JPS5886892A - トランジスタモ−タの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はトランジスタモータの駆動回路に関し、特に
トルクリップルを抑制して円滑な１回転を行なわせるた
めのトランジスタモータの制御装置に関するものである
。

ロータに界磁源としての永久磁石を持つオーディオ、ビ
デオ用のこの種のモータでは、ロータの同転に伴う振動
、騒音が製品の性能を左右するが、中でも回転ムラは最
も重要な要素である。こｎらはステータに設けられた電
機子コイルに流れる電流によって、ロータの永久磁石に
回転力が伝えられるときに、同転力のムラ、即ちトルク
リップルがこの回転ムラを引き起こす最大の要素となる
ので、この種のモータではトルクリップルを軽減するこ
とが肝要である。

トランジスタモータにおいては、従来、一般にロータの
位置検出手段としてホール素子を用い、この素子の出力
をそのまま電力増巾して電機子コイルへの印加電圧とし
たシ、この素子の出力に比例する電流を電機子コイルに
通ずる様に制御する方法がとられてきた。この方法は、
２相では−θ＋ｄθ＝１なる恒等式を利用して、８相で
はｓｉｎ”θ十ｇｉｎ２（θ−１，２０°■−（θ−２
４０°）＝ｉなる恒等式を利用して、それぞれ原理上ト
ルクリップルが無い様にモータの駆動を行なわせようと
することが知られている。この場合、制御要素として位
置センサである示−ル素子を、相数と同数設けて制御す
るものであるが、このホール素子の個々の出力が、同一
人力条件の時に、振巾に差があるのが普通である。この
振巾差を補正しないときはトルクリップルが発生する。

したがって、この方法ではホール素子の出力または電機
子コイルへの印加電圧に関し、そのレベルを各相の間で
合わせるためのゲイン調整手段を要する。

別の一般的な制御方法として、位置センサ出力を論理信
号変換して用いる方法も多用される。たとえば８相モー
タでは、８相のうちの２相の電機子コイルに、常時直列
に一定の電流を通ずる様に制御する、いわゆる１２０°
通電制御法がある。この方法では、正弦波状の逆起電力
が電機子コイルに誘導する正常な状態の時、原理上的１
８９６のトルクリップルがあシ、実用上問題は少いがこ
の値は無視できない。さらに電機子コイルへの通電制御
がオンオフ制御となるため、比較的大きなコンデンサを
含むフィルタがモータの電機子コイルへの電圧印加端子
に必要となる。また短時間的にはスリット状の電流の瞬
断がおきやすく、振動、騒音を発生しやすいなどの欠点
もあった。

この発明は以上の点に鑑みてなされたものであシ、ロー
タの位置センサとしてホール素子を用いる制御装置であ
るが、モータ１台毎のホール素子の出力または電機子コ
イルへの印加電圧を調整する必要がない制御装置を提供
しようとする。さらに、前述の１２０度通電制御法にお
いて必要となるフィルタを除き、かつスリット状の電流
の瞬断の発生をも抑制した制御装置を提供しようとする
ものである。以下図面にもとづいてこの発明の装置につ
いて説明する。

第１図は、この発明の制御装置が対象とする８相トラン
ジスタモータの構成例を示す図であり、同図（ａ）はス
テータ部分の上面視である。機械角６０度ピッチで並べ
ら口、細いＳ線が多数１巻（ロ）されて成る６個の電機
子コイルは、そｎぞれ軸対称の（ｕｌ）と（ｕ、２）　
、　（ｖｌ）と（ｖ２）　、　（ｗｌ）と（ｗ２）とが
直列接続されて、そｎぞれＵ、ＶおよびＷ相コイルを構
成する。（α）、（ｊ３）および（γ）はホール素子で
あって、そ口ぞれ前述のＵ、Ｖ、Ｗ相コイルが、後述の
永久磁石（５）の磁束に鎖交して得られる正弦波状の訊
起電圧と同相の差動出力が得られる位置、すなわ？：）
Ｕ、Ｖ、Ｗ相コイルのそれぞれの間に配置さ′ｎ４゜し
丈がって各ホール素子の差動出力は一気角で１２０度ず
つ位相がす口ていることになる。

第１図（ｂ）は、同図（ａ）のＡ−Ａ断面視で１）ロー
タの断面もあわせて示している。回転＠（７）に固定さ
ｎた回転円板（６）には、円周方向に機械角で８６度毎
の等ピッチで、軸方向にｌＯ極＠磁されたリング状の永
久磁石（５）が固着さｎる。回転軸（７）を回動可能に
支持する軸受（３）にはステータの主要部となる磁性板
（４）が一体固定さｎｌこの上に電機子コイル（ｕｌ）
（ｗ２）とホール素子（α）〜（γ）とが固定さｎてい
る。

第２図はこの発明のトランジスタモータの制御ｉｔの一
実施例である。図においてＣυ、囮、鵠は前述のモータ
のＵ、Ｖ、Ｗ相の電機子コイルを示している。ホール素
子（α）、Ｃｌ９）および（γ）の各差動出力は、線形
増巾回路ａυ、＠および（至）で線形増巾される。抵抗
器Ｑ１）と０η、＠とに）、および翰と（ト）は七〇そ
れ線形増巾回路αυ、（６）、　Ｑ３のそれぞｎのゲイ
ンを定めるためのものであシ、今とわらのゲインは全て
等しくなる抵抗値に設定されている。輪は位置センサ出
力調整回路を構成する電圧設定（ロ）路であって、ゲイ
ンの十分高いアンプ６υと鏝を主体に構成さｎている。

電源（ｖｌ）と（ｖ２）は直列接続さｎているが、この
電源がこの制御装置の電源である。この（ｖｌ）と（ｖ
２）の接続点の電位、つまり！隙の中間電位をＶＫとし
たとき、このＶＫｗＩｔ位から見た電圧設定回路−の正
と負の出力電圧ＶＨとＶＧは、正負に対称な電圧として
現わｎる様に構成さ０ている。つまシ、抵抗器６７）の
図示方向の電圧降下に比例する値の正電圧が、抵抗器−
と■およびアンプ争υによってｖＨなる値として得られ
、同じく負電圧が抵抗器例と■およびアンプ拗によって
ＶＧなる値として得られる。抵抗器もηの電圧降下がな
ければ、ＶＨ，ＶＧ各電位ともＶＫなる電位に等しい。

！これらのｖｕ、ｖＧ８電圧がホール素子（α）、（β
、（γ）の並列接続さｎた入力端子の両端電圧になる。

ホール素子の差動出力端子の直流電位は、通電入力端子
間電圧の百の値として得られるので、ホール素子の差動
出力電圧はｔＩＩｔ源の中間値ＶＫを中心に、はぼ正負
に得られる。抵抗器６ηに電圧降下が発生しないときは
、ホール素子の各差動出力はいすｎもＶＫなる値の一定
値であり、従って線形増巾回路０υ、αつ、（２）の出
力も直流的にＶＫなる値のく、コイルに電流が流ｎるこ
とはなくモータに同転力は与えられない。

電機子コイル０υ、（転）、−に印加される電圧値ｖｕ
、　ｖｖ、　ｖｗの値は正電圧加算回路参υと負電圧加
算回路輸への入力信号、つまシこの制御装置のフィード
バック信号ともなっている。正電圧加算回路６］）では
ダイオード（６１７）、　（６１Ｂ）、　（６１９）を
介して前述の電圧ＶＵ、　ＶＶ、　ＶＷの値のうち、第
１の基準値ＶＣよシも正の値のものをうけて、等しい値
の抵抗器（６１４）、　（６１５）、　（６１６）によ
シこれらの電圧を電流値に変換する。なおここで、第１
の基準値ＶＣとは、電源の中間値ＶＫよシも低い値であ
シ、第２図の装置への外部からの基準指令信号である制
御信号ｖＩをもとに、後述のバッファ１路■にて作成さ
れる。演算増巾器（６１０）と抵抗器（６１２）とによ
って正電圧加算回路値υの出力電圧ＶＡには、入力信号
のうち、前述のＶＣなる値よシも正の値のものの和の値
が、ＶＫ値を中心に見たとき、符号を変えて負の−で得
らｎる。なおダイオード（６１１）は、入力信号をうけ
るためのダイオード（６１７）（６１９）のえん層電圧
と温度変化をキャンセルするためのものである。負電圧
加算回路■は、正電圧加算回路（６１）とはコンプリメ
ンタリの間係にある。入力信号ＶＵ、　ＶＶ、　ＶＷを
取り込むダイオード（６２７）、　（６２８）。

（６２９）と、ダイオード（６２１）とがそれぞれ対応
する正電圧加算回路−のそれに比較して逆極性である。

また正電圧加算回路６υの中で、正の値を判定するため
の基準になったＶＣなる第１の基準値は負電圧加算回ｗ
！Ｉ−の中では負の値を判定するための第２゛の基準値
であるＶＤなる値に置換される。

このＶＤなる値もＶＣなる値と同じく後述のバッファ■
中にて作られるが、電源の中間値ＶＫを中心に見て、Ｖ
ＣとＶＤの値は正負対称である。負電圧加算回路−の出
力電圧ＶＢには、従って、入力信号のうち、前述のＶＤ
なる値よりも負の値のものの和の値が、ＶＫ値を中心に
見たとき、符号を変えて正の値で得られる。

第２図中、翰は外部から第２図の装置へ与えら口るＡｍ
指令信号である所の制卸信号ｖｌを入力とし、この制御
信号に比例する量定出力電流を得るための電流源回路で
あり、換言すれば制御信号変換回路である。図にはエミ
ッタフォロワ構成さｎた回路例を示すが、ここでトラン
ジスタの）の電流増巾度は十分大きいものとする。この
制御信号変換回路の出力は後述の偏差増巾回路軸中の抵
抗器−の電圧降下の値に変換さｎる。従って、電源の中
間値ＶＫから電流源回路（７Ｇの出力電圧ＶＦ’を差し
引いた値は制御信号Ｖ’Ｉに比例した値となる。

翰はバッファ回路であって、＊Ｓの中間値ＶＫを中心に
、前述のＶＦなる電圧を正に変換、シた値の第２の基準
値ＶＤと、このＶＤなる値を再びＶＫ値を中心にゲイン
１で折シ鼓した値の第１の基準値Ｖａとを作成する回路
である。ＶＫ値を中心に前述のＶＤ値からＶＤ値を作る
際に符号は負から正に変換されるが、ゲインは抵抗器（
へ）と曽とで定められる。抵抗器例のｍが抵抗器（へ）
の値に比べて４分の１ならゲインは０．２５．８分の１
なら０．８８というような値となる。このバッファ回路
■の出力であるＶＤとｖＯＯ値は、前述の負電圧加算回
路６２と正電圧加算回路ＩＩＩのそれぞれ基準電位とな
る。

第２図の輪は偏差増巾回路である。演算増巾器Ｏυの出
力電圧ＶＢには、前記正、負電圧加算回路わυ、勧４の
各出力ＶＡ、ＶＢの値の差の電圧が演算して得られる。

つまシミ源の中間値ＶＫと演算増巾路ＯＤの出力電圧Ｖ
Ｋとの差の電圧値が前述のＶＢ。

ＶＡ各出力電圧間の差の電圧値に一致する。抵抗器嗅、
−と抵抗器−９−の値を適宜定めることによって、前述
のＶＢ、　ＶＡ　ｗ１圧差を所望の電圧差に圧縮して検
出することができるが、この演算増巾器０］Ｊを主にし
て成る差電圧検出回路は公知であシ詳細な説明は省略す
る。偏差増巾回路中の演算増巾器（イ）の逆相入力端子
には抵抗器−を介して前述の差−圧検出回路の出力が接
続される。また、この演算増巾器Ｖ４の正相入力端子に
は既述の如く、この制御装置の制御信号Ｖ工に比例した
信号電圧■が入力さｎ、ている。ここで抵抗器−の抵抗
値が抵抗器−のそ口に比べて十分大きければ、この制御
装置全体として、制御信号ＶＩに対応する一定値ＶＦと
、前述の差電圧検出回路１ｅ１）の演算増巾器を中心と
する回路）の出力電圧ＶＥとが一致する様に動作する。

すなわち、もしもＶＢ値よυも■値の万が従前は一致し
ていたにもかかわらず低くなると、演算増巾器−の出力
電圧が従前よりも低下する。この値はダイオード（１０
０）を介して、電圧設定回路−内の抵抗器６ηの電圧降
下を従前よりも大きくシ、その結果、ホール素子への印
加電圧つまりＶＨとＶＧの電位差が従前よシも大きくな
って、モータの電機子コイルへの印加電圧ＶＵ、　ＶＶ
、　ＶＷの値の絶対値が大きくなる。この絶対値の増力
旧よ正、負電圧加算回路−，輪の出力電圧ＶへＶＢ間の
・差電圧を大きくし、もって偏差増巾回路中の差電圧検
出回路の出力ＶＥＯ値を大きくすることになる。よって
ＶνとＶＥの値は常時はぼ等しくなる様に、第２図の制
御装置は機能する。

以上、第２図の回路構成と、各部の働きにつし１て述ぺ
たが、総合的に言えば、電機子コイルへの印加電圧ＶＵ
、　ＶＶ、　ＶＷの中で、第１の基準値ＶＣよシも高い
電圧の和と、第２の基準値ＶＤよシも低１．％電圧の和
をとって、これらの電圧の和が、制頃１信号Ｖｌに比例
する値に常時一致する様に制御する回路が第２図の制御
装置であるということになる。

そして、ギの被制御要素が位置センサであるホール素子
である。

さて以上の様に構成された第２図の制御装置を、第１図
に示した如き８相のモータの制御に供する場合について
説明する。今、永久磁石（５）の着磁は正弦波状になさ
れ、ロータは一定の角速度で回転しているものとする。

このときＵ、Ｖ、Ｗ各相のＸｌ＆子コイルに誘起する細
、圧波形は正弦波状であって、ピーク値も等しいものと
する。実際上、電機子コイルの形状、起重は機械的に精
度よく定めることができるので、この仮定は現実にもほ
ぼあてはまる。間離は半導体であるホール素子の差動出
力であって、この出力は素子への鎖交磁束に対して線形
関係を維持することはできるが、（α）、（ｆｉ）。

（γ）各素子間の正弦波状のピーク値を等しくすること
は瞭しい。ここでは今、これらのピーク値が仮シに等し
いものとする。

第８図はロータの回転角度θを電気角で表わして、各相
の電機子コイルに印加さ口る電圧ＶＵ、　ＶＶ。

ＶＷを点線で示したものである。ここで横軸の直流電圧
レベルは、すでに説明した様に第２図の装置における電
源の中間値ＶＫである。

第８図について、ｖＵ電圧の０から正への立上りの起点
をθ＝θ度とし、ｖｔｙ、　ｖｖ、　ｖｗ各矩、圧はい
ずれも理想的な正弦波とする。こ口らの正弦波の正のピ
ーク値を＋１なる値とし、第２図の正電圧加算回路１１
）の第１の基準値ＶＣはＶＫより克て−Ｘに、したがっ
てまた負電圧加算回路曽の第２の基準値ＶＤは籟よシ見
て＋Ｘに対応することになる。

′θ＝８０度の点における正電圧加算回路の出力電圧Ｖ
Ａのうち、ＶＫ　１ｌｊｊ、位を０電位とみなして演算
された結果の偏差値Ａは、ＶＣなる電位を基準にＶＵと
■の電位が共に等しくなるａ点の電位を加算して、その
符号を反転したものが得られるので、次式の様に表わさ
れる。

Ａ＝−（０，５＋Ｘ＋０．６＋Ｘ　）＝−１−２ｘ　　
　　・＝（１）負電圧加算回路の出力電圧ＶＢについて
も、同様に）演算された結果の偏差値Ｂは、ＶＤなる基
準電圧をもとに、ＶＶのｅ点電位を演算して、その符号
を反転して得ら口るので、（１）式と同様に次式の様に
表わされる。

１Ｂ＝−（−１−Ｘ）＝１＋Ｘ　　　　　　　　　−（
２）したがって第２図の偏差増巾回路（イ）中における
、演算増巾器υｌを主にしてなる差電圧検出回路の出力
ｖｇは、上記（２）式から（１）式を差し引いた値とし
て得ら口、これもＶＫ　ｇＩＬ位を０亀位とみなして演
算された結果の偏差値Ｅについて示すと、Ｋ＝２＋８ｘ
　　　　　　　　　　　　　　　・・・（３）次にθ＝
６０度の点においては、正電圧加算回路はＶＵ　＊圧の
０点とｖ′ｗｔ圧のｂ点との双方の値を′＠算加算し、
また負電圧加算回路はＶＶ　＠圧のｆ点とｖ′ｗ電圧の
ｂ点との双方の値を演算加算する。ｖＷ電圧のｂ点はｖ
ＣｉＩ！ｒ位よシも正で、かつＶＤ　堵、位よシも負で
あるから、正、負双方の加算回路において共に演算加算
さｎる。これらの正。

負加算回路の出力ＶＡ、　ＶＢの値をもとに、差電圧検
出回路の出力電圧ＶＺの（３）式と同様の値Ｅを求める
と次式の様になる。

Ｅ＝’０．８６６Ｘ２＋４ｘ＝１．７８２＋４ｘ　　　
　　　−（４）第２図の制御装置においては差電圧検出
回路の出力ＶＢが、常に制御信号■工に比例する一定値
ＶＦに一致する様に自動制御さＯるものであるから、前
記（３）式と（４）式の値は等しくなけれはならず、こ
れから次式の関係が導かれる。

２＋８ｘ＝１．７８２＋４ｘ 、’、ｘ＝０．２６８　　　　　　　　　　　　　・・
・（５）つまシ、正、負電圧加算回路部υ、＠の演算の
基準となるＶＣ，ＶＢ値の絶対値Ｘは、出力電圧ＶＵ、
　ＶＶ。

■のピーク値の２６．８％に設定すればよｔ、）。この
値は第２図中のバッファ回路中における抵抗器■−の値
を適切に設定し、この値を作れは艮も）ことを意味する
。制御信号ＶＩに対応して定めらｆ′Ｌｔコ値ＶＦは、
上記ｖｗ値に等りいものであシ、このＶＦ、　ＶＢ値の
偏差値Ｅは上記（５）式のＸ値を代入すれば２．８０４
となる。したがって・ なる関係式をみたすとき、所望のＸの値〃；常に得られ
る。但し、正、負電圧加算回路、差電圧検出回路共に、
出力電圧ＶＵ、　ｖｖ、　ｖｗに対して１対１の比で演
算した場合であり、もしも途中で１対１０の如き比で演
算を行なうものであれば、この比の増率に逆比例する値
を上記（６）式のｋの値に乗する必要がある。

θ＝９０度の場合は、正電圧加算回路Ｏυでは第８図の
ＶＵ　ｔｋ圧のｄ点を、また負電圧加算回路−ではｖｖ
、　ｖｗ　電圧のｇ点をその演舞対象として、それぞれ
加算結果を出すが、これらの差をとる差電圧検出回路の
出力電圧ＶＫの偏差値Ｅは前記（３）式に一致する。そ
の他、θ＝８０度〜９０度以外のθの範囲は、６２８０
度〜９０度の領域の繰返しとなる。

ｖｅを基準に正電圧加算結果を単純に示せば第８図実線
Ｊの如き曲線となり、ＶＤを基準に負電圧加算結果を単
純に示せば第８図実線にの如き曲線となる。これらの加
算の基準となる電位をＶＸに移動させて、符号を反転さ
せたものが、正電圧加算回路１１）の出力ＶＡと、負電
圧加算回路−の出力ＶＢにあたる。第２図の制御装置で
は第８図の２本の前記曲線Ｊ、に間の差を一定にする様
に制御していると換言することもできる。これらＪ。

Ｋ間の差電圧は、ｖｔｒ、　ｖｖ、　ｖｗ電圧が共に正
弦波状でピーク値が等しいときは一定にはならない。小
−ル素子（ｍ、（１９）、（γ）に共に一定の電圧を印
加している状態の時、ＶＵ、　ＶＶ、　ＶＷ各電圧共に
ピーク値の等しい正弦波状の電１圧が電機子コイルに印
加されているものであるとすると、このときに第２図の
制御装置が働けば各相の印加電圧はやや歪んで、第４図
に示した実線の如き波形となる。黒丸印の付された個所
は本来の点線で示した正弦波形と一致する点を表わして
いる。このときのＶＵ　＊正値の正弦波形からの歪みの
最も大きな点は６ｍ　４５．５度の点であシ、歪み童は
約２．２％である。この値は小さいオーダーであって、
モータのトルクリップルに換算すれば、逆起電力のない
状態で同じく約２．２％でおる。以上の説明から明らか
な様に、第２図の制御装置を用いて、理想的な８相モー
タの正弦波電圧制御を行うと、ＩＩＪＩ子コイルへの印
加亀圧は２．２％程度の歪みしかないほぼ正確な正弦波
電圧波形となシ、実用上は全く問題がないことがわかる
。

以上の説明では、正電圧加算回路１１）の演算の第１の
基準値として、電源の中間値ＶＫよシも負の値であるＶ
Ｃ値を、負電圧加算回路−の演算の第２の基準値として
、電源の中間値Ｖｒよシも正の値であるＶＤ値を用いた
。しかし上記第１の基準値としてＶＤ値を、上記第２の
基準値としてＶＣ値を用いる様にＶＣ，ＶＤ各値を入れ
かえても、第２図の制御装置はこれを入れか蒐る前と同
様の機能を有するものでおる。即ち、上記（１）式のＸ
の値の符号を入ｎかえ、同じく上記（２）式のＸの値の
符号も入れかえると、ＶＣ値とＶＤ値を入れかえたこと
と同じになる。その結果、上記（３）式のＥの値は次式
の様になる。

’Ｂ２＝２−ａｘ　　　　　　　　　　　　　　　・・
・（７）θ＝６０°の点では、上記（４）式の解が第８
図中のｂ点の電圧を、正、負電圧加算回路双方が演算対
象として加算していた。しかしＶＣ値とＶＤ値を入ｎか
えた場合は双方共に演算対象から外すため、上記（４）
式は次式の様におきかえられる。

Ｅ＝０．８６６Ｘ２−２ｘ＝１．７８２−２ｘ　　　　
′＝・（８）上記（７）　、　（８）式が等しくなる条
件を求めると、このＸの値は上ｅ　（５）式の値に一致
する。この間の様子を第８図と同様のｙ、’ｙくなる面
線で表わしたものが第５図であり、ＶＣ，ＶＤ各値を入
れかえても艮０ものである。

次にホール素子の出力のうち、（−の素子出力のみ他の
φ）、（γ）の素子出力よりもピーク値が２０９６高い
場合について考える。第２図の札御装箪を用も）ずに、
そのま−１（ｍ、（β、（γ）のホール素子の出力を増
巾して電機子コイルに電圧を印加する正弦波駆動方式を
用いるものとすｎば、Ｕ相の発生するトルクのみが他の
相のトルクよシ大きく、逆起電力を無視した状態（モー
タロックの状態に相当する）でトルクリップルは約１８
．８％、逆起電力が印加電圧の半分あれば、約２６．６
％のドルクリ゛ソブルを発生する。第一２図の制御装置
を用いｎば、第６図の実線で示した様なＶＵ、　ＶＶ、
　’Ｖ’Ｗなる電圧が、Ｕ、Ｖ。

Ｗ各相電機子コイルへの印加電圧となる。無制御状態で
はＶＵ亀電圧理想的な点線の状態でなく、一点鎖線の様
になる所を、制御装置の働きによって実線の位ｔｉ［ま
で抑制される様子を示している。

ｖｖ、　ｖｗ亀電圧理想的な点線の状態から実線の状態
へ抑圧される。丙申の数字は理想波形のピーク値を１と
したときの抑圧時の相対的な比の数値を表わしている。

このとき逆起電力を無視した状態では約５．８％のトル
クリップルに、逆起電力が印加電圧の半分の時には約１
１．５９６のトルクリップルとなり、無制御状態時のト
ルクリップルの約４８％に抑圧さｎる。ホール素子のゲ
インのバラツキは、小さいものを８個１組として使う程
、トルクリップルが小さくなることはいうまでもないが
、トルクリップルが無制御時に比較して４８％に抑制で
きる第２図の制御装置を用いればホール素子個々のゲイ
ンを調整する手段を設ける必要はないものである。

次に、ホール素子に鎖交する磁束が正しく正弦波ではな
く、若干ピーク値が抑制さｎた状態の場合について考慮
する。第７図にその場合の一例を示す。ホール素子（ｍ
、（７９）、（γ）の出力のピーク値は同一であるが、
いずれも理想の正弦波に対して１０％のピーク値を持つ
第８次高調波成分を含む場合について示しており、これ
らをそのまま増巾してＵ、Ｖ、Ｗ各相の電機子コイルへ
印加する電圧ＶＵ、　ＶＶ、　ＶＷとして実線で示した
。点線で示した理想正弦波に対して、ｖ８なる実線で示
す第８次高調波成分が各相に加算されたものがＶＵ、　
ＶＶ、　Ｖ’Ｗなる電圧となる。この場合、第２図の制
御装置を用いる時、正、負電圧加算回路１１）　、ｉ４
の演算の基準となるｖｃ、　ＶＩ）　ｋ圧の絶対値Ｘは
前記（５）式で求めた値、つまり　ｘ　＝　０．２６８
に第８次高調波の基本波に対する比率を加えた嶺が新た
なＸの値となる。つまシ第７図の例ではｘ　＝　０．２
６８　＋０．１　＝　０．８６８である。これは、前記
（３）式の中に第８次高調波のピーク値が入って来る結
果によるものであり、これと（４）式とを等しくするこ
とからＸ値が定められるためである。すなわち前記（１
）式は−１，２−２Ｘと表わさｎｌ（２）式は０．９＋
ｘと表わされるので、この結果（３）式は２．１　＋８
　ｘとなる。第８次高調波の影暢がない（４）式と、こ
の値とを等しくする条件から、２．１＋１１ｒ＝１．７
８２＋４ｘなる関係が得られ、故にｘ　＝　０．８６８
となる。この様に正弦波から、どの程度歪んだ波形の磁
束がホール素子に鎖交するかによって、このＸの値を加
減してトルクリップルを極小にするポイントを選択する
ことができる。Ｘの値の調整はすでに説明した様に第２
図の装置中のバッファ回路■における抵抗器−又は輪の
値を決定することによシ行なわれる。この決定作業はモ
ータの構造、つｔｂモータの型式、形状を定めるときに
行なわｎ１同一構造のモータにおいて一台一台行なう必
要はなく、この時は一定の値の抵抗値にしておけば良い
。この訳は、ホール素子の位瀘や種類と、永久磁石の杓
寅や形状は、モータの型式が定められたとき、同一の形
状のモータでは同一の条件下にあり、従って磁束の高調
波歪の割合もほぼ同一と判゛断できるためである。モー
タのトルクリップルについては電機子コイルへの印加電
圧波形に高調波歪を持たない場合と同様である。８次高
調波については、実際上、最も大きな歪の成分であるが
、８相モータでは各相に同相の８次高調波成分が印加さ
れる結果、キャンセルしてトルクリップルとはならない
。また原理上、偶数調波分はほとんど存在せず無視して
良く、５次、７次の高調枝分は絶対値が次数に比例して
小さいため、検討項目からｉ外してもさしつかえないも
のである。なお詳細な計算過程は省略するが、８次高調
波のピーク値が基本　′波のピーク値に対して１０％含
まわる場合の、第２図の制御装置による。制御を行なえ
ば波形の歪みは約０．４９６程度になって理想的な正弦
波形の場合よシも歪みは小さくなシ、従ってまたトルク
リップルも小さくなる。

次にＶＵ　９１圧のみにオフセット電圧がある場合につ
いて考える。第８図の実線で示したＶＵ、　ＶＶ。

ＶＷなる波形は第２図の制御装置によってＵ、Ｖ。

Ｗ相の各電機子コイルへ印加される電圧の波形を表わし
ている。このとき理想的な正弦波形が点線で各相共示さ
れるのに対して、Ｕ相のみ一点鎖線で示ス如く、ピーク
値の１５９６の正側へのオフセットｖＯを持つ場合につ
いて表わしである。図中の数字はいずれも理想的な正弦
波のピーク値を１として相対的に示したものである。Ｕ
相に現わｎるオフセットを補償するべく各相の印加電圧
が変化する様子が示さ口ているが、オフセットのない状
態での０２９０度の点におけるトルクを１００とした場
合、１６９６のオフセットρ工１相にあればトルクは約
１０４．４から９９．８まで変化する。但し、逆起電力
を無視した場合でアシ、印加電圧の半分の逆起電力があ
る場合には約１０９から９９まで変化する。

いすｎにしても１５％のオフセットがあっても、トルク
リップルとしては６％弱に抑制できることをこれは意味
している。

第２図の制御装置の中で、バッファ回路輪中の抵抗器■
を短絡すわば、正、負電圧加算回路輯）。

−の演算の第１及び第２の基準値となる電位ＶＣ。

ＶＤを共に、ｗＩＬ源の中間値ＶＫに設定したことにな
る。その場合は一相分の印加電圧のみについて示すと、
第９図の実線の様になる。各相共解同−の電圧波形とな
り、いわゆる６０度台形波駆動となる。この場合、ホー
ル素子の出力の素子間のゲイン差や、オフセット電圧に
差があったとしても、台形波の傾きの差が各相間で出る
ものの、トルクリップルにはほとんど影巻がない。ただ
し、６０度台形波駆動方式が持つトルクリップルは基本
的に除去されず、その値は正弦波状の印加電圧を与える
前述の説明の方式に比較して大きい。たとえば、第９図
でＵ相にＶＵなる実線の印加電圧を与え、Ｕ相の逆起電
力が一点鎖線の様に得らｎているならばＵ相に流れる電
流は実線で示す工Ｕの如き波形となシ、θが６０度及び
１２０度付近で大きな電流値になる。この部分が点線で
示した正弦波状の電流から大きく外ｎている所であり、
鰻も大きなトルクリップルを生む。しかし、逆起電力が
ないときに約１８．８％、印加電圧の半分の逆起電力が
ある場合に約２６．６％程度のリップルになるもｔので
おって、根本的に問題となるほどの鴬ではない。

この６０度台形波制御は、比較的高速で同転するモータ
の場合に有効である。つまシトルクリップルの周波数は
基本波の６倍の縄波数となるため、高速モータではその
周波数が十分高いレベルに移り、回転ムラにはほとんど
関与しないと考えて良いためである。ホール素子のオフ
セットやゲイン差に影響さ口る所の、基本波の周波数と
同じ周波数６を持つトルクリップルをさけたいときには
、この６０度台形波駆動方式は有効である。

第１０図はこの発明の他の実施例を示すが、第２図の制
御装置の中で異なる部分のみを取出して示したものであ
る。すなわち、第２図の装置では装置のフィードバック
信号として、電機子コイルへの印加電圧を正、負ｗＩＬ
８１１．加算回路に入力信号として与えることによりそ
の動作を行なうものであった。七〇に対して第１０図で
は装置のフィードバック信号として電機子コイルに流れ
る電流を取り出して、こｎを正、負電圧加算回路１υ、
−への入力信号として与える様にしたものである。抵抗
器−、Ｑ５．１ｔＨ，ｔそ口ぞｊＬＵ、Ｖ、Ｗ相のコイ
Ｊｌ／Ｇ４υ。

旧、＠４に流ｎる電流を検出するために付加したもので
あり、アンプｈ７＞、ｗ、帆は、七〇それ抵抗、器−９
曲、−に流れる電流による電圧降下を増巾するだめに設
けたものである。これらのアンプの増巾度は抵抗器（４
７１）、　（４７２）、・・・（４９２）によって定め
られるが、電流検出用の抵抗器−、Ｗ、に）の抵抗値も
含めて、印加電圧ＶＵ、　ＶＶ、　Ｖ’Ｗと同レベルの
電圧値まで増巾することとすれば、第１０図図不以外の
部分は第２図の装置の対応する他の部分と全く同一で良
い。以上の様に構成さｎた第１０図の制御装置では、第
２図の制御装置を説明して来た上記説明において、出力
電圧ＶＴＪ、　ＶＶ、　ＶＷにかわシ、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に
流れる電流工Ｕ、工Ｖ、工Ｗにおきかえれば動作の説明
はそのまま適用される。

はじめに、第２図のバッファ翰内の抵抗器（へ）を短絡
して第１θ図の電流制御に供する場合について説明する
。−相に流れる電流波形は第９図の実線のＶＵなる波形
と相似になるが、電流は６′θ度台形波電流となり、モ
ータのトルクリップルは逆起電力の有無にかかわらず常
に約１８９６程度になる。

そして、ホール素子個々の間のゲイン差やオフセットの
差にはほとんど影暑さ口ないので、十分低速のモータの
制御にも供しうる。トルクリップルの値は１２０度通電
制御の場合と同程度であるが、１８０度の全領域にわた
り電流が流れ、ホール素子の出力が０となる近傍では電
流も゛はとんど流ｎなくなるため、電流の転流時の瞬断
が起こることはなく、振動、ｈ音もほとんど発生しない
。

ホール素子の出力波形が正弦波状であって、各々の素子
の出力のピーク値も等し５ｊ）ときは、各相の電機子コ
イルに流れる電流波形は第４図の実線の様になる。この
とき、逆起電力の有無にかかわらずトルクリップルの割
合は一定であって約２．５％程度の小さなものである。

但し、このとき、正。

負電圧加算回路Ｉυ１輪の演算の基準となるＶＣ，ＶＤ
値の絶対値Ｘは前述の（５）式の値を適用するものとす
る。ホール素子の出力電圧について個々の素子の間でゲ
インに差があったシ、オフセットに差があったシする場
合、各相に流れる電流の波形はそれぞｒｔ第６図、第８
図の実線の様に得らｎる。モータのトルクリップルの値
は波形の歪みの割合にそのまま比例し、電圧制御を行な
う場合に説明した値の中で、逆起電力が無い場合の値が
モータのトルクリップル値となり、電流制御を行なう第
１０図の場合には、逆起電力の有無にかかわらずこの値
が一定であることが特徴である。この様に、電圧制御を
行なう第２図の装置に比較して、第１０図の制御装置に
よる電流制御を行なう方式では、逆起電力の有無にかか
わらす、モータのトルクリップルが一定であシ、かつこ
の値は小さいも。

のである。したがって、トルクリップルの値を小さく抑
えることを特に求める場合には、第２図の装置に比較し
て、多少複雑にはなるが第１Ｏ図の装置が優ｎる。

以上の説明では８相モータへの適用例に限っていたが、
本発明の装置は５，７．９相等の奇数（２ｔＨ−１＋　
Ｎは整数）相のモータにすべて適用可能なものである。

その場合、相数に一致する数の線形増巾回路を設け、正
、負電圧加算回路の入力には相数に一致する数のダイオ
ードと抵抗器を用意し、また位置センｌすであるホール
素子としては相数に対応する信号が得らｎるだけの数を
そろえて各相に対応する線形増巾回路へめ入力信号を供
給する様にすわば良い。正、負電圧加算回路の演算の基
準となるＶＣ，ＶＤ値の絶対値Ｘの値は相数に応じて、
また位置センサ信号の正弦波形からの歪みの割合に応じ
て適宜定めることができる。また別に、本発明の制御装
置が制御対象とするモータは、第１図の例の如きフラッ
トタイプのスロットレスモータに限らない。スロット付
であっても、回転軸に平行なエアギャップを持つモータ
であっても良いものである。さらに位置センサとしてホ
ール素子のみをここでは扱ったが、電機子コイルに鎖交
する磁束の量もしくはそれに相当する量の信号を検出し
うるセンサであれば、いかなる種類のものであっても良
いことはいうまでもない。

以上の説明から明らかな様に、この発明の装置によれは
、位１ｔ−ｈンサ′出力を線形増巾して電機子コイルに
印加するに際し、電機子コイルに印加される電圧または
通ＷＩｔｔＩＩＬ流を、第１（第２）の基準値と比較し
て、それよシも正（負）であるものを正（負）電圧加算
回路で演算し、正、負電圧加算回路の出力差が、この装
置への外部からの基準指令信号である制御信号に対応す
る一定値となる様に制御する。この結果、位置センサの
出力側々の間でレベルに差があっても、またオフセット
に差があっても、それにもとづくトルクリップルを大巾
に抑制し軽減するので位置センサ個々のゲイン差やオフ
セット差をあえて調整する必要がなく、トルクリップル
の少ないトランジスタモータの制御装置とすることがで
きる。また電機子コイルへの印加電圧は正弦波状または
台形波状であるからスイッチング制御のようなオン、オ
フ動作は行なわなく、出力端子に比較的大きな容量を含
むフィルタ回路が不要とυるものである。

【図面の簡単な説明】

２図はこの発明の一実施例の回路図、第８図〜第８図は
それぞれロータの回転角θに対する電機子コイルの印加
電圧波形図、第９図はロータの回転角θに対する電機子
コイルの印加電圧波形図および電機子コイルへの通電電
流の電流波形図、第１０図はこの発明の他の実施例の回
路図である。 図において、αυ、ａ２．α）は線形増巾回路、←υ。 鱒４．瞥はＵ、Ｖ、Ｗ相の電機子コイル、−９■。 ■はＵ、Ｖ、Ｗ相に流れる電流を検出するための抵抗器
、いりは正電圧加算回路、輪は負電圧加算回路、印は位
置センサ出力調整回路、■はバッファ回路、銅は偏差増
巾回路、翰は制御信号変換回路、（α）、（ｄ）、（γ
）は位置センサを構成する小−ル素子である。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。 代理人　　　葛　野　信　−

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）多相電機子コイルの各相コイルに鎖交する磁束と
   同相の電気信号を検出し出力する複数の位置センサ、こ
   れらの位置センサからの出力をそれぞれ増巾し上記多相
   電機子フィルにモータ駆動電圧を印加する複数の線形増
   巾回路、あらかじめ設定された制御信号に対応した第１
   の基準値およびこの第１の基準値とは所定の比率のレベ
   ルを有する第２の基準値を出力するバッファ回路、上記
   線形増巾回路の出力電圧あるいは上記多相電機子コイー
   ルに流れる電流の電圧変換値のいずれか一方を入力信号
   としこの入力信号との差が正の成分を加算する正電圧加
   算回路、上記入力信号との差が負の成分を加算する負電
   圧加算回路、上記正電圧加算回路と上記負電圧加算回路
   との出力電圧の差を検出しこの差の値を上記制御信号に
   従う一定値となるように制御する偏差増巾回路、および
   この偏差増巾（ロ）路の出力゛に応じ位置センサの出力
   −、圧レベルを調整する位置センサ出力調整回路を備え
   たトランジスタモータの制御装置。
2. （２）バッファ回路が出力する第１の基準値と第２の基
   準値とはほぼ等しい値になっていることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載のトランジスタモータの制御装
   置。