JPH0444517B2 - - Google Patents
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- JPH0444517B2 JPH0444517B2 JP57079479A JP7947982A JPH0444517B2 JP H0444517 B2 JPH0444517 B2 JP H0444517B2 JP 57079479 A JP57079479 A JP 57079479A JP 7947982 A JP7947982 A JP 7947982A JP H0444517 B2 JPH0444517 B2 JP H0444517B2
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- BGPVFRJUHWVFKM-UHFFFAOYSA-N N1=C2C=CC=CC2=[N+]([O-])C1(CC1)CCC21N=C1C=CC=CC1=[N+]2[O-] Chemical compound N1=C2C=CC=CC2=[N+]([O-])C1(CC1)CCC21N=C1C=CC=CC1=[N+]2[O-] BGPVFRJUHWVFKM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
この発明は２相トランジスタモータの駆動にお
いて、特にトルクリツプルを抑制して円滑な回転
を行なわせるための２相トランジスタモータの制
御装置に関するものである。
いて、特にトルクリツプルを抑制して円滑な回転
を行なわせるための２相トランジスタモータの制
御装置に関するものである。
［従来の技術］
ロータの界磁源としての永久磁石を持つオーデ
イオ、ビデオ機器用のこの種モータでは、ロータ
の回転に伴う振動、騒音が製品の性能を左右す
る。なかでも回転ムラは最も重要な要素である。
これらはステータに設けられた電機子コイルに流
れる電流によつて、ロータの永久磁石に回転力が
伝えられるときに生じる回転力のムラ、すなわち
トルクリツプルがこの回転ムラを引き起こす最大
の要素になるので、この種モータではトルクリツ
プルを軽減することが肝要である。
イオ、ビデオ機器用のこの種モータでは、ロータ
の回転に伴う振動、騒音が製品の性能を左右す
る。なかでも回転ムラは最も重要な要素である。
これらはステータに設けられた電機子コイルに流
れる電流によつて、ロータの永久磁石に回転力が
伝えられるときに生じる回転力のムラ、すなわち
トルクリツプルがこの回転ムラを引き起こす最大
の要素になるので、この種モータではトルクリツ
プルを軽減することが肝要である。
トランジスタモータにおいては、従来、一般に
ロータの位置検出手段としてホール素子を用い、
この素子の出力をそのまま電力増幅して電機子コ
イルへの印加電圧としたり、この素子の出力に比
例する電流を電機子コイルに通ずるように制御す
る方法がとられてきた。この方法は、２相では
sin2θ＋cos2θ＝１なる恆等式を応用して、原理
上トルクリツプルが無くなるようにモータの駆動
を行なわせようとすることが知られている。
ロータの位置検出手段としてホール素子を用い、
この素子の出力をそのまま電力増幅して電機子コ
イルへの印加電圧としたり、この素子の出力に比
例する電流を電機子コイルに通ずるように制御す
る方法がとられてきた。この方法は、２相では
sin2θ＋cos2θ＝１なる恆等式を応用して、原理
上トルクリツプルが無くなるようにモータの駆動
を行なわせようとすることが知られている。
［発明が解決しようとする課題］
この場合、制御要素として位置センサであるホ
ール素子を相数と同じく２個設けて制御するもの
であるが、ホール素子の個々において、感度や直
流オフセツトがばらついているため、実際にはト
ルクリツプルが発生する。したがつて、この方法
ではトルクリツプル軽減のために感度調整や直流
オフセツト調整などの調整手段が必要になるとい
う不都合が生じていた。
ール素子を相数と同じく２個設けて制御するもの
であるが、ホール素子の個々において、感度や直
流オフセツトがばらついているため、実際にはト
ルクリツプルが発生する。したがつて、この方法
ではトルクリツプル軽減のために感度調整や直流
オフセツト調整などの調整手段が必要になるとい
う不都合が生じていた。
この発明は以上の点に鑑みてなされたものであ
り、ロータの位置センサとしてホール素子を用い
る制御装置であるが、モータ１台ごとにホール素
子の出力または電機子コイルへの印加電圧を調整
することなく、各相の振動のばらつきあるいは中
心電位のずれを抑制したトランジスタモータの制
御装置の提供を目的とするものである。また本発
明は、２相トランジスタモータであるから、３相
以上のモータ駆動回路のように各相コイルの一端
を駆動回路の各相出力に接続し、他端をすべて共
通に接続してフローテイングにしておけばよいと
いうわけにはいかない。
り、ロータの位置センサとしてホール素子を用い
る制御装置であるが、モータ１台ごとにホール素
子の出力または電機子コイルへの印加電圧を調整
することなく、各相の振動のばらつきあるいは中
心電位のずれを抑制したトランジスタモータの制
御装置の提供を目的とするものである。また本発
明は、２相トランジスタモータであるから、３相
以上のモータ駆動回路のように各相コイルの一端
を駆動回路の各相出力に接続し、他端をすべて共
通に接続してフローテイングにしておけばよいと
いうわけにはいかない。
本出願人は特願昭57−21526号（特開昭58−
139687号公報）において多相トランジスタモータ
の制御装置を提案した。
139687号公報）において多相トランジスタモータ
の制御装置を提案した。
多相すなわち３相以上のモータ駆動回路のよう
に各相コイルの一端を駆動回路の各相出力に接続
し他端をすべて共通に接続しておくと、２相モー
タの場合は、各相コイルに流れる電流が一致して
しまい相間に電気角の偏位を生じさせることがで
きないから必ず共通の電位が必要となる。
に各相コイルの一端を駆動回路の各相出力に接続
し他端をすべて共通に接続しておくと、２相モー
タの場合は、各相コイルに流れる電流が一致して
しまい相間に電気角の偏位を生じさせることがで
きないから必ず共通の電位が必要となる。
本発明では中点電位出力回路という特別な回路
を設け中点電位として上記共通の電位を供給しよ
うとするものである。以下図面にもとづいてこの
発明の装置について説明する。
を設け中点電位として上記共通の電位を供給しよ
うとするものである。以下図面にもとづいてこの
発明の装置について説明する。
［実施例］
第１図はこの発明の一実施例の制御装置が対象
とする２相トランジスタモータの一構成例を示す
図である。同図ａはステータ部分の上面図であ
る。細い導線が多数回巻回された電気子コイルｕ
１，ｕ２が直列接続されて電機子コイルＵを構成
し、同じくｖ１，ｖ２が直列接続されて電気子コ
イルＶを構成する。そして、Ｕ，Ｖ各コイル間は
機械角で67.5度の角度をもつて配置される。また
ステータ上の軸受８に支持された回転軸７に一体
固定されている回転板６に固着された永久磁石５
は、均等ピツチで８極着磁されている。したがつ
て、電気子コイルＵ，Ｖ間には電気角で90度の位
相差がある。ホール素子α，βはロータ界磁永久
磁石の位置を検出する位置センサであり、それぞ
れコイルＵ，Ｖの円周方向右側のコイル線輪が鎖
交する磁束と同相の電気角の磁束を検出する。
とする２相トランジスタモータの一構成例を示す
図である。同図ａはステータ部分の上面図であ
る。細い導線が多数回巻回された電気子コイルｕ
１，ｕ２が直列接続されて電機子コイルＵを構成
し、同じくｖ１，ｖ２が直列接続されて電気子コ
イルＶを構成する。そして、Ｕ，Ｖ各コイル間は
機械角で67.5度の角度をもつて配置される。また
ステータ上の軸受８に支持された回転軸７に一体
固定されている回転板６に固着された永久磁石５
は、均等ピツチで８極着磁されている。したがつ
て、電気子コイルＵ，Ｖ間には電気角で90度の位
相差がある。ホール素子α，βはロータ界磁永久
磁石の位置を検出する位置センサであり、それぞ
れコイルＵ，Ｖの円周方向右側のコイル線輪が鎖
交する磁束と同相の電気角の磁束を検出する。
第２図はこの発明のトランジスタモータの制御
装置の一実施例である。図において、１１１，１
１２はそれぞれ前述モータのＵ，Ｖ相の電機子コ
イルを示している。ホール素子α，βの各差動出
力は、それぞれ線形増幅回路１０１，１０２で線
形増幅される。抵抗器６３と６４，６５と６６は
それぞれ線形増幅回路１０１，１０２のゲインを
定めるためのものであり、これらのゲインが等し
くなるように抵抗器６３と６４、および６５と６
６の抵抗値を設定する。２０１はホール素子への
入力電圧を制御する電圧設定回路である。電源Ｖ
１とＶ２は直列接続されているが、（Ｖ１＋Ｖ２）
なる電源がこの制御装置の電源である。このＶ１
とＶ２の接続点の電位、つまり電源の中間位置を
VKとしたとき、電圧設定回路２０１を構成する
アンプ１４および１５のそれぞれ正と負の出力電
圧VHとVGは、正負に対称な電圧として現れる
ように構成されている。つまり、第２図において
＋，−の符号を付した抵抗器６０の図示方向の電
圧降下に比例する値の正電圧が等しい大きさの抵
抗器６１と６２およびアンプ１４によつてVHな
る値として得られ、同じく負電圧がアンプ１５に
よつてVGなる値として得られる。抵抗器６０の
電圧降下がなければ、VH，VG各電位ともVKな
る電位に等しい。これらのVH，VG各電圧がホ
ール素子α，βの並列接続された入力端子の両端
電圧になる。ホール素子の差動出力端子の直流電
位は通常入力端子間電圧の1/2の値として得られ
るので、ホール素子の差動出力電圧は電源の中間
値VKを中心にほぼ正負対称に得られる。抵抗器
６０の電圧降下がなければ、ホール素子の各差動
出力の直流電位はいずれもVKなる値の一定値で
ある。したがつて、線形増幅回路１０１，１０２
の各出力もVKなる一定値となる。電機子コイル
１１１，１１２の共通接続点の電位は電源（Ｖ１
＋Ｖ２）の中間電位VKに接続された一定値であ
るから、この場合、各コイルに電流が流れること
はなく、モータに回転力は与えられない。
装置の一実施例である。図において、１１１，１
１２はそれぞれ前述モータのＵ，Ｖ相の電機子コ
イルを示している。ホール素子α，βの各差動出
力は、それぞれ線形増幅回路１０１，１０２で線
形増幅される。抵抗器６３と６４，６５と６６は
それぞれ線形増幅回路１０１，１０２のゲインを
定めるためのものであり、これらのゲインが等し
くなるように抵抗器６３と６４、および６５と６
６の抵抗値を設定する。２０１はホール素子への
入力電圧を制御する電圧設定回路である。電源Ｖ
１とＶ２は直列接続されているが、（Ｖ１＋Ｖ２）
なる電源がこの制御装置の電源である。このＶ１
とＶ２の接続点の電位、つまり電源の中間位置を
VKとしたとき、電圧設定回路２０１を構成する
アンプ１４および１５のそれぞれ正と負の出力電
圧VHとVGは、正負に対称な電圧として現れる
ように構成されている。つまり、第２図において
＋，−の符号を付した抵抗器６０の図示方向の電
圧降下に比例する値の正電圧が等しい大きさの抵
抗器６１と６２およびアンプ１４によつてVHな
る値として得られ、同じく負電圧がアンプ１５に
よつてVGなる値として得られる。抵抗器６０の
電圧降下がなければ、VH，VG各電位ともVKな
る電位に等しい。これらのVH，VG各電圧がホ
ール素子α，βの並列接続された入力端子の両端
電圧になる。ホール素子の差動出力端子の直流電
位は通常入力端子間電圧の1/2の値として得られ
るので、ホール素子の差動出力電圧は電源の中間
値VKを中心にほぼ正負対称に得られる。抵抗器
６０の電圧降下がなければ、ホール素子の各差動
出力の直流電位はいずれもVKなる値の一定値で
ある。したがつて、線形増幅回路１０１，１０２
の各出力もVKなる一定値となる。電機子コイル
１１１，１１２の共通接続点の電位は電源（Ｖ１
＋Ｖ２）の中間電位VKに接続された一定値であ
るから、この場合、各コイルに電流が流れること
はなく、モータに回転力は与えられない。
電気子コイル１１１，１１２に印加される電圧
VU，VVは正電圧加算回路２０２と負電圧加算
回路２０３への入力信号、つまりこの制御装置の
フイードバツク信号である。正電圧加算回路２０
２ではダイオード３８，３９を介して前述の電圧
VU，VVの値のうち第１の基準値VCよりも正の
値のものを選択して加算するために必要である
が、前述の電圧VU，VVをダイオード順方向電
圧分だけ降下させることになる。したがつて、こ
れを相殺するために、第１の基準値VCはダイオ
ード３６を介してアンプ１６の正相入力端子に接
続する。すなわち、ダイオード３６はダイオード
３８，３９の順方向電圧を相殺すると同時に、温
度補償も行なう。なお、ここで第１の基準値VC
の値は電源の中間値VKからみて正の値であり、
第２図の制御装置における外部からの設定信号で
ある制御信号VIをもとに、後述の加算基準設定
回路２０５にて作成される。アンプ１６と抵抗器
７１によつて、正電圧加算回路２０２の出力電圧
VAには、フイードバツク信号VU，VVのうち、
前述のVCなる値よりも高い値のものの和が得ら
れる。その値は前述のVKなる値を中心にみたと
き、符号を変えて負の値で得られる。負電圧加算
回路２０３は、正電圧加算回路２０２とは相補の
関係にある。入力信号VU，VVを取り込むダイ
オード４０，４１とダイオード３７とがそれぞれ
対応する正電圧加算回路２０２のそれに比較して
逆極性である。また、正電圧加算回路２０２にお
いて正の値を判別するための基準となつたVCな
る第１の基準値は負電圧加算回路２０３において
は、第２の基準値として中間電位VKより見て負
なる値のVDに置き換える。このVDなる値もVC
なる値と同じく後述の加算基準設定回路２０５に
て作成されるが、電源の中間値VKを中心に見
て、VCとVDの値は正負対称である。負電圧加
算回路２０３の出力電圧VBには、入力信号VU，
VVのうち前述のVDなる値よりも低い値のもの
の和の値が、VK値を中心にみたとき、符号を変
えて正の値で得られる。２０４は符号反転回路で
あり、その出力電圧VAAは正電圧加算回路２０
２の出力電圧VAを、VK値を中心にみて符号を
変えて正の値になるようにしている。
VU，VVは正電圧加算回路２０２と負電圧加算
回路２０３への入力信号、つまりこの制御装置の
フイードバツク信号である。正電圧加算回路２０
２ではダイオード３８，３９を介して前述の電圧
VU，VVの値のうち第１の基準値VCよりも正の
値のものを選択して加算するために必要である
が、前述の電圧VU，VVをダイオード順方向電
圧分だけ降下させることになる。したがつて、こ
れを相殺するために、第１の基準値VCはダイオ
ード３６を介してアンプ１６の正相入力端子に接
続する。すなわち、ダイオード３６はダイオード
３８，３９の順方向電圧を相殺すると同時に、温
度補償も行なう。なお、ここで第１の基準値VC
の値は電源の中間値VKからみて正の値であり、
第２図の制御装置における外部からの設定信号で
ある制御信号VIをもとに、後述の加算基準設定
回路２０５にて作成される。アンプ１６と抵抗器
７１によつて、正電圧加算回路２０２の出力電圧
VAには、フイードバツク信号VU，VVのうち、
前述のVCなる値よりも高い値のものの和が得ら
れる。その値は前述のVKなる値を中心にみたと
き、符号を変えて負の値で得られる。負電圧加算
回路２０３は、正電圧加算回路２０２とは相補の
関係にある。入力信号VU，VVを取り込むダイ
オード４０，４１とダイオード３７とがそれぞれ
対応する正電圧加算回路２０２のそれに比較して
逆極性である。また、正電圧加算回路２０２にお
いて正の値を判別するための基準となつたVCな
る第１の基準値は負電圧加算回路２０３において
は、第２の基準値として中間電位VKより見て負
なる値のVDに置き換える。このVDなる値もVC
なる値と同じく後述の加算基準設定回路２０５に
て作成されるが、電源の中間値VKを中心に見
て、VCとVDの値は正負対称である。負電圧加
算回路２０３の出力電圧VBには、入力信号VU，
VVのうち前述のVDなる値よりも低い値のもの
の和の値が、VK値を中心にみたとき、符号を変
えて正の値で得られる。２０４は符号反転回路で
あり、その出力電圧VAAは正電圧加算回路２０
２の出力電圧VAを、VK値を中心にみて符号を
変えて正の値になるようにしている。
第２図において、２０６は正負加算回路であ
り、前述の符号反転回路２０４の出力電圧VAA
と負電圧加算回路２０３の出力電圧VBを加算す
る。
り、前述の符号反転回路２０４の出力電圧VAA
と負電圧加算回路２０３の出力電圧VBを加算す
る。
ここで、VU，VV電圧のうち、一方が電源の
中間値VKよりもVO（VO≧VS）なる値だけ大き
く、他方が同じくVP（VP≧VS）なる値だけ小さ
いものとする。そして抵抗器６７〜７０の値をす
べてR1とし、抵抗器７１，７４の値をR2とすれ
ば、それぞれ次のように前記VAA，VBの値を
表わすことができる。
中間値VKよりもVO（VO≧VS）なる値だけ大き
く、他方が同じくVP（VP≧VS）なる値だけ小さ
いものとする。そして抵抗器６７〜７０の値をす
べてR1とし、抵抗器７１，７４の値をR2とすれ
ば、それぞれ次のように前記VAA，VBの値を
表わすことができる。
まず、正電圧加算回路２０２における演算増幅
器１６からの出力電圧VAは、前述のように第１
の基準値VC＝VK＋VSであることから、 VA＝VC−VF−R2／R1｛（VK＋VO−VF）−（VC−VF）｝ ＝VK＋VS−VF−R2／R1｛（VK＋VO−VF）−（VK＋VS
−VF）｝ ＝VK＋VS−VF−R2／R1（VO−VS） ここで動作の基準電位となる直流レベルの中間
値VKを省略して表すと、 VA＝−R2／R1（VO−VS）＋VS−VF ……(1) なお、VSとは比較の基準となる電圧VC，VDの
VKからみた絶対値を表し、VFとはダイオードの
順方向電圧降下を表す。
器１６からの出力電圧VAは、前述のように第１
の基準値VC＝VK＋VSであることから、 VA＝VC−VF−R2／R1｛（VK＋VO−VF）−（VC−VF）｝ ＝VK＋VS−VF−R2／R1｛（VK＋VO−VF）−（VK＋VS
−VF）｝ ＝VK＋VS−VF−R2／R1（VO−VS） ここで動作の基準電位となる直流レベルの中間
値VKを省略して表すと、 VA＝−R2／R1（VO−VS）＋VS−VF ……(1) なお、VSとは比較の基準となる電圧VC，VDの
VKからみた絶対値を表し、VFとはダイオードの
順方向電圧降下を表す。
したがつて、正電圧加算回路２０２の出力電圧
VAを中間値VKを中心に符号を反転させる符号反
転回路２０４の出力電圧VAAは抵抗器７５，７６
の値が同一であることから次の式に示す値とな
る。
VAを中間値VKを中心に符号を反転させる符号反
転回路２０４の出力電圧VAAは抵抗器７５，７６
の値が同一であることから次の式に示す値とな
る。
VAA＝R2／R1（VO−VS）−VS＋VF ……（2A）
次に負電圧加算回路２０３における演算増幅器
１７の出力電圧VBは前述のようにVD＝VK−VSで
あることから、 VB＝（VD＋VF）＋R2／R1｛（VD＋VF）−（VK−VP）−
VF｝ ＝（VK−VS＋VF）＋R2／R1｛（VK−VS＋VF）−（VK
−VP）−VF｝ ＝VK−VS＋VF＋R2／R1（VP−VS） ここで動作の基準電位となる直流レベルの中間
値VKを省略して表すと、 VB＝R2／R1（VP−VS）−VS＋VF ……（2B） 正負加算回路２０６の出力をVEとして、単に
上記（2A），（2B）式の加算のみを行い、且つ演
算増幅器１９の正相入力端子にダイオード３４を
介さずに中間値VKそのものを入力する場合にお
ける演算増幅器１９の出力VE′を仮定すると、抵
抗器８２，８３の値をR3、抵抗器３７の値をR4
としたとき、VE′は次のように表される。
１７の出力電圧VBは前述のようにVD＝VK−VSで
あることから、 VB＝（VD＋VF）＋R2／R1｛（VD＋VF）−（VK−VP）−
VF｝ ＝（VK−VS＋VF）＋R2／R1｛（VK−VS＋VF）−（VK
−VP）−VF｝ ＝VK−VS＋VF＋R2／R1（VP−VS） ここで動作の基準電位となる直流レベルの中間
値VKを省略して表すと、 VB＝R2／R1（VP−VS）−VS＋VF ……（2B） 正負加算回路２０６の出力をVEとして、単に
上記（2A），（2B）式の加算のみを行い、且つ演
算増幅器１９の正相入力端子にダイオード３４を
介さずに中間値VKそのものを入力する場合にお
ける演算増幅器１９の出力VE′を仮定すると、抵
抗器８２，８３の値をR3、抵抗器３７の値をR4
としたとき、VE′は次のように表される。
VE′＝−R4／R3VAA−R4／R3VB
＝−R4／R3｛R2／R1（VO−VS）−VS＋VF｝−R4／R3
｛R2／R1（VO−VS）−VS＋VF｝ ＝−R4／R3｛R2／R1（VO−VS）＋R2／R1（VP−VS）
−2VS＋2VF｝……（3A） 第２図の装置では、本来この3A式の値が所定
の設定値に等しくなるように自動制御するもので
あるが、3A式中削除すべきものは第３項の2VSと
第４項の2VFである。このために、アンプ１９の
正相入力側にダイオード３４を設けて第４項の
2VFを取り除く。この結果正負加算回路２０６の
出力は電源の中間値VKよりもダイオード１個
分、すなわちVFなる電圧分、高い電位が動作の
基準電位となる。また、第３項の2VSを取り除く
ために、まずダイオード３４の順方向電圧降下分
をキヤンセルするダイオード３５を第１の基準値
VCに接続し、しかる後に、抵抗器８３を設けて
アンプ１９の逆相入力側に加算する。前記VAA，
VBなる値にはアンプ１６の逆相入力端からみて
前記VS値が直流的に負の値でもつて前記VS値が
加算されている。したがつて、抵抗器８３を介し
て加算するアンプ２０の出力VCはVK＋VSである
ので、VSの値はアンプ１９の逆相入力端に対し
て正の値で加算される。抵抗器８３の値が８２，
８４の値の1/2であれば、前記3A式第３項の2VS
なる値が削除できる。こうして、正負加算回路２
０６の出力VEには、第１の基準値であるVC＝VK
＋VSの値よりも大きな値の絶対値と、第２の基
準値であるVD＝VK−VSの値よりも小さな値の絶
対値の和が表われ、その基準電位は電源の中間値
VKよりもダイオード１個分高い電位にある。
｛R2／R1（VO−VS）−VS＋VF｝ ＝−R4／R3｛R2／R1（VO−VS）＋R2／R1（VP−VS）
−2VS＋2VF｝……（3A） 第２図の装置では、本来この3A式の値が所定
の設定値に等しくなるように自動制御するもので
あるが、3A式中削除すべきものは第３項の2VSと
第４項の2VFである。このために、アンプ１９の
正相入力側にダイオード３４を設けて第４項の
2VFを取り除く。この結果正負加算回路２０６の
出力は電源の中間値VKよりもダイオード１個
分、すなわちVFなる電圧分、高い電位が動作の
基準電位となる。また、第３項の2VSを取り除く
ために、まずダイオード３４の順方向電圧降下分
をキヤンセルするダイオード３５を第１の基準値
VCに接続し、しかる後に、抵抗器８３を設けて
アンプ１９の逆相入力側に加算する。前記VAA，
VBなる値にはアンプ１６の逆相入力端からみて
前記VS値が直流的に負の値でもつて前記VS値が
加算されている。したがつて、抵抗器８３を介し
て加算するアンプ２０の出力VCはVK＋VSである
ので、VSの値はアンプ１９の逆相入力端に対し
て正の値で加算される。抵抗器８３の値が８２，
８４の値の1/2であれば、前記3A式第３項の2VS
なる値が削除できる。こうして、正負加算回路２
０６の出力VEには、第１の基準値であるVC＝VK
＋VSの値よりも大きな値の絶対値と、第２の基
準値であるVD＝VK−VSの値よりも小さな値の絶
対値の和が表われ、その基準電位は電源の中間値
VKよりもダイオード１個分高い電位にある。
すなわち、正負加算回路２０６の出力VEを動
作の基準電位が（VK＋VF）であることを省略し
て表現すると、前記（3A）式と比較して、以下
のようになる。
作の基準電位が（VK＋VF）であることを省略し
て表現すると、前記（3A）式と比較して、以下
のようになる。
VE＝−R4／R3｛R2／R1（VO−VS）＋R2／R1（VP−VS）
｝……（3B） ２０７は信号変換回路であり、外部から本装置
へ与えられる基準指令信号VRと、制御信号VIと
の偏差に比例する電圧（VI＞VRであれば、VI−
VRに対応する値）を出力する回路である。アン
プ１２の出力の値をVJとする。
｝……（3B） ２０７は信号変換回路であり、外部から本装置
へ与えられる基準指令信号VRと、制御信号VIと
の偏差に比例する電圧（VI＞VRであれば、VI−
VRに対応する値）を出力する回路である。アン
プ１２の出力の値をVJとする。
２０８は前述の正負加算回路の出力VEと上記
VJとの偏差が常にほとんど零となるように作用
する偏差増幅回路である。この偏差増幅回路の２
つの入力であるVEとVJは電源の中間VKよりも
ダイオード１個分高い電位を動作の基準とする。
偏差増幅回路２０８はこれらVEとVJの値を比較
し、電源の中間値VKよりも低いVJの値にVEな
る正負加算回路の出力電圧が一致するように自動
制御する。つまり制御信号VIの増加に伴つてVJ
なる電位が下がり、偏差増幅回路２０８の出力電
圧が低下すれば、ダイオード３３と抵抗器５９と
を介して電圧設定回路２０１の中の抵抗器６０の
電圧降下が増大する。この変化に対応してホール
素子への印加電圧が大きくなり、第２図の回路の
出力電圧であるVU，VVの交流分絶対値が増加
する。この増加は正電圧加算回路２０２と負電圧
加算回路２０３の出力の増加として検知され、正
負加算回路２０６の出力電圧VEの値を低下させ
る。逆にVIの減少に伴つてVJの値が上昇する
と、VEの値も上昇し、出力電圧VU，VVの交流
分絶対値が小さくなる。このように、偏差増幅器
回路２０８によつて、制御信号VIに比例した出
力電圧VU，VVが得られる。
VJとの偏差が常にほとんど零となるように作用
する偏差増幅回路である。この偏差増幅回路の２
つの入力であるVEとVJは電源の中間VKよりも
ダイオード１個分高い電位を動作の基準とする。
偏差増幅回路２０８はこれらVEとVJの値を比較
し、電源の中間値VKよりも低いVJの値にVEな
る正負加算回路の出力電圧が一致するように自動
制御する。つまり制御信号VIの増加に伴つてVJ
なる電位が下がり、偏差増幅回路２０８の出力電
圧が低下すれば、ダイオード３３と抵抗器５９と
を介して電圧設定回路２０１の中の抵抗器６０の
電圧降下が増大する。この変化に対応してホール
素子への印加電圧が大きくなり、第２図の回路の
出力電圧であるVU，VVの交流分絶対値が増加
する。この増加は正電圧加算回路２０２と負電圧
加算回路２０３の出力の増加として検知され、正
負加算回路２０６の出力電圧VEの値を低下させ
る。逆にVIの減少に伴つてVJの値が上昇する
と、VEの値も上昇し、出力電圧VU，VVの交流
分絶対値が小さくなる。このように、偏差増幅器
回路２０８によつて、制御信号VIに比例した出
力電圧VU，VVが得られる。
第２図において、２０５は加算基準設定回路で
あり、正電圧加算回路２０２、負電圧加算回路２
０８における加算基準VC，VDをつくる。VCは
抵抗器８０と７９の値の比に応じたゲインで設定
電圧VJをもとにつくられ、VDはVCをVKを基
準にして正負対称折り返した値となる。すなわ
ち、抵抗器７８と７７の値は等しい。VJなる設
定電圧の動作の基準はVK値よりダイオード１個
分だけ高いか、VU，VVはVK値を中心に動くの
で、ダイオード３１によつて基準電圧を合わせて
いる。
あり、正電圧加算回路２０２、負電圧加算回路２
０８における加算基準VC，VDをつくる。VCは
抵抗器８０と７９の値の比に応じたゲインで設定
電圧VJをもとにつくられ、VDはVCをVKを基
準にして正負対称折り返した値となる。すなわ
ち、抵抗器７８と７７の値は等しい。VJなる設
定電圧の動作の基準はVK値よりダイオード１個
分だけ高いか、VU，VVはVK値を中心に動くの
で、ダイオード３１によつて基準電圧を合わせて
いる。
ところで、モータのトルクは、電機子コイルに
流れる電流とコイルに鎖交する磁束の積で与えら
れる。電機子コイルに流れる電流は、印加電圧か
ら、コイルに誘起される速度起電力を差し引い
て、その値をコイルの抵抗値で除したものとな
る。こうして得られた電流値とコイルに鎖交する
磁束との積に所定の定数を乗じたものがトルクで
ある。このトルクを各相について求め、和をとる
と、モータ全体のトルクが得られる。２相モータ
では、前述のsin2θ＋cos2θ＝１なる恆等式を応
用するが、この式における２乗の内わけは、一方
がコイル電流で、他方がそれと同相のコイル鎖交
磁束に対応するものである。
流れる電流とコイルに鎖交する磁束の積で与えら
れる。電機子コイルに流れる電流は、印加電圧か
ら、コイルに誘起される速度起電力を差し引い
て、その値をコイルの抵抗値で除したものとな
る。こうして得られた電流値とコイルに鎖交する
磁束との積に所定の定数を乗じたものがトルクで
ある。このトルクを各相について求め、和をとる
と、モータ全体のトルクが得られる。２相モータ
では、前述のsin2θ＋cos2θ＝１なる恆等式を応
用するが、この式における２乗の内わけは、一方
がコイル電流で、他方がそれと同相のコイル鎖交
磁束に対応するものである。
以上、第２図の回路構成と、各部の働きについ
て述べたが、電機子コイルへの印加電圧VU，
VVのうち、第１の基準値VCよりも高い電圧の
和と、第２の基準値VDよりも低い電圧の和をと
つて、これらの電圧の和が制御信号VIに比例す
る値に常時一致するように制御する回路が第２図
の制御装置であるということになる。そして、そ
の被制御要素が位置センサであるホール素子であ
る。
て述べたが、電機子コイルへの印加電圧VU，
VVのうち、第１の基準値VCよりも高い電圧の
和と、第２の基準値VDよりも低い電圧の和をと
つて、これらの電圧の和が制御信号VIに比例す
る値に常時一致するように制御する回路が第２図
の制御装置であるということになる。そして、そ
の被制御要素が位置センサであるホール素子であ
る。
さて、以上のように構成された第２図の制御装
置を、第１図に示したような２相モータの制御に
供する場合について説明する。いま、永久磁石５
の着磁は正弦波状で、ロータは一定の角速度で回
転しているものとする。電機子コイルの形状で、
配置は機械的に精度良く定めることができるの
で、この仮定は現実にもほぼあてはまる。問題と
なるのは、半導体であるホール素子の差動出力で
あつて、この出力は素子への鎖交磁束に対して線
形関係を維持することはできても、α，β各素子
間のピーク値、中心電位を等しくすることは困難
である。ここでは、これらのピーク値、中心電位
が等しいものとする。
置を、第１図に示したような２相モータの制御に
供する場合について説明する。いま、永久磁石５
の着磁は正弦波状で、ロータは一定の角速度で回
転しているものとする。電機子コイルの形状で、
配置は機械的に精度良く定めることができるの
で、この仮定は現実にもほぼあてはまる。問題と
なるのは、半導体であるホール素子の差動出力で
あつて、この出力は素子への鎖交磁束に対して線
形関係を維持することはできても、α，β各素子
間のピーク値、中心電位を等しくすることは困難
である。ここでは、これらのピーク値、中心電位
が等しいものとする。
第３図はロータの回転角度θを電気角で表わし
て、各相の電機子コイルに印加される電圧VU，
VVを点線で示したものである。ここで基準線と
なる横軸の直流電位は、前述のように、電源の中
間値VKである。
て、各相の電機子コイルに印加される電圧VU，
VVを点線で示したものである。ここで基準線と
なる横軸の直流電位は、前述のように、電源の中
間値VKである。
第３図について、VU電圧の０から正への立ち
上がりの起点をθ＝０度とし、VU，VV各電圧
をそれぞれ次のように仮定する。
上がりの起点をθ＝０度とし、VU，VV各電圧
をそれぞれ次のように仮定する。
VU＝sinθ ……(4)
VV＝cosθ ……(5)
また、加算器のゲインの大きさはすべて１とす
る。第３図の波形から判断して、本制御系の挙動
を調べるのに必要である最小区間は、45°≦θ≦
135°であり、他の区間はその繰り返しとなる。θ
＝45度のとき、正電圧加算回路２０２の出力電圧
VAのうちVKを基準とした値をＡとすると、 Ａ＝−（0.707−VS＋0.707−VS）＝−1.414＋2VS
……(6) 負電圧加算回路２０８の出力電圧VBのうち
VKを基準とした値Ｂは、 Ｂ＝Ｏ ……(7) したがつて、正負加算回路２０６の出力電圧
VEは、上記(6)式の右辺の符号を反転したものと
式(7)の右辺の和で与えられるから、その値をＥと
すると、 Ｅ＝1.414−2VS ……(8) θ＝90度のとき同様に計算すると、 Ａ＝−（１−VS）＝−１＋VS ……(9) Ｂ＝０ ……(10) Ｅ＝１−VS ……（11） θ＝135度においても同様の計算を試みる。
る。第３図の波形から判断して、本制御系の挙動
を調べるのに必要である最小区間は、45°≦θ≦
135°であり、他の区間はその繰り返しとなる。θ
＝45度のとき、正電圧加算回路２０２の出力電圧
VAのうちVKを基準とした値をＡとすると、 Ａ＝−（0.707−VS＋0.707−VS）＝−1.414＋2VS
……(6) 負電圧加算回路２０８の出力電圧VBのうち
VKを基準とした値Ｂは、 Ｂ＝Ｏ ……(7) したがつて、正負加算回路２０６の出力電圧
VEは、上記(6)式の右辺の符号を反転したものと
式(7)の右辺の和で与えられるから、その値をＥと
すると、 Ｅ＝1.414−2VS ……(8) θ＝90度のとき同様に計算すると、 Ａ＝−（１−VS）＝−１＋VS ……(9) Ｂ＝０ ……(10) Ｅ＝１−VS ……（11） θ＝135度においても同様の計算を試みる。
Ａ＝−（0.707−VS）＝−0.707＋VS …（12）
Ｂ＝−（−0.707＋VS）＝0.707−VS …（13）
Ｅ＝1.414−2VS ……（14）
したがつて、θ＝45度とθ＝135度のときには
VEの大きさが等しくなる。
VEの大きさが等しくなる。
第２図の制御装置において、式(8)，（11），（14）
の値が一定となるように自動制御されるから、 1.414−2VS＝１−VS ∴VS＝0.414 ……（15） すなわち正電圧加算回路２０２、負電圧加算回
路２０３の加算の基準となるVC，VDの値の絶
対値VSは、出力電圧VU，VVのピーク値の41.4
％に設定すれば良い。これは、第２図中の加算基
準設定回路２０５における抵抗器８０，７９の値
を適切に設定し、この値をつくれば良いことを意
味する。制御信号VIに対応して定められた値VJ
は上記VE値に等しいものであり、その値は同じ
くＥである。この値は上記VSの値を代入すれば、
0.586となる。したがつて、 抵抗器７９の値／抵抗器８０の値＝0.586／0.414＝Ｋ ……（16）なる関係式を満たすとき、所望のVS
の値がつねに得られる。もし、途中で１対10のよ
うな比で演算するのであれば、この比の増率に反
比例する値を上記(16)式のＫの値に乗ずる必要があ
る。
の値が一定となるように自動制御されるから、 1.414−2VS＝１−VS ∴VS＝0.414 ……（15） すなわち正電圧加算回路２０２、負電圧加算回
路２０３の加算の基準となるVC，VDの値の絶
対値VSは、出力電圧VU，VVのピーク値の41.4
％に設定すれば良い。これは、第２図中の加算基
準設定回路２０５における抵抗器８０，７９の値
を適切に設定し、この値をつくれば良いことを意
味する。制御信号VIに対応して定められた値VJ
は上記VE値に等しいものであり、その値は同じ
くＥである。この値は上記VSの値を代入すれば、
0.586となる。したがつて、 抵抗器７９の値／抵抗器８０の値＝0.586／0.414＝Ｋ ……（16）なる関係式を満たすとき、所望のVS
の値がつねに得られる。もし、途中で１対10のよ
うな比で演算するのであれば、この比の増率に反
比例する値を上記(16)式のＫの値に乗ずる必要があ
る。
VCを基準に正電圧加算結果を単純に示せば、
第３図の実線Ｌのような曲線となり、VDを基準
に負電圧加算結果を単純に示せば、第３図の実線
Ｍのような曲線となる。動作の基準となる電位
VKに関してＬを反転させたものが正電圧加算回
路２０２の出力VAである。したがつて、第２図
の制御装置では第３図の曲線Ｌ，Ｍ間の差を一定
にするように自動制御していると言いかえること
もできる。これらＬ，Ｍ間の差電圧は、VU，
VV電圧がともに正弦波状でピーク値が等しいと
きは、厳密には一定ではない。そのため、この制
御装置が働けば、各相の印加電圧はやや歪んで、
第４図に示した実線のような波形となる。黒丸印
の点線で示した正弦波形と一致する点である。こ
のとき、VU電圧値の正弦波形からの歪みの最も
大きな点は、0°≦θ≦90°においてはθ≒65.5度の
点であり、歪み量は約6.8％である。この値は小
さいオーダであつて、モータのトルクリツプルに
換算すれば、逆起電力のない状態で約±3.3％で
ある。以上の説明から明らかなように、第２図の
制御装置を用いて、理想的な２相モータの正弦波
状の電圧制御を行なうと、電機子コイルへの印加
電圧は最大6.8％の歪みしかないほぼ正確な正弦
波電圧波形となり、実用上は全く問題がないこと
がわかる。
第３図の実線Ｌのような曲線となり、VDを基準
に負電圧加算結果を単純に示せば、第３図の実線
Ｍのような曲線となる。動作の基準となる電位
VKに関してＬを反転させたものが正電圧加算回
路２０２の出力VAである。したがつて、第２図
の制御装置では第３図の曲線Ｌ，Ｍ間の差を一定
にするように自動制御していると言いかえること
もできる。これらＬ，Ｍ間の差電圧は、VU，
VV電圧がともに正弦波状でピーク値が等しいと
きは、厳密には一定ではない。そのため、この制
御装置が働けば、各相の印加電圧はやや歪んで、
第４図に示した実線のような波形となる。黒丸印
の点線で示した正弦波形と一致する点である。こ
のとき、VU電圧値の正弦波形からの歪みの最も
大きな点は、0°≦θ≦90°においてはθ≒65.5度の
点であり、歪み量は約6.8％である。この値は小
さいオーダであつて、モータのトルクリツプルに
換算すれば、逆起電力のない状態で約±3.3％で
ある。以上の説明から明らかなように、第２図の
制御装置を用いて、理想的な２相モータの正弦波
状の電圧制御を行なうと、電機子コイルへの印加
電圧は最大6.8％の歪みしかないほぼ正確な正弦
波電圧波形となり、実用上は全く問題がないこと
がわかる。
以上の説明では、正電圧加算回路２０２の加算
基準として、電源の中間値VKよりも正の値であ
るVC値を、負電圧加算回路２０３の加算基準と
して電源の中間値VKよりも負の値であるVD値
を用いた。しかし、上記VC値とVD値を入れか
えても、第２図の制御装置はこれを入れかえる前
と同様の機能を有する。すなわち、(6)〜（14）式
において、VSの値の符号を入れかえると、VC値
とVD値を入れかえたことと等しくなる。その結
果、上記(8)式のＥの値は、次のようになる。
基準として、電源の中間値VKよりも正の値であ
るVC値を、負電圧加算回路２０３の加算基準と
して電源の中間値VKよりも負の値であるVD値
を用いた。しかし、上記VC値とVD値を入れか
えても、第２図の制御装置はこれを入れかえる前
と同様の機能を有する。すなわち、(6)〜（14）式
において、VSの値の符号を入れかえると、VC値
とVD値を入れかえたことと等しくなる。その結
果、上記(8)式のＥの値は、次のようになる。
Ｅ＝1.414＋2VS ……（17）
同じく(11)式におけるＥの値は次のようになる。
Ｅ＝１＋3VS ……（18）
また、（14）式のＥの値は（17）式と等しくな
る。上記（17），（18）式が等しくなる条件を求め
ると、このVSの値は上記（15）式の値に一致す
る。この様子を第３図と同様にＬ，Ｍなる曲線で
表わしたものが第５図であり、VC，VD値を入
れかえても良いことがわかる。このとき、制御さ
れた出力波形は、第４図の波形と一致し、正弦波
からの最大歪み量は同じく約6.8％、トルクリツ
プルは約±3.3％である。
る。上記（17），（18）式が等しくなる条件を求め
ると、このVSの値は上記（15）式の値に一致す
る。この様子を第３図と同様にＬ，Ｍなる曲線で
表わしたものが第５図であり、VC，VD値を入
れかえても良いことがわかる。このとき、制御さ
れた出力波形は、第４図の波形と一致し、正弦波
からの最大歪み量は同じく約6.8％、トルクリツ
プルは約±3.3％である。
つぎに、ホール素子の出力のピーク値にＵ相と
Ｖ相とで差がある場合について考える。Ｕ相がＶ
相より10％高いピーク値をもつていたとすると、
無制御時すなわち、正電圧および負電圧加算回路
２０２，２０３へのフイードバツクを行なわない
場合には約±4.8％のトルクリツプルが生じるが、
上記の制御装置を用いることにより、クルトリツ
プルは約±3.3％に改善される。ただしこの場合
の加算基準はＶ相のピーク値の41.4％の値とす
る。この制御動作の様子は第６図に示してある。
Ｖ相とで差がある場合について考える。Ｕ相がＶ
相より10％高いピーク値をもつていたとすると、
無制御時すなわち、正電圧および負電圧加算回路
２０２，２０３へのフイードバツクを行なわない
場合には約±4.8％のトルクリツプルが生じるが、
上記の制御装置を用いることにより、クルトリツ
プルは約±3.3％に改善される。ただしこの場合
の加算基準はＶ相のピーク値の41.4％の値とす
る。この制御動作の様子は第６図に示してある。
別の可能性として、ホール素子の出力に、DC
オフセツトが生じている場合について考える。
Ｕ，Ｖ相とも振幅は等しく、電気角で90度位相差
をもつているが、Ｕ相の振れの中心が、電源の中
間値よりピーク値の10％正方向（または負方向）
に偏つていたとする。この場合、無制御時には±
10％のトルクリツプルが発生するが、上記の制御
装置を用いることによつて約±5.1％に抑えるこ
とができる。第７図の波形はオフセツト補償の様
子を表わしている。
オフセツトが生じている場合について考える。
Ｕ，Ｖ相とも振幅は等しく、電気角で90度位相差
をもつているが、Ｕ相の振れの中心が、電源の中
間値よりピーク値の10％正方向（または負方向）
に偏つていたとする。この場合、無制御時には±
10％のトルクリツプルが発生するが、上記の制御
装置を用いることによつて約±5.1％に抑えるこ
とができる。第７図の波形はオフセツト補償の様
子を表わしている。
上記これらの制御動作は、正負各加算回路の加
算基準VC，VDを入れかえても同様の結果を得
る。
算基準VC，VDを入れかえても同様の結果を得
る。
第８図はこの発明の他の実施例を示すが、第２
図の制御装置の中で異なる部分のみを取り出して
示したものである。すなわち、第２図の装置では
電機子コイルへの印加電圧をフイードバツク制御
としてその動作を行なうものであつた。それに対
して第８図ではフイードバツク信号として、電機
子コイルに流れる電流を取り出している。抵抗器
３０１，３０２はそれぞれＵ，Ｖ相のコイル１１
１，１１２に流れる電流を検出するために付加し
たものであり、アンプ３１１，３１２は、それぞ
れ抵抗器３０１，３０２に流れる電流による電圧
降下を増幅するために設けたものである。これら
のアンプの増幅度は抵抗器３０３と３０４，３０
５と３０６の比で定められるが、電流検出用の抵
抗器３０１，３０２の抵抗器も含めた印加電圧
VU，VVと同レベルの電圧値まで増幅すること
ができれば、第８図の図示以外の部分は第２図の
装置の対応する他の部分と全く同一で良い。以上
のように構成された第８図の制御装置では、第２
図の制御装置を説明した記述において、出力電圧
VU，VVのかわりにＵ，Ｖ相に流れる電流IU，
IVと置きかえれば、動作の説明はそのまま適用
される。
図の制御装置の中で異なる部分のみを取り出して
示したものである。すなわち、第２図の装置では
電機子コイルへの印加電圧をフイードバツク制御
としてその動作を行なうものであつた。それに対
して第８図ではフイードバツク信号として、電機
子コイルに流れる電流を取り出している。抵抗器
３０１，３０２はそれぞれＵ，Ｖ相のコイル１１
１，１１２に流れる電流を検出するために付加し
たものであり、アンプ３１１，３１２は、それぞ
れ抵抗器３０１，３０２に流れる電流による電圧
降下を増幅するために設けたものである。これら
のアンプの増幅度は抵抗器３０３と３０４，３０
５と３０６の比で定められるが、電流検出用の抵
抗器３０１，３０２の抵抗器も含めた印加電圧
VU，VVと同レベルの電圧値まで増幅すること
ができれば、第８図の図示以外の部分は第２図の
装置の対応する他の部分と全く同一で良い。以上
のように構成された第８図の制御装置では、第２
図の制御装置を説明した記述において、出力電圧
VU，VVのかわりにＵ，Ｖ相に流れる電流IU，
IVと置きかえれば、動作の説明はそのまま適用
される。
第８図の電流制御を行なうとき、ホール素子の
出力波形が正弦波状であつて、また各素子のピー
ク値も等しいとき、各相の電機子コイルに流れる
電流波形は第４図の実線のようになる。このと
き、逆起電力の有無にかかわらずトルクリツプル
は一定であつて、約±3.3％である。正電圧およ
び負電圧加算回路の加算基準を入れかえても同じ
である。電流制御では、逆起電力の有無にかかわ
らずトルクリツプルは一定であるから、トルクリ
ツプルを小さく抑えることを特に求めるときに
は、第２図の装置よりも第８図の装置の方が優れ
る。
出力波形が正弦波状であつて、また各素子のピー
ク値も等しいとき、各相の電機子コイルに流れる
電流波形は第４図の実線のようになる。このと
き、逆起電力の有無にかかわらずトルクリツプル
は一定であつて、約±3.3％である。正電圧およ
び負電圧加算回路の加算基準を入れかえても同じ
である。電流制御では、逆起電力の有無にかかわ
らずトルクリツプルは一定であるから、トルクリ
ツプルを小さく抑えることを特に求めるときに
は、第２図の装置よりも第８図の装置の方が優れ
る。
［発明の効果］
以上述べたようにこの発明によれば、電機子コ
イルに印加するモータ駆動電圧または電流波形歪
みを、任意の設定信号としてあらかじめ与えられ
る制御信号の絶対値の大小にかかわらず、所定の
範囲内に抑制することができるため、任意の設定
信号についてロータの回転に生じるトルクリツプ
ルの発生をロータ回転数の多少にかかわらず所定
の範囲内に抑制し、ロータの回転ムラを減少させ
る効果がある。
イルに印加するモータ駆動電圧または電流波形歪
みを、任意の設定信号としてあらかじめ与えられ
る制御信号の絶対値の大小にかかわらず、所定の
範囲内に抑制することができるため、任意の設定
信号についてロータの回転に生じるトルクリツプ
ルの発生をロータ回転数の多少にかかわらず所定
の範囲内に抑制し、ロータの回転ムラを減少させ
る効果がある。
また中点電位出力回路を設け上記電機子コイル
の他端に中点電位を供給することにより相間に電
気角の偏位を生じさせ確実に回転させることがで
きる。
の他端に中点電位を供給することにより相間に電
気角の偏位を生じさせ確実に回転させることがで
きる。
第１図はこの発明のトランジスタモータの制御
装置の実施例が制御対象とする２相モータの構成
図、第２図はこの発明の一実施例の回路図、第３
図〜第７図はそれぞれのロータの回転角θ（電気
角）に対する電機子コイルの印加電圧波形図、第
８図はこの発明の他の実施例の回路図である。 図において、１０１……第１の線形増幅回路、
１０２……第２の線形増幅回路、１１１，１１２
……電機子コイル、２０１……電圧設定回路、２
０２……正電圧加算回路、２０３……負電圧加算
回路、２０４……符号反転回路、２０５……加算
基準設定回路、２０６……正負加算回路、２０８
……偏差増幅回路、α，β……位置センサを構成
するホール素子である。図中、同一符号は同一、
または相当部分を示す。
装置の実施例が制御対象とする２相モータの構成
図、第２図はこの発明の一実施例の回路図、第３
図〜第７図はそれぞれのロータの回転角θ（電気
角）に対する電機子コイルの印加電圧波形図、第
８図はこの発明の他の実施例の回路図である。 図において、１０１……第１の線形増幅回路、
１０２……第２の線形増幅回路、１１１，１１２
……電機子コイル、２０１……電圧設定回路、２
０２……正電圧加算回路、２０３……負電圧加算
回路、２０４……符号反転回路、２０５……加算
基準設定回路、２０６……正負加算回路、２０８
……偏差増幅回路、α，β……位置センサを構成
するホール素子である。図中、同一符号は同一、
または相当部分を示す。
Claims (1)
- １ ２相トランジスタモータの制御装置であつ
て、電気角が90度偏位するように配設された２個
の電機子コイル１１１，１１２に鎖交する磁束と
同相の電気信号を検出し出力する２個の位置セン
サα，β、これらの位置センサからの出力をそれ
ぞれ増幅し上記電機子コイル１１１，１１２の一
端にモータ駆動電圧を印加する第１及び第２の線
形増幅回路１０１，１０２、上記電機子コイル１
１１，１１２の他端に電源電圧の中間値（VK）
を印加する中点電位出力回路、あらかじめ設定さ
れた制御信号に対応した上記電源電圧の中間値
（VK）より大きい値を示す第１の基準値（VC＝
VK＋VS）およびこの第１の基準値とは所定の比
率のレベルを有して上記電源電圧の中間値ａ
（VK）に関して上記第１の基準値を折り返した値
を示す第２の基準値（VD＝VK−VS）を出力する
加算基準設定回路２０５、上記線形増幅回路１０
１，１０２の出力電圧あるいは上記電機子コイル
１１１，１１２に流れる電流の電圧変換値のいず
れか一方を入力信号とし、この入力信号と上記第
１の基準値（VC＝VK＋VS）または第２の基準値
（VD＝VK−VS）との差のうち正の成分を加算す
る正電圧加算回路２０２、上記入力信号と上記第
２の基準値または第１の基準値との差のうち負の
成分を加算する負電圧加算回路２０３、上記正電
圧加算回路あるいは負電圧加算回路の一方の出力
の正負を反転させる符号反転回路２０４、この符
号反転回路の出力とこの符号反転回路に出力が接
続されない他方の上記正電圧加算回路２０２ある
いは負電圧加算回路２０３の出力と上記加算基準
設定回路２０５からの上記第１の基準値（VC＝
VK＋VS）出力とを加算する正負加算回路２０６、
この正負加算回路の出力と上記あらかじめ設定さ
れた制御信号に応じた信号電圧との差を増幅する
偏差増幅回路２０８、およびこの偏差増幅回路の
出力に応じ上記位置センサα，βの出力電圧レベ
ルを調整する電圧設定回路２０１を備えた２相ト
ランジスタモータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57079479A JPS58195492A (ja) | 1982-05-10 | 1982-05-10 | トランジスタモ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57079479A JPS58195492A (ja) | 1982-05-10 | 1982-05-10 | トランジスタモ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58195492A JPS58195492A (ja) | 1983-11-14 |
| JPH0444517B2 true JPH0444517B2 (ja) | 1992-07-21 |
Family
ID=13691026
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57079479A Granted JPS58195492A (ja) | 1982-05-10 | 1982-05-10 | トランジスタモ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58195492A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3251180B2 (ja) | 1996-10-11 | 2002-01-28 | 富士通株式会社 | ノートブック型コンピュータの放熱構造 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5886892A (ja) * | 1981-11-16 | 1983-05-24 | Mitsubishi Electric Corp | トランジスタモ−タの制御装置 |
| JPS58139687A (ja) * | 1982-02-10 | 1983-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | トランジスタモ−タの制御装置 |
-
1982
- 1982-05-10 JP JP57079479A patent/JPS58195492A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5886892A (ja) * | 1981-11-16 | 1983-05-24 | Mitsubishi Electric Corp | トランジスタモ−タの制御装置 |
| JPS58139687A (ja) * | 1982-02-10 | 1983-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | トランジスタモ−タの制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58195492A (ja) | 1983-11-14 |
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