクタ電流が大（小）になり、ト
ランジスタQ1又はQ3のエミツタ・コレクタ間イ
ンピーダンスが減少（増加）し、その結果、電圧
V3が大（小）になるように制御されて共通端子
Ｃの電圧V3は常に略一定値になるように制御さ
れる。このようにトランジスタQ1，Q3は共通端
子Ｃの電圧V3と前記電圧V2との差に応じてその
インピーダンスを制御される。
Q9のコレクタ電流は速度誤差信号Vsと抵抗R1の
両端子間電圧V1との差電圧に応じて制御され、
トランジスタQ5，Q7のエミツタ電流はトランジ
スタQ11のコレクタ電流によつて制御される。こ
の場合、トランジスタQ11のコレクタ電流は、抵
抗R2，R3にて分圧されたバイアス電圧V2と共通
端子Ｃの電圧V3との差に応じて制御され、トラ
ンジスタQ11のベース・エミツタ間電圧V11BEとこ
れらの電圧V2，V3との間には、 V2−V11BEV3 なる関係が成立する。即ち、速度誤差信号Vsの
変動やトランジスタQ2，Q4（Q1，Q3）の電流増
幅率の変動等によつて電圧V3が電圧（V2−
V11BE）より小（大）になろうとすると、トラン
ジスタQ11のコレクタ電流が大（小）になり、ト
ランジスタQ1又はQ3のエミツタ・コレクタ間イ
ンピーダンスが減少（増加）し、その結果、電圧
V3が大（小）になるように制御されて共通端子
Ｃの電圧V3は常に略一定値になるように制御さ
れる。このようにトランジスタQ1，Q3は共通端
子Ｃの電圧V3と前記電圧V2との差に応じてその
インピーダンスを制御される。
一方、トランジスタQ2，Q4は、ホール電圧
e12，e14の出力に応じて制御されるトランジスタ
Q6，Q8にて導通状態及び遮断状態を繰返され、
そのエミツタ電流を、端子５に入来する速度誤差
信号Vsを供給されてその導通状態を制御される
トランジスタQ10にて制御される。トランジスタ
Q10は、そのベースに速度誤差信号、そのエミツ
タにコイル電流i1〜i4の振幅に応じた電圧V1が抵
抗R4を介して印加されているので、コイル電流i1
〜i4の振幅は速度誤差信号Vs及びコイルL1〜L4の
電流値に応じたものとなる。
e12，e14の出力に応じて制御されるトランジスタ
Q6，Q8にて導通状態及び遮断状態を繰返され、
そのエミツタ電流を、端子５に入来する速度誤差
信号Vsを供給されてその導通状態を制御される
トランジスタQ10にて制御される。トランジスタ
Q10は、そのベースに速度誤差信号、そのエミツ
タにコイル電流i1〜i4の振幅に応じた電圧V1が抵
抗R4を介して印加されているので、コイル電流i1
〜i4の振幅は速度誤差信号Vs及びコイルL1〜L4の
電流値に応じたものとなる。
ところで、本実施例では、ホール素子HG1，
HG2の出力電圧e11〜e14にて夫々スイツチングさ
れるトランジスタQ1〜Q4とコイルL1〜L4とを第
４図に示す如く接続したため、第５図Ａ，Ｂに示
すホール電圧e11〜e14及び同図Ｃ〜Ｆに示すコイ
ル電流i1〜i4より明らかな如く、コイル電流i1〜i4
の電流レベル切換わり点はホール電圧e11〜e14の
ゼロクロス点に一致する。このため、例えばホー
ル素子HG1，HG2の積感度のアンバランス、電
圧端子DC電位のアンバランス、ホール出力波形
のアンバランス等により、コイル電流の流通角は
変化することはない。従つて、本実施例によれ
ば、ホール素子HG1，HG2のバラツキの影響に
よるトルクリツプルや回転むら等を発生すること
はない。
HG2の出力電圧e11〜e14にて夫々スイツチングさ
れるトランジスタQ1〜Q4とコイルL1〜L4とを第
４図に示す如く接続したため、第５図Ａ，Ｂに示
すホール電圧e11〜e14及び同図Ｃ〜Ｆに示すコイ
ル電流i1〜i4より明らかな如く、コイル電流i1〜i4
の電流レベル切換わり点はホール電圧e11〜e14の
ゼロクロス点に一致する。このため、例えばホー
ル素子HG1，HG2の積感度のアンバランス、電
圧端子DC電位のアンバランス、ホール出力波形
のアンバランス等により、コイル電流の流通角は
変化することはない。従つて、本実施例によれ
ば、ホール素子HG1，HG2のバラツキの影響に
よるトルクリツプルや回転むら等を発生すること
はない。
又、本実施例は、ホール素子HG1，HG2が電
源端子間に直列に接続されているため、ホール素
子制御電流は第２図に示す従来回路の制御電流の
１／２で済み、特にバツテリドライブの電動機に好
都合である。
源端子間に直列に接続されているため、ホール素
子制御電流は第２図に示す従来回路の制御電流の
１／２で済み、特にバツテリドライブの電動機に好
都合である。
次に、本実施例における最大コレクタ損失につ
いて考えてみる。ここでは、本実施電動機と従来
電動機との起動トルク、起動電流が等しいものと
する。本実施例電動機のステータコイル（いずれ
か１相分）の抵抗値をR20とすると、本実施電動
機では起動電流は常に、直列に接続されたいずれ
か２相分のコイルに流れることになり、起動電流
を従来の電動機（１相分のステータコイルの抵抗
はR10）と等しいとすると、 R20＝１／２R10 (2) となる。又、本実施電動機のコイル巻数（一相
分）をN2、線径をr2、従来電動機のコイル巻数
（一相分）をN1、線径をr1とし、線積率を一定と
すると、許容される最大巻線数の関係から r1N1＝r2N2 (3) となる。又、従来電動機の起動トルクをTs1、本
実施電動機のそれをTs2とすると、発生トルクは
ステータコイルに叉交する磁束に応じたものとな
るが、ここでは、ステータコイルに叉交する磁束
は回転子の回転に応じて余弦波状（正弦波状）に
変化している。よつて、発生トルクの大きさは回
転子の回転に応じて余弦波状に変化しており、平
均値としては、 Ts1＝∫〓/4 -〓/4KN1cosθdθ／π／２＝４／πK∫〓/4
0N1cosθdθ＝４／πKN1〔sinθ〕〓/4 0＝４／πKN1・
１／√２(4) Ts2＝∫〓/2 0KN2（sinθ＋cosθ）dθ／π／２＝２
／πKN2・√２∫〓/2 0sin（θ＋π／４）dθ ＝２／πKN2・√２〔−cos（θ＋π／４）〕〓
/2 0＝４／πKN2(5) となる。但し、Ｋは定数とする。ここで、Ts1＝
Ts2の条件と(4)式、(5)式より、 となり、(3)式及び(6)式より、 となる。即ち、(6)式及び(7)式を満足するようにコ
イル仕様を選定すれば、本実施例電動機と従来電
動機とで起動トルク、起動電流共に等しく得る。
いて考えてみる。ここでは、本実施電動機と従来
電動機との起動トルク、起動電流が等しいものと
する。本実施例電動機のステータコイル（いずれ
か１相分）の抵抗値をR20とすると、本実施電動
機では起動電流は常に、直列に接続されたいずれ
か２相分のコイルに流れることになり、起動電流
を従来の電動機（１相分のステータコイルの抵抗
はR10）と等しいとすると、 R20＝１／２R10 (2) となる。又、本実施電動機のコイル巻数（一相
分）をN2、線径をr2、従来電動機のコイル巻数
（一相分）をN1、線径をr1とし、線積率を一定と
すると、許容される最大巻線数の関係から r1N1＝r2N2 (3) となる。又、従来電動機の起動トルクをTs1、本
実施電動機のそれをTs2とすると、発生トルクは
ステータコイルに叉交する磁束に応じたものとな
るが、ここでは、ステータコイルに叉交する磁束
は回転子の回転に応じて余弦波状（正弦波状）に
変化している。よつて、発生トルクの大きさは回
転子の回転に応じて余弦波状に変化しており、平
均値としては、 Ts1＝∫〓/4 -〓/4KN1cosθdθ／π／２＝４／πK∫〓/4
0N1cosθdθ＝４／πKN1〔sinθ〕〓/4 0＝４／πKN1・
１／√２(4) Ts2＝∫〓/2 0KN2（sinθ＋cosθ）dθ／π／２＝２
／πKN2・√２∫〓/2 0sin（θ＋π／４）dθ ＝２／πKN2・√２〔−cos（θ＋π／４）〕〓
/2 0＝４／πKN2(5) となる。但し、Ｋは定数とする。ここで、Ts1＝
Ts2の条件と(4)式、(5)式より、 となり、(3)式及び(6)式より、 となる。即ち、(6)式及び(7)式を満足するようにコ
イル仕様を選定すれば、本実施例電動機と従来電
動機とで起動トルク、起動電流共に等しく得る。
次に、このような条件下においてロータ１をロ
ツクした場合のパワートランジスタQ1〜Q4の最
大コレクタ損失Pcn2を求める。第４図において、
起動電流is2は直列に接続された２相のステータ
コイルに流れるので、 is2＝Ｅ／R1＋2R20 となり、R1≪R20である故、 is2≒Ｅ／2R20 (8) となる。ここでは、理解し易くするために、トラ
ンジスタQ2，Q4のコレクタ飽和電圧を略零とす
る。ここで、トランジスタQ10のベース電圧の最
大値を、(8)式で示す起動電流is2が流れるように
設定し、一方、コイル共通端子Ｃの電位V3が電
源電圧Ｅの略1/2になるように抵抗R2，R3の抵抗
値を夫々選択する。
ツクした場合のパワートランジスタQ1〜Q4の最
大コレクタ損失Pcn2を求める。第４図において、
起動電流is2は直列に接続された２相のステータ
コイルに流れるので、 is2＝Ｅ／R1＋2R20 となり、R1≪R20である故、 is2≒Ｅ／2R20 (8) となる。ここでは、理解し易くするために、トラ
ンジスタQ2，Q4のコレクタ飽和電圧を略零とす
る。ここで、トランジスタQ10のベース電圧の最
大値を、(8)式で示す起動電流is2が流れるように
設定し、一方、コイル共通端子Ｃの電位V3が電
源電圧Ｅの略1/2になるように抵抗R2，R3の抵抗
値を夫々選択する。
このように回路を設定した場合、トランジスタ
Q1〜Q4のコレクタ損失が最大になるのは、ホー
ル素子HG1，HG2の出力に応じてコイルL1〜L4
のコイル電流i1〜i4の切換時点、即ち、並列接続
関係にあるトランジスタに起動電流is2が1/2ずつ
流れる時である。例例えば、第５図Ｄ，Ｆに示す
如く、θ＝π／２ラジアンの時点では、トランジス タQ1，Q4のオンによりコイル電流i1，i4が流れて
いる期間からトランジスタQ1，Q2のオンにより
コイル電流i1，i2が流れる期間に移行する段階で
あり、この時、トランジスタQ1に流れている起
動電流is2は、トランジスタQ2，Q4に1/2ずつ流れ
る。
Q1〜Q4のコレクタ損失が最大になるのは、ホー
ル素子HG1，HG2の出力に応じてコイルL1〜L4
のコイル電流i1〜i4の切換時点、即ち、並列接続
関係にあるトランジスタに起動電流is2が1/2ずつ
流れる時である。例例えば、第５図Ｄ，Ｆに示す
如く、θ＝π／２ラジアンの時点では、トランジス タQ1，Q4のオンによりコイル電流i1，i4が流れて
いる期間からトランジスタQ1，Q2のオンにより
コイル電流i1，i2が流れる期間に移行する段階で
あり、この時、トランジスタQ1に流れている起
動電流is2は、トランジスタQ2，Q4に1/2ずつ流れ
る。
トランジスタQ4（或いはQ2）におけるコレクタ
損失Pc2は、 Pc2≒（１／２Ｅ−R20xis2）xis2 (9) となり（但し、０≦ｘ≦１）、(9)式に(8)式を代入
して Pc2≒（１／２Ｅ−R20x・Ｅ／2R20）ｘＥ／2R20＝（１
／２Ｅｘ／２Ｅ）・xE／2R20＝１／４E2（１−ｘ）・ｘ
／R20 ＝E2／4R20（ｘ−x2）＝E2／4R20｛−（ｘ−１／２）
2＋１／４｝(10) となる。ここで、ｘ＝１／２の時（即ち、トランジ スタQ2，Q4に1/2ずつ電流が流れる時）にコレク
タ損失Pc2は最大になるため、(10)式にｘ＝１／２を代 入すると、最大コレクタ損失Pcn2は、 Pcn2＝E2／16R20 (11) となり、(11)式に(2)式を代入すると、 Pcn2＝E2／8R20 (12) となる。
損失Pc2は、 Pc2≒（１／２Ｅ−R20xis2）xis2 (9) となり（但し、０≦ｘ≦１）、(9)式に(8)式を代入
して Pc2≒（１／２Ｅ−R20x・Ｅ／2R20）ｘＥ／2R20＝（１
／２Ｅｘ／２Ｅ）・xE／2R20＝１／４E2（１−ｘ）・ｘ
／R20 ＝E2／4R20（ｘ−x2）＝E2／4R20｛−（ｘ−１／２）
2＋１／４｝(10) となる。ここで、ｘ＝１／２の時（即ち、トランジ スタQ2，Q4に1/2ずつ電流が流れる時）にコレク
タ損失Pc2は最大になるため、(10)式にｘ＝１／２を代 入すると、最大コレクタ損失Pcn2は、 Pcn2＝E2／16R20 (11) となり、(11)式に(2)式を代入すると、 Pcn2＝E2／8R20 (12) となる。
(1)式及び(12)式より明らかな如く、ロータ１がロ
ツクされた場合の本実施例回路のパワートランジ
スタQ1〜Q4の最大コレクタ損失Pcn2は従来回路
の最大コレクタ損失Pcn1の1/2であり、それだけ
コレクタ損失の小さいトランジスタの使用が可能
であり、回路を従来のものに比して安価に構成し
得る。
ツクされた場合の本実施例回路のパワートランジ
スタQ1〜Q4の最大コレクタ損失Pcn2は従来回路
の最大コレクタ損失Pcn1の1/2であり、それだけ
コレクタ損失の小さいトランジスタの使用が可能
であり、回路を従来のものに比して安価に構成し
得る。
なお、第４図中、トランジスタQ11、抵抗R2，
R3を削除し、トランジスタQ5，Q7の共通エミツ
タと共通端子Ｃとの間に抵抗を接続し、ホール素
子HG1，HG2に接続されている抵抗R6，R7の値
を適宜選定して、共通端子Ｃの電圧V3を略Ｅ／２に なるようにしても上記実施例と略同様の効果を得
ることができる。
R3を削除し、トランジスタQ5，Q7の共通エミツ
タと共通端子Ｃとの間に抵抗を接続し、ホール素
子HG1，HG2に接続されている抵抗R6，R7の値
を適宜選定して、共通端子Ｃの電圧V3を略Ｅ／２に なるようにしても上記実施例と略同様の効果を得
ることができる。
又、共通端子Ｃの電圧V3はＥ／２に設定すること
に限定されることはなく、適宜設定してよい。こ
の場合、トランジスタQ1〜Q4の最大コレクタ損
失を最小にする条件からはずれるが、トランジス
タQ1，Q3のベース電流を必要最小限に抑え得る
効果があり、省電力に役立つばかりでなく、トラ
ンジスタQ1，Q3の電流切換えがやや長めの時間
をかけて行なわれるために、コイル電流切換え時
にコイルが発生する雑音や振動を小さく抑え得る
効果がある。
の場合、トランジスタQ1〜Q4の最大コレクタ損
失を最小にする条件からはずれるが、トランジス
タQ1，Q3のベース電流を必要最小限に抑え得る
効果があり、省電力に役立つばかりでなく、トラ
ンジスタQ1，Q3の電流切換えがやや長めの時間
をかけて行なわれるために、コイル電流切換え時
にコイルが発生する雑音や振動を小さく抑え得る
効果がある。
又、ロータ１の位置検出手段としてはホール素
子に限定されることはなく、例えば光利用のセン
サ、高周波発振利用のセンサ等でもよい。
子に限定されることはなく、例えば光利用のセン
サ、高周波発振利用のセンサ等でもよい。
上述の如く、本発明になる直流無整流子電動機
は、互いに逆極性の逆起電力を発生する第１及び
第２の固定子巻線の他方の端子を夫々第１及び第
２のスイツチング素子を介して電圧源の一方の端
子に接続し、第１及び第２のスイツチング素子に
その夫々の電流の流通角を制御する第１の回転子
位置検出手段を接続し、第１乃至第４の固定子巻
線の共通接続端子と該第１及び第２のスイツチン
グ素子との間に共通接続端子の電圧に応じて第１
及び第２のスイツチング素子のインピーダンスを
制御する第１のインピーダンス制御手段を接続
し、互いに逆極性の逆起電力を発生する第３及び
第４の固定子巻線の他方の端子を夫々第３及び第
４のスイツチング素子を介して電圧源の他方の端
子に接続し、第３及び第４のスイツチング素子に
その夫々の電流の流通角を制御する第２の回転子
位置検出手段を接続し、第３及び第４のスイツチ
ング素子に該回転子の回転制御信号に応じて第３
及び第４のスイツチング素子のインピーダンスを
制御する第２のインピーダンス制御手段を接続
し、固定子巻線に流れる電流の電流切換わり点は
回転子位置検出手段の出力信号のゼロクロス点に
一致させているため、回転子位置検出手段に例え
ばホール素子を用いた場合等、その２個のホール
素子の積感度の不斉一、その電圧端子のDC電位
の不斉一、ホール出力波形の不斉一等によつて固
定子巻線電流の流通角は変動することはなく、従
つて、トルクリツプルや回転むら等を発生するこ
とはなく、又、２個の回転子位置検出手段を電圧
源端子間に直列に接続し得るので、この手段を電
圧源に対して並列に接続した従来のものに比して
位置検出手段の制御電流が1/2で済み、特にバツ
テリドライブの電動機に最適であり、更に、共通
端子の電圧に応じて第１及び第２のスイツチング
素子のインピーダンスを制御する手段を設けたた
め、その共通端子の電圧を電圧源電圧の略２分の
１の値に固定し得、４個のスイツチング素子の消
費電力の最大値をこのようなインピーダンス制御
手段を設けられていない従来回路のそれの略２分
の１に減少し得（起動トルク及び起動電流を従来
電動機及び本発明電動機で一定とした場合）、最
大許容電力の小さいスイツチング素子を使用で
き、従来のものに比して安価に構成し得る等の特
長を有する。
は、互いに逆極性の逆起電力を発生する第１及び
第２の固定子巻線の他方の端子を夫々第１及び第
２のスイツチング素子を介して電圧源の一方の端
子に接続し、第１及び第２のスイツチング素子に
その夫々の電流の流通角を制御する第１の回転子
位置検出手段を接続し、第１乃至第４の固定子巻
線の共通接続端子と該第１及び第２のスイツチン
グ素子との間に共通接続端子の電圧に応じて第１
及び第２のスイツチング素子のインピーダンスを
制御する第１のインピーダンス制御手段を接続
し、互いに逆極性の逆起電力を発生する第３及び
第４の固定子巻線の他方の端子を夫々第３及び第
４のスイツチング素子を介して電圧源の他方の端
子に接続し、第３及び第４のスイツチング素子に
その夫々の電流の流通角を制御する第２の回転子
位置検出手段を接続し、第３及び第４のスイツチ
ング素子に該回転子の回転制御信号に応じて第３
及び第４のスイツチング素子のインピーダンスを
制御する第２のインピーダンス制御手段を接続
し、固定子巻線に流れる電流の電流切換わり点は
回転子位置検出手段の出力信号のゼロクロス点に
一致させているため、回転子位置検出手段に例え
ばホール素子を用いた場合等、その２個のホール
素子の積感度の不斉一、その電圧端子のDC電位
の不斉一、ホール出力波形の不斉一等によつて固
定子巻線電流の流通角は変動することはなく、従
つて、トルクリツプルや回転むら等を発生するこ
とはなく、又、２個の回転子位置検出手段を電圧
源端子間に直列に接続し得るので、この手段を電
圧源に対して並列に接続した従来のものに比して
位置検出手段の制御電流が1/2で済み、特にバツ
テリドライブの電動機に最適であり、更に、共通
端子の電圧に応じて第１及び第２のスイツチング
素子のインピーダンスを制御する手段を設けたた
め、その共通端子の電圧を電圧源電圧の略２分の
１の値に固定し得、４個のスイツチング素子の消
費電力の最大値をこのようなインピーダンス制御
手段を設けられていない従来回路のそれの略２分
の１に減少し得（起動トルク及び起動電流を従来
電動機及び本発明電動機で一定とした場合）、最
大許容電力の小さいスイツチング素子を使用で
き、従来のものに比して安価に構成し得る等の特
長を有する。
第１図Ａ，Ｂは夫々一般の直流無整流子電動機
の概略正面図及びステータコイルとホール素子と
の位置関係図、第２図及び第３図Ａ〜Ｅは夫々従
来回路の一例の回路図及びその動作説明用信号波
形図、第４図及び第５図Ａ〜Ｇは夫々本発明電動
機の一実施例の回路図及びその動作説明用信号波
形図である。 HG1，HG2……ホール素子、L1〜L4……固定
子巻線、Q1〜Q11……トランジスタ、R1〜R3……
抵抗、T1，T2……電源端子、５……速度誤差信
号入力端子。
の概略正面図及びステータコイルとホール素子と
の位置関係図、第２図及び第３図Ａ〜Ｅは夫々従
来回路の一例の回路図及びその動作説明用信号波
形図、第４図及び第５図Ａ〜Ｇは夫々本発明電動
機の一実施例の回路図及びその動作説明用信号波
形図である。 HG1，HG2……ホール素子、L1〜L4……固定
子巻線、Q1〜Q11……トランジスタ、R1〜R3……
抵抗、T1，T2……電源端子、５……速度誤差信
号入力端子。
Claims (1)
- １ 永久磁石を含む回転子の回転角を第１及び第
２の回転子位置検出手段にて検出し、該手段より
の出力信号に応じて複数のスイツチング素子を開
閉制御して夫々の一方の端子を共通に接続された
第１乃至第４の固定子巻線に順次電流を切換え供
給して該回転子を駆動する直流無整流子電動機に
おいて、互いに逆極性の逆起電力を発生する該第
１及び第２の固定子巻線の他方の端子を夫々第１
及び第２のスイツチング素子を介して電圧源の一
方の端子に接続し、該第１及び第２のスイツチン
グ素子にその夫々の電流の流通角を制御する該第
１の回転子位置検出手段を接続し、該第１乃至第
４の固定子巻線の共通接続端子と該第１及び第２
のスイツチング素子との間に該共通接続端子の電
圧に応じて該第１及び第２のスイツチング素子の
インピーダンスを制御する第１のインピーダンス
制御手段を接続し、互いに逆極性の逆起電力を発
生する該第３及び第４の固定子巻線の他方の端子
を夫々第３及び第４のスイツチング素子を介して
該電圧源の他方の端子に接続し、該第３及び第４
のスイツチング素子にその夫々の電流の流通角を
制御する該第２の回転子位置検出手段を接続し、
該第３及び第４のスイツチング素子に該回転子の
回転制御信号に応じて該第３及び第４のスイツチ
ング素子のインピーダンスを制御する第２のイン
ピーダンス制御手段を接続してなることを特徴と
する直流無整流子電動機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57008487A JPS58127586A (ja) | 1982-01-22 | 1982-01-22 | 直流無整流子電動機 |
| DE19833301801 DE3301801A1 (de) | 1982-01-22 | 1983-01-20 | Kommutatorloser gleichstrommotor |
| US06/459,222 US4511828A (en) | 1982-01-22 | 1983-01-20 | D.C. commutatorless electric motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57008487A JPS58127586A (ja) | 1982-01-22 | 1982-01-22 | 直流無整流子電動機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58127586A JPS58127586A (ja) | 1983-07-29 |
| JPH0522480B2 true JPH0522480B2 (ja) | 1993-03-29 |
Family
ID=11694466
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57008487A Granted JPS58127586A (ja) | 1982-01-22 | 1982-01-22 | 直流無整流子電動機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4511828A (ja) |
| JP (1) | JPS58127586A (ja) |
| DE (1) | DE3301801A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4832576A (en) * | 1985-05-30 | 1989-05-23 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Electric fan |
| DE3817423A1 (de) * | 1988-05-21 | 1989-11-23 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Vorrichtung und verfahren zur steuerung von buerstenlosen 4-straengigen gleichstrommotoren |
| JPH0295192A (ja) * | 1988-09-29 | 1990-04-05 | Sony Corp | ホールモータの回転制御回路 |
| US4977356A (en) * | 1990-02-27 | 1990-12-11 | Rohm Co., Ltd. | Driver circuit for D.C. motor |
| DE4028089B4 (de) * | 1990-09-05 | 2005-06-09 | Papst Licensing Gmbh & Co. Kg | Schaltungsanordnung zum Erfassen von konstanten oder wechselnden Magnetfeldern |
| KR101038332B1 (ko) * | 2003-07-04 | 2011-05-31 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 3상 비엘디시 모터 시스템, 모터의 구동 회로 및 구동방법 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS576591A (en) * | 1980-06-11 | 1982-01-13 | Japan Servo Co Ltd | Direct current brushless motor and drive controller thereof |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1488677C3 (de) * | 1965-06-16 | 1973-10-31 | Siemens Ag, 1000 Berlin U. 8000 Muenchen | Kollektorloser Gleichstrommotor mit einem permanentmagnetischen Rotor und einer mehrphasigen Standerwicklung mit zwei Teilwicklungen in Mittelpunkt schaltung |
| DE1488726B2 (de) * | 1965-11-12 | 1970-02-12 | Siemens AG, 1000 Berlin u. 8000 München | Drehzahlregeleinriehtung für einen Gleichstrommotor mit elektronischer Kommutierung |
| DE1301398B (de) * | 1966-03-24 | 1969-08-21 | Siemens Ag | Selbstabgleichende Kompensationseinrichtung, insbesondere fuer Kompensographen |
| DE1638538B2 (de) * | 1967-01-13 | 1972-01-05 | Siemens AG, 1000 Berlin u 8000 München | Kollektorloser gleichstrommotor |
| CA963083A (en) * | 1970-06-26 | 1975-02-18 | Hisayuki Matsumoto | Current control circuit for a plurality of loads |
| DE2059884A1 (de) * | 1970-12-05 | 1972-06-15 | Siemens Ag | Kollektorloser Gleichstrommotor mit einem Dauermagnetlaeufer und einer aus mehreren Teilwicklungen bestehenden Staenderwicklung |
| FR2352435A1 (fr) * | 1976-05-19 | 1977-12-16 | Matra Engins | Dispositif d'alimentation pour machine a reluctance variable |
| US4338551A (en) * | 1979-12-15 | 1982-07-06 | Pioneer Electronic Corporation | Two-phase brushless motor driving circuit |
| GB2105932A (en) * | 1981-09-08 | 1983-03-30 | Switched Reluctance Drives Ltd | Electric power converter circuit |
-
1982
- 1982-01-22 JP JP57008487A patent/JPS58127586A/ja active Granted
-
1983
- 1983-01-20 DE DE19833301801 patent/DE3301801A1/de active Granted
- 1983-01-20 US US06/459,222 patent/US4511828A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS576591A (en) * | 1980-06-11 | 1982-01-13 | Japan Servo Co Ltd | Direct current brushless motor and drive controller thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4511828A (en) | 1985-04-16 |
| DE3301801A1 (de) | 1983-08-11 |
| JPS58127586A (ja) | 1983-07-29 |
| DE3301801C2 (ja) | 1987-06-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH036149Y2 (ja) | ||
| JPS6158461A (ja) | ニパルス式ブラシレス直流モータ | |
| US4639648A (en) | Three-phase brushless motor | |
| JPS5843991B2 (ja) | 電気機械 | |
| JPS6335158A (ja) | 単相ブラシレスモ−タ | |
| JPH0622394B2 (ja) | ３相ブラシレスモータ | |
| JPH0522480B2 (ja) | ||
| US4710684A (en) | Drive circuit for brushless DC motors | |
| JPH0524759B2 (ja) | ||
| JPH0343866B2 (ja) | ||
| JPH0347439Y2 (ja) | ||
| JPH0527351B2 (ja) | ||
| JPS6233839B2 (ja) | ||
| JPS5918877Y2 (ja) | 直流モ−タの駆動回路 | |
| JPS6130517B2 (ja) | ||
| KR900003890Y1 (ko) | 1상 통전되는 브러시리스 모터 | |
| JPS622960Y2 (ja) | ||
| JPS6364159B2 (ja) | ||
| JPS5915269Y2 (ja) | ブラシレスモ−タ駆動回路 | |
| JPS6226274B2 (ja) | ||
| JPS6217480B2 (ja) | ||
| JPS5851791A (ja) | 直流無刷子電動機 | |
| JP2645604B2 (ja) | ブラシレスモータの駆動回路 | |
| JPS63167696A (ja) | ２相ブラシレスモ−タ | |
| JPH0527353B2 (ja) |