JPH0376119B2 - - Google Patents

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JPH0376119B2
JPH0376119B2 JP59032376A JP3237684A JPH0376119B2 JP H0376119 B2 JPH0376119 B2 JP H0376119B2 JP 59032376 A JP59032376 A JP 59032376A JP 3237684 A JP3237684 A JP 3237684A JP H0376119 B2 JPH0376119 B2 JP H0376119B2
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Japan
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motor
output
current
signal
coil
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JP59032376A
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JPS60180493A (ja
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Takayasu Ito
Hideo Nishijima
Isao Fukushima
Yoshiro Fujimori
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Hitachi Image Information Systems Inc
Hitachi Ltd
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Hitachi Ltd
Hitachi Video Engineering Co Ltd
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Publication date
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Priority to US06/703,906 priority patent/US4651067A/en
Priority to DE8585101938T priority patent/DE3577503D1/de
Priority to EP19850101938 priority patent/EP0154863B1/en
Publication of JPS60180493A publication Critical patent/JPS60180493A/ja
Publication of JPH0376119B2 publication Critical patent/JPH0376119B2/ja
Granted legal-status Critical Current

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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、多相ブラシレスモータの駆動装置に
関するもので、多相ブラシレスモータのロータ回
転位置を検出する位置検出手段と、この位置検出
手段の出力によりモータ駆動用信号を発生する信
号発生手段と、この信号発生手段の出力によりモ
ータコイルに通電するモータ駆動手段と、制御入
力電圧に比例する電流を前記モータ駆動手段に流
すモータ制御手段とからなる多相ブラシレスモー
タの駆動に関するものである。本発明は、特に、
VTR等のキヤプスタンモータ等の駆動に好適な
多相ブラシレスモータの駆動装置に関するもので
ある。
〔発明の背景〕
従来の多相ブラシレス直流モータとしては三相
モータが一般的である。第1図は従来の三相両方
向通電(一相のコイルに対して両方向に通電する
期間を有するもの)方式のモータ説明図である。
第2図は、各コイルL1、L2、L3の結線とその
通電切換回路を示す。また、この時の各部の動作
を第3図に示す。
ここでは、説明を簡単にするために、永久磁石
のロータ1が固定されていて、コイルL1、L2
L3がロータ1に対して相対的に移動するものと
している。また、ロータ1及びコイルL1、L2
L3はそれぞれ直線状に展開して示している。
ロータ1のN、S交互の永久磁石によつて発生
する磁界に対しては、コイルL1、L2、L3をはさ
んで対向するヨーク板2,3との間で閉磁路が形
成される。この時、コイルL1、L2、L3の位置で
生じる磁界は一般的に、ほぼ正弦波状となる。
ここで、各コイルL1、L2、L3は、それぞれほ
ぼ電気角180°(すなわち、NまたはSの永久磁石
の1個分の中)にわたつて巻装されている。そし
て、これらのコイルL1、L2、L3はそれぞれ電気
角120°の位相差で配置されている。
今、コイルL1の前端がθ1の位置にある時(時点
t1)、第1図、第3図に示すように、コイルL1
L2に通電する。例えば、第2図の駆動回路では
トランジスタ6,8が所定の電流量で導通し、そ
の他のトランジスタ4,5,7,9はしや断して
いる。
なお、コイルL1の前端とは、例えば、コイル
L1に第1図の方向に電流を流した時に、N極
(またはS極)の磁束によつて、モーターのロー
タ1に正方向のトルクが生じるコイルの往路部分
(または復路部分)のことである。
そして、コイルL1が電気角でほぼ60°回転して
θ2の位置(時点t2)に達するまでのこの通電を行
う。
次に、コイルL1の前端がθ2の位置(時点t2)に
達すると、第1図、第3図に示すように、コイル
L2の通電を断つと同時に、新にコイルL3に通電
を開始する。このとき、第2図の駆動回路では、
トランジスタ6,7が所定電流量で導通し、その
他のトランジスタ4,5,8,9はしや断してい
る。
このようにして、順次、コイルL1の前端がθ3
位置(時点t3)に達すると、コイルL3、L2が導通
し、θ4の位置(時点t4)に達すると、コイルL2
L1が導通する。
すなわち、6種類のモードを順次切換えて電気
角360°の回転を達成する。
なお第2図において、10は電圧源、11はロ
ータ1の回転位置を検出する位置検出器、12は
上記位置検出器11の出力により、トランジスタ
4〜9を制御する信号発生器である。
したがつて、第3図に示すように、コイルL1
の前端が受ける磁束φ1によつて、t1からt2までの
間にコイルL1の電流I1とロータ1の磁束とによつ
て発生するトルクは、図中のトルクT1となる。
また、この期間のコイルL2の電流I2とロータ1
の磁束(コイルL2の前端が受ける磁束φ2はφ1
対して120°の位相遅れがある。)とによつて発生
するトルクは、図中のトルクT2となる。
この期間では、コイルL3に流れる電流I3は零で
あり、トルクT3も零である。すなわち、合成ト
ルクT0(=T1+T2+T3)は図示のようなリツプ
ル成分を含んだトルクT0となる。
すなわち T1∝φ1I1 T2∝φ2I2 T3∝φ3I3 ……(1) ここで、I1=I2=I3=一定とすれば、T1、T2
T3は磁束φ1、φ2、φ3に比例した正弦波状の信号
となる。
なお、コイルL1、L2、L3のそれぞれの後端に
は、それぞれの通電期間においてS極が磁束が鎖
交していて、この後端部分を流れるコイルの復路
部分(または往路部分)の電流によつてコイルの
前端の回転トルクと同方向のトルクが発生するの
はもちろんである。
同様にt2〜t4についても、第3図に波形T0で示
す合成トルクが発生する。
このため、N相モータを駆動した場合、第3図
のようたトルク・リツプルが発生する。それ故に
通常回転時には、これによる速度変動を低減する
ために、大きな慣性を回転体に持たせなければな
らないという問題があつた。
また、このトルク・リツプル周期より短い周期
で間欠的に駆動する場合等には、精度の良い間欠
駆動が実現できないという問題があつた。
〔発明の目的〕
本発明は前述の欠点を除去するためになされた
ものであり、その目的は、トルク・リツプルを発
生させない多相ブラシレスモータの駆動装置を提
供することにある。
〔発明の概要〕
前記目的を達成するために、本発明は、多相ブ
ラシレスモータのロータ回転位置を検出する位置
検出手段(該当一実施例符号11)と、該位置検
出手段の出力により複数のモータコイル(該当一
実施例符号L1、L2、L3)の切換信号を形成する
切換信号形成手段(該当一実施例符号12)と、
該切換信号形成手段の出力信号により各モータコ
イルに通電するモータ駆動手段(該当一実施例符
号4〜9)と、モータ制御入力信号をその第1の
入力端(該当一実施例符号17)に入力し、該信
号に比例する電流を上記モータ駆動手段に供給す
るモータ制御手段(該当一実施例符号19,2
3)と、を備えて成る多相ブラシレスモータの駆
動装置であつて、 各モータコイルの通電期間に生ずる逆起電圧を
検波する検波器(該当一実施例符号13)と、 該検波器の出力を入力とし、上記モータコイル
に流れる電流量によつて、検波信号を補正する補
正回路(該当一実施例符号100)と、 該補正回路の出力を入力とし、モータの負荷ト
ルク及びモータの回転速度によつて、利得を制御
する可変利得増幅器(該当一実施例符号15)
と、 該可変利得増幅器の出力を上記モータ制御手段
の第2の入力端に入力し、上記モータ制御入力信
号に比例しトルクリツプルを補正する電流を発生
するモータ制御手段(該当一実施例符号18,1
9,23)と、 を備える。
かかる構成において、 (a) 上記検波器は、モータコイルの通電期間に生
ずる逆起電圧の合成波形を検出し、 (b) 上記補正回路は、上記合成波形に重畳されて
いる、コイルの抵抗分による電圧降下分、の影
響を取り除き、純粋に逆起電圧分だけを合成し
たものにしトルクの合成波形(トルクリツプル
波形)と相似なものとする。また、(c)上記可変
利得増幅器は、負荷に対応したモータコイル
電流に比例するように、上記補正回路の出力の
増幅度を可変する。例えば、モータの負荷が増
加した場合には、サーボ系によつて、速度が一
定に保持されるようモータのコイル電流が増加
され発生トルクが増加されるが、この時、トル
クリツプルの絶対値も増加するので、該可変利
得増幅器が補正回路の出力の増幅度を上げるよ
うに働く、と同時に、モータの回転速度の増
減に対しては、該回転速度に反比例し上記補正
回路の出力の増幅度を可変する。例えば、モー
タの回転速度が増加する場合には、回転速度の
増加によつて増加する補正回路の出力を下げる
ように働く。
上記によつて、モータのトルクリツプルに等し
い波形を得、それを逆相でモータの電流に重畳さ
せ、トルクリツプルをキヤンセルする。
〔発明の実施例〕
以下に、図面を参照して、本発明を詳細に説明
する。第4図は本発明の一実施例を示すブロツク
図である。第4図において、第2図と同一の符号
は、同一また同等部分をあらわしている。
第4図において、13は検波器、14はLPF
(ローパスフイルタ)、15は可変利得増幅器、1
6は微小抵抗、17は制御入力端子、18,19
は増幅器、20,21,22はトランジスタ、2
3は可変電流源、100は補正回路である。
本発明の実施例は上記の構成からなるもので、
その動作を第5図〜第7図の波形図を用いて説明
する。
トランジスタ4〜9が第2図の従来例で示した
ように、所定の切換動作で一定電流を流すことに
より、ロータ1を一定回転動作させると、各コイ
ルL1、L2、L3には、ロータ1のN、S交互の永
久磁石によつて発生する磁界(磁束φ1、φ2、φ3
より逆起電圧e1、e2、e3を生じる(第5図)。
すなわち、 e1∝φ1・V e2∝φ2・V e3∝φ3・V ……(2) ここで、vはモータ(ロータ1)の回転速度で
ある。従つて、e1、e2、e3は磁束φ1、φ2、φ3に比
例した正弦波状の信号となる。
ここで、例えば、トランジスタ4〜6を飽和駆
動(ON−OFFのスイツチ動作)とし、トランジ
スタ7〜9を非飽和駆動(定電流源として動作)
として制御することで、第5図に示す各逆起電圧
e1、e2、e3のうちの1つを示すと第6図aのよう
になる。すなわち、トランジスタ4〜6が飽和す
る場合には、逆起電力(例えば、e1)の上側が電
圧源10の電圧値でクリツプされたようになる。
このクリツプされた区間では、例えば、トランジ
スタ6からコイルL1に流れた電流は、その前半
ではコイルL3、後半ではL3に流れる。その前半
ではコイルL3に発生する逆起電力に、上記クリ
ツプされた分の逆起電力が重畳され、同様に、後
半ではL2に発生する逆起電力にクリツプされた
分の逆起電力が重畳される。さらに、コイルL1
L2、L3が有する抵抗分(抵抗値R)で生じる電
圧降下RI0(I0はコイル電流)が重畳される。
この第6図のコイル端電圧のロー・レベルを検
波し、コイル電流で発生する電圧降下分を補正回
路100で補正した出力波形ea(第6図b)は明
らかなように、第3図に示した合成トルクT0の
逆相波形となる。このロー・レベル検波は検波器
13で行う。
この時、例えばモータが、第5図〜第7図に示
した場合の1/3倍の速度で回転すると、逆起電圧
は1/3倍になるし、その周波数も1/3倍になる。ま
た、検波器13の出力波形e′a(第6図)も、リツ
プルのP−P値周波数がそれぞれ1/3倍になるこ
とは、容易に理解できる。
したがつて、第6図cに示すように補正回路1
00の出力波形e′aのDCレベルは上がることにな
る。この出力ea(またはe′a)を、可変利得増幅器
15に入力する。
可変利得増幅器15の非反転入力端子には、補
正回路100で補正した出力波形eaをLPF14を
介して入力し、その出力波形eaのDC成分のみが
入力される。一方反転入力端子には、補正回路1
00の出力波形eaが入力される。この可変利得増
幅器15の目的は、モータの回転速度によつ
て、補正回路100の出力信号は変化するが、可
変利得増幅器15の出力信号は変化しないよう
に、その利得を変化させること、及び、モータ
駆動コイルL1、L2、L3に流れる電流I0に比例し
て、補正回路100の出力信号を増幅すること、
である。この可変量は後に詳述する。
この可変利得増幅器15は、上述した補正回路
100の出力eaのDCレベルおよびモーター駆動
コイルL1、L2、L3に流れる電流の総和である電
流I0を、微小抵抗16で検出した信号によつて、
その利得が制御される。
すなわち、そのモータの負荷電流に比例して
補正回路の出力の増幅度を変化せしめる。例え
ば、負荷が増加した場合には、サーボ系によりモ
ータの電流I0が増大(微小抵抗16の電圧降下も
増大)された発生トルクが増大されるので、補正
すべきトルクリツプルの絶対値もこれに比例して
増加するため、補正回路の出力の増幅度を上げて
該増加したトルクリツプルをキヤンセルする。ま
た、モータの回転速度に反比例するように、補
正回路の出力の増幅度を可変する。例えば、モー
タの回転速度が増加する場合(第6図b(補正回
路100の出力のDCレベルはダウンする))に
は、逆起電圧は回転速度に比例して増大するがト
ルクリツプルはほとんどの場合増大しない。この
ため上記逆起電圧による補正回路の出力を減衰さ
せトルクリツプルの大きさに合わせるようにし該
トルクリツプルをキヤンセルする。回転速度が減
少する場合(第6図c(補正回路100の出力の
DCレベルはアツプする))はこの逆となり、補正
回路の出力を上げる。
この可変利得増幅器15の出力は増幅器18の
反転入力端子の入力となる。この増幅器18の非
反転入力端子の入力には、制御入力端子17より
モータの回転速度を制御する信号が入力される。
すなわち、一定速度でモータを回転させる場合に
は、ほぼ一定の直流電圧値となる。
この増幅器18の出力は、増幅器19の一方の
入力となり、他方の入力端には、微小抵抗16で
検出したモータ駆動電流量に比例した信号を入力
する。この増幅器19の出力によつて、可変電流
源23の電流を制御し、この電流のトランジスタ
20〜22を介して、トランジスタ7〜9のベー
ス電流として順次供給する。
ここで、増幅器19の利得は充分に高く構成
し、増幅器18の出力電圧と等しい電圧が微小抵
抗16の両端に生じるように、フイードバツク制
御されている。
すなわち、増幅器18の出力電圧が増加すれば
増幅器19の出力により可変電流源23の電流量
が増加し、トランジスタ20〜22を介して供給
されるトランジスタ7〜9のベース電流が増加す
る。
これにより、モータ駆動コイルL1、L2、L3
流れる電流量IOを制御するトランジスタ7〜9の
コレクタ電流も増加する。これによつて、微小抵
抗16に生じる電圧も増加し、増幅器19に帰還
される構成になる。
これらの回路(微小抵抗16に生じる電圧を増
幅器19の反転入力に入力して帰還する回路)は
トランジスタ7〜9のhFEのばらつきを吸収する
などの目的で一般によく用いられているものであ
る。
ここで、補正回路100で補正した出力ea(ま
たはe′a)を、可変利得増幅器15でモータ駆動
電流I0およびモータ回転速度(検出出力eaのDC
レベル)に応じて適当に増幅し、増幅器18の反
転入力端子に入力し、制御入力端子17より入力
される制御信号と加算し、出力を得る。
このときの上記検出出力ea(e′a)成分による効
果を第7図に示す。第7図はモータ駆動電流I0波
形と発生トルクT0波形を示す。
従来は破線で示すように、一定電流I0を流すた
めに、発生トルクT0にリツプルを生じていたが、
本実施例の回路では実線で示すように、駆動電流
I0に上記した逆起電圧より検出した出力ea(e′a
成分を重畳することにより得られるトルクT0は
一定となる。
ここで、可変利得増幅器15の利得を次のよう
に可変する。モータ駆動電流I0が増加した時(負
荷増)には、トルクが増加し、トルク・リツプル
の絶対値が増加するので利得を上げる。本発明を
VTRのキヤプスタンモータ駆動装置に適用する
場合、その回転速度は、60rpm(EPモード)、
120rpm(LPモード)、180rpm(SPモード)と変化
する。その時補正回路100の補正出力のリツプ
ルのP−P値はEP時の2倍、3倍になる。ここ
で、速度は変わつても、負荷は変わらないと仮定
すると、トルク・リツプルも変わらない。そこ
で、補正回路100の補正出力をそのまま重畳し
てもトルクT0をトルク均一化できない。
そこで、回転速度の増加に伴つて増加する検波
器13の検出出力に対して、利得を下げて対処す
る。この利得の制御は、補正回路100をの補正
出力のDCレベルで行う。
ここで、逆起電圧e1、e2、e3は駆動コイルL1
L2、L3が受ける磁束の変化であり、発生するト
ルクとの対応が非常に良い。したがつて、ほぼ正
確なトルク・リツプル補正を実現することが可能
となる。
すなわち、各コイルL1、L2、L3が受ける磁束
の変化がいかなる波形であつても補正することが
できる。例えば、各コイルL1、L2、L3が受ける
磁束の相対値に差が生じている場合にも改善する
効果がある。
第8図は本発明の実施例の具体的な回路図であ
る。ここで、第4図と同一部分及び、同一箇所に
は同一符号を付してある。第8図において、24
〜31は抵抗、33はレベル・シフト回路、34
は定電流源、36〜46はトランジスタ、47は
コンデンサ、48〜50は定電圧源、51〜53
はダイオードである。
ここで、実際の駆動コイルL1、L2、L3は抵抗
分を有しており、これを抵抗24〜26に示す。
この抵抗24〜26に生じる電圧降下分の影響を
取り除くため、検波器13を構成するダイオード
51〜53の出力を受ける補正回路100に、抵
抗28、トランジスタ39を設けている。
すなわち、モータ駆動電流I0によつて生じる微
小抵抗16の電圧を、ダイオード接続したトラン
ジスタ36と、このトランジスタ36のバイアス
電流を供給する定電流源34の接続点P8ベース
入力としたトランジスタ37と、このトランジス
タ37のエミツタ抵抗27とで構成されたエミツ
タ接続増幅器で受ける。
更に、このトランジスタ37のコレクタ出力を
ダイオード接続したトランジスタ38とトランジ
スタ39により構成されたカレント・ミラー回路
を介して抵抗28に供給する。
その結果、例えば抵抗24〜26の抵抗値の2
倍(各抵抗24〜26はほぼ等しい値であり、常
に2相のコイルに通電される。)と微小抵抗16
の抵抗値の比と、抵抗28と抵抗27の抵抗値の
比を等しく設定することによつて、抵抗24〜2
6によつて生じる電圧降下分と等しい電圧を抵抗
28の両端に生じさせて、その電圧降下分を打消
した信号(逆起加算信号)をトランジスタ39と
抵抗28の接続点P1に取り出すことができる。
更にモータの回転速度に応じたDCレベルを含ん
だ信号として取り出すことができる。
なお、定電流源34は、モータ駆動電流I0に比
べて十分に小さく、無視できるように構成する。
次にこの出力を、トランジスタ43,44で構
成する差動増幅器に入力する。ここで、差動増幅
器の定電流源を構成するトランジスタ40のベー
スを、前記トランジスタ38のベース・コレクタ
接続点P2につないで、この電流量を微小抵抗1
6に生じる電圧(すなわち、モータ駆動電流I0)
に比例して変化する構成とする。
また、トランジスタ43のベース電位は、抵抗
30,31とコンデンサ47により、トランジス
タ44のベース電位と等しくなる。したがつて、
モータの回転速度に応じて、この差動増幅器のベ
ース電位が変化する。回転速度が速くなると逆起
加算信号(接続点P1)のDCレベルは下降する。
そこで、このトランジスタ43のベース電位か
ら、レベル・シフト回路33を用いて、モータの
回転速度情報を得る。この情報を差動増幅器構成
としたトランジスタ41,42に入力する。
すなわち、モータの回転速度が遅いとき、逆起
加算信号のDCレベルは高いので、トランジスタ
40で構成する定電流源の電流は、ほとんどトラ
ンジスタ42を流れ、トランジスタ43,44で
構成した差動増幅器に供給される。
回転速度が速くなると、逆起加算信号のDCレ
ベルが低くなつて、トランジスタ43,44で構
成した差動増幅器に供給される電流は少なくな
る。このようにして、回転速度に応じても可変利
得増幅器15の利得を制御する。
次に、この可変利得(差動)増幅器の出力を前
述した増幅器18に入力する。
以上のように構成した回路により、実際のコイ
ルL1、L2、L3が有する直流抵抗分の影響も取り
除いた、逆起電圧e1、e2、e3より得られるトルク
リツプル分に比例した補正信号を検出する。そし
て、これを制御入力にフイードバツクすること
で、トルクリツプルの生じないモータ駆動回路が
得られる。
第8図からも明らかなように、この回路は比較
的素子数が少なく実現できる効果がある。
第9図は本発明の他の実施例の具体的な回路図
である。第9図において、第2,4,8図と同一
の符号は同一または同等部分をあらわしている。
54は位置検出器11の出力を入力として、ト
ランジスタ4〜9を制御する信号発生器、56〜
64は抵抗、65はレベルシフト回路、66〜6
8は定電流源、69〜90はトランジスタ、91
はコンデンサ、92,93は定電圧源、94〜9
6はダイオードである。
ここでは、検波器13の構成としてダイオード
94〜96を用いて、逆起電圧波形e1、e2、e3
ピーク・レベルまで検波する。また、各コイルの
抵抗分24〜26に生じる電圧降下分の影響を取
り除くため、ダイオード94〜96の出力を受け
る補正回路100に、抵抗64を設けている。
すなわち、前述と同様にモータ駆動電流I0によ
つて抵抗24〜26に生じる電圧降下分の2倍の
電圧を抵抗64の両端に生じさせて、逆起電圧の
ピーク・レベルを検波した逆起加算信号を、抵抗
64とトランジスタ74の接続点P3に得る。
ここで、抵抗24〜26に生じる電圧降下分の
2倍としたのは、コイルL1、L2、L3に両方向通
電するためであり、逆起電圧のロー・レベル部分
に相当する区間通電される。この時の電圧降下分
も同時に打消すことにより、ピークレベル、ロー
ルレベル個別に打消すよりも誤差を少なくできる
という効果がある。
上記逆起加算信号をレベルシフト回路65を用
いて、トランジスタ72と抵抗57で構成するエ
ミツタ接地増幅器に入力する。
更に、上記トランジスタ72のコレクタはトラ
ンジスタ70のコレクタ・ベース接続点P4に接
続する。このトランジスタ70はダイオード接続
され、トランジスタ69と共に、カレントミラー
回路を構成している。
一方、各コイルに発生する逆起電圧のローレベ
ルを検波するダイオード51〜53の出力を、ト
ランジスタ71と、このトランジスタ71のバイ
アス電流を供給する定電流源67との接続点P5
に入力する。
上記トランジスタ69とトランジスタ71の各
コレクタを接続し、両者のコレクタ電流の差で、
第5図に示す逆起電圧波形e1、e2、e3のピークレ
ベル検波波形とローレベル検波波形の差を、その
接続点P6に取り出すことができる。同時にその
検波波形の差のDCレベルも取り出すことができ
る。
すなわち、モータの回転速度が速いとき、逆起
電圧のピークレベルは高くなる。よつて、その検
波出力のDCレベルも高くなり、トランジスタ7
2の電流は増加するのでトランジスタ69の電流
も増加する。一方、逆起電圧のローレベルは低く
なる。よつて、トランジスタ71の電流は少なく
なる。
以上のことから、モータの回転速度が速いとき
には、トランジスタ69のコレクタ電流が抵抗5
9に流れ込むようになる。逆に、回転速度が遅く
なると、逆起電圧のピークレベルは下がり、ロー
レベルが上昇する。よつて、抵抗60,59を通
して、トランジスタ71が電流を吸い込むように
なる。
このようにして、回転速度情報も含んだ逆起電
圧波形のピークレベル検波波形とローレベル検波
波形の差(第6図に示すea(e′a)成分)を取り出
すことができる。この信号をトランジスタ77,
78で構成した差動増幅器に入力する。
トランジスタ77のコレクタに、ダイオード接
続したトランジスタ76を接続し、そのコレクタ
とベースの接続点P7にトランジスタ80のベー
スを接続してカレントミラー回路としている。こ
の差動増幅器に入力するea(e′a)成分のDCレベル
に応じて、抵抗61に発生する電圧が変化するこ
とになる。
したがつて、抵抗62,63及びコンデンサ9
1によつて、トランジスタ84,85のベース電
位は等しくなり、上記ea(e′a)成分のDCレベルに
応じた電位変化が、トランジスタ89のベース電
位変化になる。
そこで、ダイオード接続したトランジスタ90
とトランジスタ79とで構成したカレントミラー
回路で、トランジスタ77,78で構成した差動
増幅器の利得を変化させる。
同時に、微小抵抗16で検出した駆動電流I0の
変動を、ダイオード接続したトランジスタ75と
トランジスタ83のベース電位変化に変換し、カ
レントミラー回路(ダイオード接続したトランジ
スタ81とトランジスタ82)で、トランジスタ
84,85で構成した差動増幅器の電流源とす
る。これで、トランジスタ84,85で構成した
差動増幅器の利得を、モータ駆動電流で可変でき
る。
以上のようにして、逆起電圧より検波したea
(e′a)成分で、あらゆる回転速度においてトルク
リツプルを生じない駆動回路が得られる。この回
路では、抵抗58を変えるだけで、コイルの抵抗
分の異なるモータに適用できるという効果があ
り、IC化に好適な回路である。
〔発明の効果〕
以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、モータ駆動コイルに生じる逆起電圧に基づい
て発生させたトルクリツプルを補正する信号で、
モータにトルクリツプルを補正する電流を流すよ
うにしたから、磁束のリツプル分をあらゆるモー
タ回転速度で補正することができるので、磁束と
駆動電流の積により得られるトルクを一定にする
ことができる。すなわち、トルクリツプルのほと
んど発生しない多相ブラシレスモータの駆動装置
を実現できる効果が達成される。
【図面の簡単な説明】
第1図は三相ブラシレス直流モータのロータと
コイルの相対的な位置関係の説明図、第2図は三
相両方向通電方式の駆動回路を示す回路図、第3
図はこの回路の動作波形を示す波形図、第4図は
本発明の駆動装置のブロツク図、第5図、第6図
は本発明の駆動装置のコイルに生じる逆起電圧を
示す波形図、第7図は本発明の駆動装置における
時間に対する電流、トルクの波形図、第8図は本
発明駆動装置の実施例の具体的な回路図、第9図
は他の実施例の具体的な回路図である。 1……ロータ、2,3……ヨーク板、4〜9,
20〜22……トランジスタ、13……検波器、
14……LPF、15……可変利得増幅器、18,
19……増幅器、23……可変電流源、24〜3
1,56〜64……抵抗、33,65……レベル
シフト回路、34,66〜68……定電流源、3
6〜46,69〜90……トランジスタ、47,
91……コンデンサ、48〜50,92,93…
…定電圧源、51〜53,94〜96……ダイオ
ード、12,54……トランジスタ4〜9を制御
する信号発生器、100……補正回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1 多相ブラシレスモータのロータ回転位置を検
    出する位置検出手段と、上記位置検出手段の出力
    により複数のモータコイルの切換信号を形成する
    切換信号形成手段と、上記切換信号形成手段の出
    力信号により各モータコイルに通電するモータ駆
    動手段と、モータ制御入力信号をその第1の入力
    端に入力し、該信号に比例する電流を、上記モー
    タ駆動手段に供給するモータ制御手段と、を備え
    て成る多相ブラシレスモータの駆動装置におい
    て、 各モータコイルの通電期間に生ずる逆起電圧を
    検波する検波器と、 該検波器の出力を入力とし、上記モータコイル
    に流れる電流量によつて、検波信号を補正する補
    正回路と、 該補正回路の出力を入力とし、モータの負荷ト
    ルク及びモータの回転速度によつて利得を制御す
    る可変利得増幅器と、 該可変利得増幅器の出力を上記モータ制御手段
    の第2の入力端に入力し、上記モータ制御入力信
    号に比例しトルクリツプルを補正する電流を発生
    するモータ制御手段と、 を備えて成ることを特徴とする多相ブラシレスモ
    ータの駆動装置。
JP59032376A 1984-02-24 1984-02-24 多層ブラシレスモ−タの駆動装置 Granted JPS60180493A (ja)

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US06/703,906 US4651067A (en) 1984-02-24 1985-02-21 Apparatus for driving brushless motor
DE8585101938T DE3577503D1 (de) 1984-02-24 1985-02-22 Geraet zum betrieb eines buerstenlosen mehrphasenmotors.
EP19850101938 EP0154863B1 (en) 1984-02-24 1985-02-22 Apparatus for driving polyphase brushless motor

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JPS60180493A JPS60180493A (ja) 1985-09-14
JPH0376119B2 true JPH0376119B2 (ja) 1991-12-04

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Also Published As

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DE3577503D1 (de) 1990-06-07
EP0154863B1 (en) 1990-05-02
EP0154863A3 (en) 1986-07-30
EP0154863A2 (en) 1985-09-18
JPS60180493A (ja) 1985-09-14

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