JPH0376119B2

JPH0376119B2 -

Info

Publication number: JPH0376119B2
Application number: JP59032376A
Authority: JP
Inventors: Takayasu Ito; Hideo Nishijima; Isao Fukushima; Yoshiro Fujimori
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Video Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Image Information Systems Inc; Hitachi Ltd
Priority date: 1984-02-24
Filing date: 1984-02-24
Publication date: 1991-12-04
Also published as: DE3577503D1; EP0154863B1; EP0154863A3; EP0154863A2; JPS60180493A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、多相ブラシレスモータの駆動装置に
関するもので、多相ブラシレスモータのロータ回
転位置を検出する位置検出手段と、この位置検出
手段の出力によりモータ駆動用信号を発生する信
号発生手段と、この信号発生手段の出力によりモ
ータコイルに通電するモータ駆動手段と、制御入
力電圧に比例する電流を前記モータ駆動手段に流
すモータ制御手段とからなる多相ブラシレスモー
タの駆動に関するものである。本発明は、特に、
VTR等のキヤプスタンモータ等の駆動に好適な
多相ブラシレスモータの駆動装置に関するもので
ある。

〔発明の背景〕

従来の多相ブラシレス直流モータとしては三相
モータが一般的である。第１図は従来の三相両方
向通電（一相のコイルに対して両方向に通電する
期間を有するもの）方式のモータ説明図である。

第２図は、各コイルL₁、L₂、L₃の結線とその
通電切換回路を示す。また、この時の各部の動作
を第３図に示す。

ここでは、説明を簡単にするために、永久磁石
のロータ１が固定されていて、コイルL₁、L₂、
L₃がロータ１に対して相対的に移動するものと
している。また、ロータ１及びコイルL₁、L₂、
L₃はそれぞれ直線状に展開して示している。

ロータ１のＮ、Ｓ交互の永久磁石によつて発生
する磁界に対しては、コイルL₁、L₂、L₃をはさ
んで対向するヨーク板２，３との間で閉磁路が形
成される。この時、コイルL₁、L₂、L₃の位置で
生じる磁界は一般的に、ほぼ正弦波状となる。

ここで、各コイルL₁、L₂、L₃は、それぞれほ
ぼ電気角180°（すなわち、ＮまたはＳの永久磁石
の１個分の中）にわたつて巻装されている。そし
て、これらのコイルL₁、L₂、L₃はそれぞれ電気
角120°の位相差で配置されている。

今、コイルL₁の前端がθ₁の位置にある時（時点
t₁）、第１図、第３図に示すように、コイルL₁、
L₂に通電する。例えば、第２図の駆動回路では
トランジスタ６，８が所定の電流量で導通し、そ
の他のトランジスタ４，５，７，９はしや断して
いる。

なお、コイルL₁の前端とは、例えば、コイル
L₁に第１図の方向に電流を流した時に、Ｎ極
（またはＳ極）の磁束によつて、モーターのロー
タ１に正方向のトルクが生じるコイルの往路部分
（または復路部分）のことである。

そして、コイルL₁が電気角でほぼ60°回転して
θ₂の位置（時点t₂）に達するまでのこの通電を行
う。

次に、コイルL₁の前端がθ₂の位置（時点t₂）に
達すると、第１図、第３図に示すように、コイル
L₂の通電を断つと同時に、新にコイルL₃に通電
を開始する。このとき、第２図の駆動回路では、
トランジスタ６，７が所定電流量で導通し、その
他のトランジスタ４，５，８，９はしや断してい
る。

このようにして、順次、コイルL₁の前端がθ₃の
位置（時点t₃）に達すると、コイルL₃、L₂が導通
し、θ₄の位置（時点t₄）に達すると、コイルL₂、
L₁が導通する。

すなわち、６種類のモードを順次切換えて電気
角360°の回転を達成する。

なお第２図において、１０は電圧源、１１はロ
ータ１の回転位置を検出する位置検出器、１２は
上記位置検出器１１の出力により、トランジスタ
４〜９を制御する信号発生器である。

したがつて、第３図に示すように、コイルL₁
の前端が受ける磁束φ₁によつて、t₁からt₂までの
間にコイルL₁の電流I₁とロータ１の磁束とによつ
て発生するトルクは、図中のトルクT₁となる。

また、この期間のコイルL₂の電流I₂とロータ１
の磁束（コイルL₂の前端が受ける磁束φ₂はφ₁に
対して120°の位相遅れがある。）とによつて発生
するトルクは、図中のトルクT₂となる。

この期間では、コイルL₃に流れる電流I₃は零で
あり、トルクT₃も零である。すなわち、合成ト
ルクT₀（＝T₁＋T₂＋T₃）は図示のようなリツプ
ル成分を含んだトルクT₀となる。

すなわち T₁∝φ₁I₁ T₂∝φ₂I₂ T₃∝φ₃I₃ ……(1) ここで、I₁＝I₂＝I₃＝一定とすれば、T₁、T₂、
T₃は磁束φ₁、φ₂、φ₃に比例した正弦波状の信号
となる。

なお、コイルL₁、L₂、L₃のそれぞれの後端に
は、それぞれの通電期間においてＳ極が磁束が鎖
交していて、この後端部分を流れるコイルの復路
部分（または往路部分）の電流によつてコイルの
前端の回転トルクと同方向のトルクが発生するの
はもちろんである。

同様にt₂〜t₄についても、第３図に波形T₀で示
す合成トルクが発生する。

このため、Ｎ相モータを駆動した場合、第３図
のようたトルク・リツプルが発生する。それ故に
通常回転時には、これによる速度変動を低減する
ために、大きな慣性を回転体に持たせなければな
らないという問題があつた。

また、このトルク・リツプル周期より短い周期
で間欠的に駆動する場合等には、精度の良い間欠
駆動が実現できないという問題があつた。

〔発明の目的〕

本発明は前述の欠点を除去するためになされた
ものであり、その目的は、トルク・リツプルを発
生させない多相ブラシレスモータの駆動装置を提
供することにある。

〔発明の概要〕

前記目的を達成するために、本発明は、多相ブ
ラシレスモータのロータ回転位置を検出する位置
検出手段（該当一実施例符号１１）と、該位置検
出手段の出力により複数のモータコイル（該当一
実施例符号L₁、L₂、L₃）の切換信号を形成する
切換信号形成手段（該当一実施例符号１２）と、
該切換信号形成手段の出力信号により各モータコ
イルに通電するモータ駆動手段（該当一実施例符
号４〜９）と、モータ制御入力信号をその第１の
入力端（該当一実施例符号１７）に入力し、該信
号に比例する電流を上記モータ駆動手段に供給す
るモータ制御手段（該当一実施例符号１９，２
３）と、を備えて成る多相ブラシレスモータの駆
動装置であつて、各モータコイルの通電期間に生ずる逆起電圧を
検波する検波器（該当一実施例符号１３）と、該検波器の出力を入力とし、上記モータコイル
に流れる電流量によつて、検波信号を補正する補
正回路（該当一実施例符号１００）と、該補正回路の出力を入力とし、モータの負荷ト
ルク及びモータの回転速度によつて、利得を制御
する可変利得増幅器（該当一実施例符号１５）
と、該可変利得増幅器の出力を上記モータ制御手段
の第２の入力端に入力し、上記モータ制御入力信
号に比例しトルクリツプルを補正する電流を発生
するモータ制御手段（該当一実施例符号１８，１
９，２３）と、を備える。

かかる構成において、 (a) 上記検波器は、モータコイルの通電期間に生
ずる逆起電圧の合成波形を検出し、 (b) 上記補正回路は、上記合成波形に重畳されて
いる、コイルの抵抗分による電圧降下分、の影
響を取り除き、純粋に逆起電圧分だけを合成し
たものにしトルクの合成波形（トルクリツプル
波形）と相似なものとする。また、(c)上記可変
利得増幅器は、負荷に対応したモータコイル
電流に比例するように、上記補正回路の出力の
増幅度を可変する。例えば、モータの負荷が増
加した場合には、サーボ系によつて、速度が一
定に保持されるようモータのコイル電流が増加
され発生トルクが増加されるが、この時、トル
クリツプルの絶対値も増加するので、該可変利
得増幅器が補正回路の出力の増幅度を上げるよ
うに働く、と同時に、モータの回転速度の増
減に対しては、該回転速度に反比例し上記補正
回路の出力の増幅度を可変する。例えば、モー
タの回転速度が増加する場合には、回転速度の
増加によつて増加する補正回路の出力を下げる
ように働く。

上記によつて、モータのトルクリツプルに等し
い波形を得、それを逆相でモータの電流に重畳さ
せ、トルクリツプルをキヤンセルする。

〔発明の実施例〕

以下に、図面を参照して、本発明を詳細に説明
する。第４図は本発明の一実施例を示すブロツク
図である。第４図において、第２図と同一の符号
は、同一また同等部分をあらわしている。

第４図において、１３は検波器、１４はLPF
（ローパスフイルタ）、１５は可変利得増幅器、１
６は微小抵抗、１７は制御入力端子、１８，１９
は増幅器、２０，２１，２２はトランジスタ、２
３は可変電流源、１００は補正回路である。

本発明の実施例は上記の構成からなるもので、
その動作を第５図〜第７図の波形図を用いて説明
する。

トランジスタ４〜９が第２図の従来例で示した
ように、所定の切換動作で一定電流を流すことに
より、ロータ１を一定回転動作させると、各コイ
ルL₁、L₂、L₃には、ロータ１のＮ、Ｓ交互の永
久磁石によつて発生する磁界（磁束φ₁、φ₂、φ₃）
より逆起電圧e₁、e₂、e₃を生じる（第５図）。

すなわち、 e₁∝φ₁・Ｖ e₂∝φ₂・Ｖ e₃∝φ₃・Ｖ ……(2) ここで、ｖはモータ（ロータ１）の回転速度で
ある。従つて、e₁、e₂、e₃は磁束φ₁、φ₂、φ₃に比
例した正弦波状の信号となる。

ここで、例えば、トランジスタ４〜６を飽和駆
動（ON−OFFのスイツチ動作）とし、トランジ
スタ７〜９を非飽和駆動（定電流源として動作）
として制御することで、第５図に示す各逆起電圧
e₁、e₂、e₃のうちの１つを示すと第６図ａのよう
になる。すなわち、トランジスタ４〜６が飽和す
る場合には、逆起電力（例えば、e₁）の上側が電
圧源１０の電圧値でクリツプされたようになる。
このクリツプされた区間では、例えば、トランジ
スタ６からコイルL₁に流れた電流は、その前半
ではコイルL₃、後半ではL₃に流れる。その前半
ではコイルL₃に発生する逆起電力に、上記クリ
ツプされた分の逆起電力が重畳され、同様に、後
半ではL₂に発生する逆起電力にクリツプされた
分の逆起電力が重畳される。さらに、コイルL₁、
L₂、L₃が有する抵抗分（抵抗値Ｒ）で生じる電
圧降下RI₀（I₀はコイル電流）が重畳される。

この第６図のコイル端電圧のロー・レベルを検
波し、コイル電流で発生する電圧降下分を補正回
路１００で補正した出力波形e_a（第６図ｂ）は明
らかなように、第３図に示した合成トルクT0の
逆相波形となる。このロー・レベル検波は検波器
１３で行う。

この時、例えばモータが、第５図〜第７図に示
した場合の1/3倍の速度で回転すると、逆起電圧
は1/3倍になるし、その周波数も1/3倍になる。ま
た、検波器１３の出力波形e′_a（第６図）も、リツ
プルのＰ−Ｐ値周波数がそれぞれ1/3倍になるこ
とは、容易に理解できる。

したがつて、第６図ｃに示すように補正回路１
００の出力波形e′_aのDCレベルは上がることにな
る。この出力e_a（またはe′_a）を、可変利得増幅器
１５に入力する。

可変利得増幅器１５の非反転入力端子には、補
正回路１００で補正した出力波形e_aをLPF１４を
介して入力し、その出力波形e_aのDC成分のみが
入力される。一方反転入力端子には、補正回路１
００の出力波形e_aが入力される。この可変利得増
幅器１５の目的は、モータの回転速度によつ
て、補正回路１００の出力信号は変化するが、可
変利得増幅器１５の出力信号は変化しないよう
に、その利得を変化させること、及び、モータ
駆動コイルL₁、L₂、L₃に流れる電流I0に比例し
て、補正回路１００の出力信号を増幅すること、
である。この可変量は後に詳述する。

この可変利得増幅器１５は、上述した補正回路
１００の出力e_aのDCレベルおよびモーター駆動
コイルL₁、L₂、L₃に流れる電流の総和である電
流I0を、微小抵抗１６で検出した信号によつて、
その利得が制御される。

すなわち、そのモータの負荷電流に比例して
補正回路の出力の増幅度を変化せしめる。例え
ば、負荷が増加した場合には、サーボ系によりモ
ータの電流I0が増大（微小抵抗１６の電圧降下も
増大）された発生トルクが増大されるので、補正
すべきトルクリツプルの絶対値もこれに比例して
増加するため、補正回路の出力の増幅度を上げて
該増加したトルクリツプルをキヤンセルする。ま
た、モータの回転速度に反比例するように、補
正回路の出力の増幅度を可変する。例えば、モー
タの回転速度が増加する場合（第６図ｂ（補正回
路１００の出力のDCレベルはダウンする））に
は、逆起電圧は回転速度に比例して増大するがト
ルクリツプルはほとんどの場合増大しない。この
ため上記逆起電圧による補正回路の出力を減衰さ
せトルクリツプルの大きさに合わせるようにし該
トルクリツプルをキヤンセルする。回転速度が減
少する場合（第６図ｃ（補正回路１００の出力の
DCレベルはアツプする））はこの逆となり、補正
回路の出力を上げる。

この可変利得増幅器１５の出力は増幅器１８の
反転入力端子の入力となる。この増幅器１８の非
反転入力端子の入力には、制御入力端子１７より
モータの回転速度を制御する信号が入力される。
すなわち、一定速度でモータを回転させる場合に
は、ほぼ一定の直流電圧値となる。

この増幅器１８の出力は、増幅器１９の一方の
入力となり、他方の入力端には、微小抵抗１６で
検出したモータ駆動電流量に比例した信号を入力
する。この増幅器１９の出力によつて、可変電流
源２３の電流を制御し、この電流のトランジスタ
２０〜２２を介して、トランジスタ７〜９のベー
ス電流として順次供給する。

ここで、増幅器１９の利得は充分に高く構成
し、増幅器１８の出力電圧と等しい電圧が微小抵
抗１６の両端に生じるように、フイードバツク制
御されている。

すなわち、増幅器１８の出力電圧が増加すれば
増幅器１９の出力により可変電流源２３の電流量
が増加し、トランジスタ２０〜２２を介して供給
されるトランジスタ７〜９のベース電流が増加す
る。

これにより、モータ駆動コイルL₁、L₂、L₃に
流れる電流量I_Oを制御するトランジスタ７〜９の
コレクタ電流も増加する。これによつて、微小抵
抗１６に生じる電圧も増加し、増幅器１９に帰還
される構成になる。

これらの回路（微小抵抗１６に生じる電圧を増
幅器１９の反転入力に入力して帰還する回路）は
トランジスタ７〜９のh_FEのばらつきを吸収する
などの目的で一般によく用いられているものであ
る。

ここで、補正回路１００で補正した出力e_a（ま
たはe′_a）を、可変利得増幅器１５でモータ駆動
電流I0およびモータ回転速度（検出出力e_aのDC
レベル）に応じて適当に増幅し、増幅器１８の反
転入力端子に入力し、制御入力端子１７より入力
される制御信号と加算し、出力を得る。

このときの上記検出出力e_a（e′_a）成分による効
果を第７図に示す。第７図はモータ駆動電流I0波
形と発生トルクT0波形を示す。

従来は破線で示すように、一定電流I0を流すた
めに、発生トルクT0にリツプルを生じていたが、
本実施例の回路では実線で示すように、駆動電流
I0に上記した逆起電圧より検出した出力e_a（e′_a）
成分を重畳することにより得られるトルクT0は
一定となる。

ここで、可変利得増幅器１５の利得を次のよう
に可変する。モータ駆動電流I0が増加した時（負
荷増）には、トルクが増加し、トルク・リツプル
の絶対値が増加するので利得を上げる。本発明を
VTRのキヤプスタンモータ駆動装置に適用する
場合、その回転速度は、60rpm（EPモード）、
120rpm（LPモード）、180rpm（SPモード）と変化
する。その時補正回路１００の補正出力のリツプ
ルのＰ−Ｐ値はEP時の２倍、３倍になる。ここ
で、速度は変わつても、負荷は変わらないと仮定
すると、トルク・リツプルも変わらない。そこ
で、補正回路１００の補正出力をそのまま重畳し
てもトルクT0をトルク均一化できない。

そこで、回転速度の増加に伴つて増加する検波
器１３の検出出力に対して、利得を下げて対処す
る。この利得の制御は、補正回路１００をの補正
出力のDCレベルで行う。

ここで、逆起電圧e₁、e₂、e₃は駆動コイルL₁、
L₂、L₃が受ける磁束の変化であり、発生するト
ルクとの対応が非常に良い。したがつて、ほぼ正
確なトルク・リツプル補正を実現することが可能
となる。

すなわち、各コイルL₁、L₂、L₃が受ける磁束
の変化がいかなる波形であつても補正することが
できる。例えば、各コイルL₁、L₂、L₃が受ける
磁束の相対値に差が生じている場合にも改善する
効果がある。

第８図は本発明の実施例の具体的な回路図であ
る。ここで、第４図と同一部分及び、同一箇所に
は同一符号を付してある。第８図において、２４
〜３１は抵抗、３３はレベル・シフト回路、３４
は定電流源、３６〜４６はトランジスタ、４７は
コンデンサ、４８〜５０は定電圧源、５１〜５３
はダイオードである。

ここで、実際の駆動コイルL₁、L₂、L₃は抵抗
分を有しており、これを抵抗２４〜２６に示す。
この抵抗２４〜２６に生じる電圧降下分の影響を
取り除くため、検波器１３を構成するダイオード
５１〜５３の出力を受ける補正回路１００に、抵
抗２８、トランジスタ３９を設けている。

すなわち、モータ駆動電流I0によつて生じる微
小抵抗１６の電圧を、ダイオード接続したトラン
ジスタ３６と、このトランジスタ３６のバイアス
電流を供給する定電流源３４の接続点P₈ベース
入力としたトランジスタ３７と、このトランジス
タ３７のエミツタ抵抗２７とで構成されたエミツ
タ接続増幅器で受ける。

更に、このトランジスタ３７のコレクタ出力を
ダイオード接続したトランジスタ３８とトランジ
スタ３９により構成されたカレント・ミラー回路
を介して抵抗２８に供給する。

その結果、例えば抵抗２４〜２６の抵抗値の２
倍（各抵抗２４〜２６はほぼ等しい値であり、常
に２相のコイルに通電される。）と微小抵抗１６
の抵抗値の比と、抵抗２８と抵抗２７の抵抗値の
比を等しく設定することによつて、抵抗２４〜２
６によつて生じる電圧降下分と等しい電圧を抵抗
２８の両端に生じさせて、その電圧降下分を打消
した信号（逆起加算信号）をトランジスタ３９と
抵抗２８の接続点P₁に取り出すことができる。
更にモータの回転速度に応じたDCレベルを含ん
だ信号として取り出すことができる。

なお、定電流源３４は、モータ駆動電流I0に比
べて十分に小さく、無視できるように構成する。

次にこの出力を、トランジスタ４３，４４で構
成する差動増幅器に入力する。ここで、差動増幅
器の定電流源を構成するトランジスタ４０のベー
スを、前記トランジスタ３８のベース・コレクタ
接続点P₂につないで、この電流量を微小抵抗１
６に生じる電圧（すなわち、モータ駆動電流I0）
に比例して変化する構成とする。

また、トランジスタ４３のベース電位は、抵抗
３０，３１とコンデンサ４７により、トランジス
タ４４のベース電位と等しくなる。したがつて、
モータの回転速度に応じて、この差動増幅器のベ
ース電位が変化する。回転速度が速くなると逆起
加算信号（接続点P₁）のDCレベルは下降する。

そこで、このトランジスタ４３のベース電位か
ら、レベル・シフト回路３３を用いて、モータの
回転速度情報を得る。この情報を差動増幅器構成
としたトランジスタ４１，４２に入力する。

すなわち、モータの回転速度が遅いとき、逆起
加算信号のDCレベルは高いので、トランジスタ
４０で構成する定電流源の電流は、ほとんどトラ
ンジスタ４２を流れ、トランジスタ４３，４４で
構成した差動増幅器に供給される。

回転速度が速くなると、逆起加算信号のDCレ
ベルが低くなつて、トランジスタ４３，４４で構
成した差動増幅器に供給される電流は少なくな
る。このようにして、回転速度に応じても可変利
得増幅器１５の利得を制御する。

次に、この可変利得（差動）増幅器の出力を前
述した増幅器１８に入力する。

以上のように構成した回路により、実際のコイ
ルL₁、L₂、L₃が有する直流抵抗分の影響も取り
除いた、逆起電圧e₁、e₂、e₃より得られるトルク
リツプル分に比例した補正信号を検出する。そし
て、これを制御入力にフイードバツクすること
で、トルクリツプルの生じないモータ駆動回路が
得られる。

第８図からも明らかなように、この回路は比較
的素子数が少なく実現できる効果がある。

第９図は本発明の他の実施例の具体的な回路図
である。第９図において、第２，４，８図と同一
の符号は同一または同等部分をあらわしている。

５４は位置検出器１１の出力を入力として、ト
ランジスタ４〜９を制御する信号発生器、５６〜
６４は抵抗、６５はレベルシフト回路、６６〜６
８は定電流源、６９〜９０はトランジスタ、９１
はコンデンサ、９２，９３は定電圧源、９４〜９
６はダイオードである。

ここでは、検波器１３の構成としてダイオード
９４〜９６を用いて、逆起電圧波形e₁、e₂、e₃の
ピーク・レベルまで検波する。また、各コイルの
抵抗分２４〜２６に生じる電圧降下分の影響を取
り除くため、ダイオード９４〜９６の出力を受け
る補正回路１００に、抵抗６４を設けている。

すなわち、前述と同様にモータ駆動電流I0によ
つて抵抗２４〜２６に生じる電圧降下分の２倍の
電圧を抵抗６４の両端に生じさせて、逆起電圧の
ピーク・レベルを検波した逆起加算信号を、抵抗
６４とトランジスタ７４の接続点P₃に得る。

ここで、抵抗２４〜２６に生じる電圧降下分の
２倍としたのは、コイルL₁、L₂、L₃に両方向通
電するためであり、逆起電圧のロー・レベル部分
に相当する区間通電される。この時の電圧降下分
も同時に打消すことにより、ピークレベル、ロー
ルレベル個別に打消すよりも誤差を少なくできる
という効果がある。

上記逆起加算信号をレベルシフト回路６５を用
いて、トランジスタ７２と抵抗５７で構成するエ
ミツタ接地増幅器に入力する。

更に、上記トランジスタ７２のコレクタはトラ
ンジスタ７０のコレクタ・ベース接続点P₄に接
続する。このトランジスタ７０はダイオード接続
され、トランジスタ６９と共に、カレントミラー
回路を構成している。

一方、各コイルに発生する逆起電圧のローレベ
ルを検波するダイオード５１〜５３の出力を、ト
ランジスタ７１と、このトランジスタ７１のバイ
アス電流を供給する定電流源６７との接続点P₅
に入力する。

上記トランジスタ６９とトランジスタ７１の各
コレクタを接続し、両者のコレクタ電流の差で、
第５図に示す逆起電圧波形e₁、e₂、e₃のピークレ
ベル検波波形とローレベル検波波形の差を、その
接続点P₆に取り出すことができる。同時にその
検波波形の差のDCレベルも取り出すことができ
る。

すなわち、モータの回転速度が速いとき、逆起
電圧のピークレベルは高くなる。よつて、その検
波出力のDCレベルも高くなり、トランジスタ７
２の電流は増加するのでトランジスタ６９の電流
も増加する。一方、逆起電圧のローレベルは低く
なる。よつて、トランジスタ７１の電流は少なく
なる。

以上のことから、モータの回転速度が速いとき
には、トランジスタ６９のコレクタ電流が抵抗５
９に流れ込むようになる。逆に、回転速度が遅く
なると、逆起電圧のピークレベルは下がり、ロー
レベルが上昇する。よつて、抵抗６０，５９を通
して、トランジスタ７１が電流を吸い込むように
なる。

このようにして、回転速度情報も含んだ逆起電
圧波形のピークレベル検波波形とローレベル検波
波形の差（第６図に示すe_a（e′_a）成分）を取り出
すことができる。この信号をトランジスタ７７，
７８で構成した差動増幅器に入力する。

トランジスタ７７のコレクタに、ダイオード接
続したトランジスタ７６を接続し、そのコレクタ
とベースの接続点P₇にトランジスタ８０のベー
スを接続してカレントミラー回路としている。こ
の差動増幅器に入力するe_a（e′_a）成分のDCレベル
に応じて、抵抗６１に発生する電圧が変化するこ
とになる。

したがつて、抵抗６２，６３及びコンデンサ９
１によつて、トランジスタ８４，８５のベース電
位は等しくなり、上記e_a（e′_a）成分のDCレベルに
応じた電位変化が、トランジスタ８９のベース電
位変化になる。

そこで、ダイオード接続したトランジスタ９０
とトランジスタ７９とで構成したカレントミラー
回路で、トランジスタ７７，７８で構成した差動
増幅器の利得を変化させる。

同時に、微小抵抗１６で検出した駆動電流I0の
変動を、ダイオード接続したトランジスタ７５と
トランジスタ８３のベース電位変化に変換し、カ
レントミラー回路（ダイオード接続したトランジ
スタ８１とトランジスタ８２）で、トランジスタ
８４，８５で構成した差動増幅器の電流源とす
る。これで、トランジスタ８４，８５で構成した
差動増幅器の利得を、モータ駆動電流で可変でき
る。

以上のようにして、逆起電圧より検波したe_a
（e′_a）成分で、あらゆる回転速度においてトルク
リツプルを生じない駆動回路が得られる。この回
路では、抵抗５８を変えるだけで、コイルの抵抗
分の異なるモータに適用できるという効果があ
り、IC化に好適な回路である。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、モータ駆動コイルに生じる逆起電圧に基づい
て発生させたトルクリツプルを補正する信号で、
モータにトルクリツプルを補正する電流を流すよ
うにしたから、磁束のリツプル分をあらゆるモー
タ回転速度で補正することができるので、磁束と
駆動電流の積により得られるトルクを一定にする
ことができる。すなわち、トルクリツプルのほと
んど発生しない多相ブラシレスモータの駆動装置
を実現できる効果が達成される。

【図面の簡単な説明】

第１図は三相ブラシレス直流モータのロータと
コイルの相対的な位置関係の説明図、第２図は三
相両方向通電方式の駆動回路を示す回路図、第３
図はこの回路の動作波形を示す波形図、第４図は
本発明の駆動装置のブロツク図、第５図、第６図
は本発明の駆動装置のコイルに生じる逆起電圧を
示す波形図、第７図は本発明の駆動装置における
時間に対する電流、トルクの波形図、第８図は本
発明駆動装置の実施例の具体的な回路図、第９図
は他の実施例の具体的な回路図である。１……ロータ、２，３……ヨーク板、４〜９，
２０〜２２……トランジスタ、１３……検波器、
１４……LPF、１５……可変利得増幅器、１８，
１９……増幅器、２３……可変電流源、２４〜３
１，５６〜６４……抵抗、３３，６５……レベル
シフト回路、３４，６６〜６８……定電流源、３
６〜４６，６９〜９０……トランジスタ、４７，
９１……コンデンサ、４８〜５０，９２，９３…
…定電圧源、５１〜５３，９４〜９６……ダイオ
ード、１２，５４……トランジスタ４〜９を制御
する信号発生器、１００……補正回路。

Claims

【特許請求の範囲】１多相ブラシレスモータのロータ回転位置を検
出する位置検出手段と、上記位置検出手段の出力
により複数のモータコイルの切換信号を形成する
切換信号形成手段と、上記切換信号形成手段の出
力信号により各モータコイルに通電するモータ駆
動手段と、モータ制御入力信号をその第１の入力
端に入力し、該信号に比例する電流を、上記モー
タ駆動手段に供給するモータ制御手段と、を備え
て成る多相ブラシレスモータの駆動装置におい
て、各モータコイルの通電期間に生ずる逆起電圧を
検波する検波器と、該検波器の出力を入力とし、上記モータコイル
に流れる電流量によつて、検波信号を補正する補
正回路と、該補正回路の出力を入力とし、モータの負荷ト
ルク及びモータの回転速度によつて利得を制御す
る可変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出力を上記モータ制御手段
の第２の入力端に入力し、上記モータ制御入力信
号に比例しトルクリツプルを補正する電流を発生
するモータ制御手段と、を備えて成ることを特徴とする多相ブラシレスモ
ータの駆動装置。