JPS6137873B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ロータの回転位置を検出する位置検
出手段の検出出力に応じた駆動電流をモータのコ
イルに流すようにしたモータ駆動回路に関し、特
に互に電気角でπ/2の奇数倍の位相差を有する２
相のコイルの夫々の鎖交磁束と同相の駆動電流を
流して定トルク駆動するようにしたリニア駆動
（二相交流駆動）のブラシレスモータの駆動回路
に用いて最適なものである。

第１図はこのような従来から知られているブラ
シレスモータの駆動回路のブロツク回路図であ
る。第１図において、回転子を構成するマグネツ
ト１は例えば２極であつて、180゜ずつの互に逆
極性の着磁部分を有している。固定子側には２相
のコイル２，３が電気角でπ／２若しくはπ／２
の奇数倍の位相差で設けられている。従つて、マ
グネツト１により形成されるコイル２，３の鎖交
磁束密度は、その最大値をB₀とすると、夫々B₁
＝B₀sinθ及びB₂＝B₀cosθとなる。また固定子に
はマグネツト１を備える回転子の回転角度を検出
するための位置検出素子４，５が第１図に示すよ
うにコイル２，３の夫々と同相または180゜の整
数倍の位相差で設けられている。

これらの位置検出素子４，５は例えばホール素
子であつて、電源６から一定方向の電流がその電
流端子４ａ，４ｄ及び５ａ，５ｄ間に流されてい
る。そしてマグネツト１の漏れ磁束に応じた検出
出力が素子４，５の出力端子４ｂ，４ｃ間及び５
ｂ，５ｃ間から夫々得られ、この出力は上記コイ
ル２，３の鎖交磁束と同相である。即ち、e₁＝
K₁sinθ及びe₂＝K₁cosθ（K₁：定数）なる検出
出力が得られ、この検出出力はリニア増幅動作す
る駆動回路７，８に供給される。従つて、コイル
２，３にはi₁＝K₂sinθ及びi₂＝K₂cosθで表わさ
れる駆動電流が流される（K₂：定数）。この結
果、マグネツト１によつて形成されるコイル２，
３の鎖交磁束B₁，B₂と、コイル２，３を流れる
駆動電流とによつて生ずる合成トルクは、 Ｔ＝K₂B₀sin²θ＋K₂B₀cos²θ＝K₂B₀ となつて、回転子の回転角θに無関係に一定とな
る。

なお第１図の駆動回路７，８は直流増幅器でも
つて構成され、位置検出素子４，５からコイル
２，３までは直流的に直結されている。これはモ
ータの起動時に位置検出素子４，５の直流出力を
増幅してコイル２，３に直流電流を流す必要があ
るためである。

第２図は上述のようなブラシレスモータの回転
速度を制御するようにした従来から公知のモータ
駆動回路の一例を示す回路図である。第２図にお
いて、モータ１１には周波数発電機等の回転速度
検出器１２が取付けられ、この検出器１２からモ
ータの回転速度に応じた検出信号が得られる。こ
の検出信号と、基準速度信号発生回路１４から得
られる基準速度信号とが誤差信号検出回路１３に
おいて比較され、基準速度との誤差に応じた誤差
速度信号Ｖ_s（サーボ電圧）が形成される。この
誤差速度信号Ｖ_sは負帰還抵抗１６を備える演算
増幅器１５に供給され、この演算増幅器１５の出
力は位置検出素子４，５の夫々の電流供給端子４
ａ，５ａに供給される。

このため位置検出素子４，５には誤差速度信号
Ｖ_sのレベルに応じた電流が流される。従つて、
位置検出素子４，５の夫々の出力端子４ｂ，４ｃ
及び５ｂ，５ｃからは誤差速度信号Ｖ_sに応じて
そのレベルが制御された位置検出信号が得られ、
この位置検出信号は演算増幅器１７，１８を経て
電力増幅回路９，１０に夫々供給される。この電
力増幅回路９，１０は、例えば第２図に示すよう
にトランジスタ１９ａ，１９ｂ及び２０ａ，２０
ｂを夫々コンプリメンタリ接続したシングルエン
ド・プシユープル回路であつて、夫々の出力端子
にはコイル２，３が接続されている。従つて、こ
の電力増幅回路９，１０によつて、誤差速度信号
Ｖ_sのレベルに応じた大きさの駆動電流がコイル
２，３に流され、これによつてモータの速度制御
が行われる。

しかるに第２図のモータ駆動回路においては、
位置検出素子４，５が検出するマグネツト１の磁
界が零のとき、即ち、第１図のマグネツト１のＮ
とＳとの境界部分が位置検出素子４または５に対
向したときにも、位置検出素子４，５の出力端子
４ｂ，４ｃ間及び５ｂ，５ｃ間には微小の直流電
圧（オフセツト電圧）が発生している。このオフ
セツト電圧は位置検出素子４，５として使用して
いるホール素子の特性に帰因するもので、その電
流供給端子に供給される供給電流の大きさに比例
している。

このオフセツト電圧は増幅されてコイル２，３
に供給されるので、この直流電圧に応じてコイル
２，３に供給される正弦波電流及び余弦波電流の
正または負の半波のいずれか一方の電流量が多く
なる。即ち、直流のオフセツト電流がコイル２，
３の夫々のいずれかの方向に流れるので、トルク
損失が生ずると共に、トルクリツプルが増大す
る。従つて、上述のような位置検出素子４，５の
オフセツト電圧を零にするために、第２図のよう
に演算増幅器１７及び１８の夫々の一方の入力端
子に抵抗２２、可変抵抗２１及び抵抗２３から成
る調整手段並びに抵抗２５、可変抵抗２４及び抵
抗２６から成る調整手段によつてキヤンセル電圧
を供給するように構成している。そして可変抵抗
２１，２４を夫々調整することによつて、上記キ
ヤンセル電圧を調整して素子のオフセツト電圧を
零にするようにしている。

しかしこのように構成した場合、上記キヤンセ
ル電圧は調整後には一定電圧となつているので、
速度制御或は速度切換えのために位置検出素子に
供給する動作電流が変化されると、これに伴つて
上記キヤンセル電圧では吸収し得ないオフセツト
電圧が発生する。従つて、このような駆動回路に
よつて駆動されるモータを、例えば磁気テープの
送り速度を二通りに切換え得るテープレコーダ等
のキヤプスタンモータとして使用した場合、速度
切換えに伴つて位置検出素子４，５への供給電流
が切換えられるので、コイル２，３のオフセツト
電流が変化し、そのためモータのトルクリツプル
が変化する。即ち、磁気テープの送り速度の切換
えに伴つてワウ、フラツタが変化することにな
る。

また位置検出素子に供給する動作電流を制御し
てモータの速度制御を行う場合、例えば動作電流
を１〜５ｍＡまで変化させるようにすると、比較
的大きな平均電流（例えば2.5ｍＡ）を常に位置
検出素子に流すことになる。従つて、バツテリー
駆動を必要とするポータブル機器のような低消費
電力を考慮しなければならない装置にこのような
速度が制御方式を適用することは不適当である。

また演算増幅器１７，１８及び電力増幅回路
９，１０から成る直結増幅器系についても、その
出力にDCオフセツトがある上に、そのゲインが
周囲温度によつて変化するいわゆる温度ドリフト
の問題がある。即ち、この温度ドリフトによつて
長周期のトルク変動が生じ、またコイル２及び３
の駆動回路７と８とのバランスが変化してトルク
リツプル（１回転中）が生ずる。

本発明は上述の問題に鑑みてなされたものであ
つて、モータ駆動回路の温度ドリフト及びDCオ
フセツトによる影響を少なくし、また位置検出手
段に一定の動作電流を流した状態でモータの速度
制御を行い得るようにすることを目的とする。

以下本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。

第３図は本発明を適用したモータ駆動回路の一
実施例を示す回路図である。また第４図は第３図
の各部の波形を示す波形図である。なお第３図は
コイル２の駆動回路であるが、コイル３の駆動回
路も同様な構成である。また第３図においては第
２図と同一の部分には同一の符号が付されてい
る。

第３図の実施例においては、第１図と同様に位
置検出素子４の電流端子４ａ，４ｄ間には電源６
から一定の電流が流されている。この位置検出素
子４の検出出力は演算増幅器１７によつて増幅さ
れ、ロータ１の回転位置に応じた位置検出信号ｂ
（第４図Ｂ）及び逆極性の位置検出信号ｃ（第４
図ｃ）が得られる。これらの位置検出信号ｂ及び
ｃは夫々コンパレータ３１，３２に供給される。
これらのコンパレータ３１，３２の夫々の他の入
力端子には所定周波数の鋸歯状波信号ａ（第４図
Ａ）が鋸歯状波発生回路３３から供給される。

鋸歯状波発生回路３３は第３図に示すように基
準発振器３４、基準電圧発生回路３５及びコンデ
ンサ３６の充放電回路から構成されている。基準
発振器３４の所定周波数の出力はコンデンサ３７
を介して抵抗４３、トランジスタ３９及び抵抗４
４から成るインバータに供給され、このインバー
タの出力はコンデンサ３８及び抵抗４５から成る
微分回路を介してトランジスタ４０に供給され
る。この結果、トランジスタ４０が所定周期でオ
ン・オフしてコンデンサ３６が放電される。一
方、上記コンデンサ３６にはトランジスタ４１及
び抵抗４６から成る定電流回路が接続されてい
る。従つて、コンデンサ３６が定電流で充電され
ると共に、所定周期ごとにトランジスタ４０によ
つて急激に放電される。この結果、コンデンサ３
６の一端から第４図Ａに示す鋸歯状波信号ａが得
られる。

なお上記定電流回路の定電流の大きさはトラン
ジスタ４１のベース電圧で定まり、このベース電
圧は抵抗４７、トランジスタ４２及び抵抗４８か
ら成る制御回路によつて制御される。そしてこの
制御回路のトランジスタ４２のベースには第２図
と同様にして形成された誤差速度信号Ｖ_s（サー
ボ電圧）が供給される。従つて、この誤差速度信
号Ｖ_sによつてトランジスタ４２のコレクタ電流
が変化すると、抵抗４７の両端の電圧が変化す
る。このためトランジスタ４１のエミツタ電流、
即ちコンデンサ３６の充電電流の大きさが変化さ
れる。従つて、第４図Ａに示す鋸歯状波信号ａの
波高値が変化するように構成されている。

なお上述の鋸歯状波発生回路３３は基準電圧発
生回路３５において形成される基準電圧Vrefを
基準として動作するようになつている。即ち、第
４図Ａに示すように鋸歯状波信号ａの負のピーク
レベルは基準電圧Vrefにクランプされている。
また演算増幅器１７から得られる位置検出信号
ｂ，ｃは上記基準レベルを中心として変化するよ
うになつている。

コンパレータ３１，３２においては、位置検出
信号ｂ，ｃと鋸歯状波信号ａとが比較される。従
つて、コンパレータ３１，３２からは、第４図
Ｄ，Ｅに示すような各位置検出信号ｂ，ｃの正の
半波部分を鋸歯状波信号ａでもつてパルス巾変調
したパルス信号ｄ，ｅが得られる。パルス信号ｄ
は極性反転回路５１によつて極性反転（第４図
Ｆ）され、電力増幅回路５２のトランジスタ５４
ａに供給される。またパルス信号ｅはトランジス
タ５４ｂに供給される。このためトランジスタ５
４ａ，５４ｂがパルス信号ｆ，ｅに応じて交互に
パルス駆動される。なおパルス信号ｆ，ｅはその
低レベルが接地電位であり、またその高レベルは
ほぼ電源電圧＋Ｖとなつている。

一方、コンパレータ３２の出力ｅ（第４図Ｅ）
は、積分器５６によつて積分され、第４図Ｇに示
すような位置検出信号ｃと同相で高レベル及び低
レベルとなる矩形波信号ｇが形成される。この矩
形波信号ｇは極性反転回路５７ａ，５７ｂに供給
され第４図Ｈに示すように極性反転される。これ
らの極性反転回路５７ａ，５７ｂの夫々から得ら
れる逆極性の矩形波信号ｈは電力増幅回路５３の
トランジスタ５５ａ，５５ｂのベースに夫々供給
される。従つて極性反転回路５１の出力信号ｆ
（第４図Ｆ）によつてトランジスタ５４ａが動作
するとき矩形波信号ｈによつてトランジスタ５５
ｂがオンとなる。このためコイル２に第３図実線
の矢印の方向に駆動電流が流される。なおコイル
２と直列にインダクタンス５８が接続され、また
コイル２と並列にコンデンサ５９が接続されてい
る。そしてこれらのインダクタンス５８とコンデ
ンサ５９とによつてローパスフイルタが形成され
ているので、第４図Ｆのパルス巾変調波のキヤリ
ア成分が除去され、ほぼ正弦波状の正の半波の駆
動電流がコイル２に流れる。

またコンパレータ３２の出力信号ｅ（第４図
Ｅ）によつてトランジスタ５４ｂが動作するとき
矩形波信号ｈによつてトランジスタ５５ａがオン
となる。このためコイル２に第３図一点鎖線の矢
印の方向に負の半波の駆動電流が流される。この
結果コイル２に正弦波の交流電流が流れる。

なおモータの回転速度が設定基準値よりも大き
くなつた場合には、誤差速度信号Ｖ_sが基準より
大きくなる。従つて、鋸歯状波発生回路３３の制
御トランジスタ４２のベース電圧が増加して、そ
のコレクタ電流が増加する。このため抵抗４７の
両端の電圧が増加するので、トランジスタ４１の
ベース電圧が低下する。この結果、トランジスタ
４１のコレクタ電流、即ちコンデンサ３６の充電
電流が増加する。従つて、コンデンサ３６の一端
から得られる鋸歯状波信号ａの波高値が第４図Ａ
のa′に示すように大きくなる。このため、パルス
巾変調されたパルス信号（例えばｄ）は、第４図
Ｄのd′（点線）で示すようにそのデユーテイ比が
小さくなり、コイル２に流れる平均電流が小さく
なる。この結果、モータの回転速度が設定基準値
まで減少される。

上述のように本実施例においては、位置検出素
子４，５に一定の直流電流を供給した状態でモー
タの速度制御を行うことができる。従つて、位置
検出素子４，５が有している直流のオフセツト電
圧をモータ速度制御に関係なくほぼ一定にするこ
とができるので、このオフセツト電圧を確実にキ
ヤンセルすることができる。また位置検出素子
４，５の動作電流を例えば１ｍＡ程度に小さくす
ることができる。なお差動増幅器でもつて構成さ
れるコンパレータ３１，３２において、位置検出
信号ｂ，ｃの夫々と三角波信号ａとのバランスを
調整することによつて上記DCオフセツト電圧を
キヤンセルすることができる。この場合位置検出
信号ｂ，ｃは演算増幅器１７によつて増幅されて
いるので、第２図のように微小な位置検出信号の
オフセツト電圧を調整する必要がなく、オフセツ
ト電圧をキヤンセルするための調整作業が極めて
容易である。

なお第３図においてコンパレータ３１，３２に
供給される位置検出信号ｂ，ｃの振幅は1Vp−ｐ
程度あればよいので、位置検出素子４の出力電圧
を0.1Vp−ｐとすれば演算増幅器１７のゲインは
20dB程度あればよい。従つて、第２図の演算増
幅器１７よりもゲインを小さくすることができる
ので、ゲイン及び直流ドリフトの温度安定化が容
易である。このためより簡単な回路で低コストの
演算増幅回路を用いることができる。

また第３図の電力増幅回路５２，５３について
は、各トランジスタ５４ａ，５４ｂ，５５ａ，５
５ｂはスイツチング動作を行つていて、第２図の
ようにリニア増幅動作をしていない。従つて、Ｖ
_BEの温度特性によるゲインの変動（ドリフト）の
影響を小さくするために各トランジスタの動作点
を安定化するバイアス電流を流す必要がない。こ
のためモータ駆動回路の消費電力をより小さくす
ることができる。また電力増幅回路のDCオフセ
ツトによつてトルクリツプルが生ずるのを極力押
えることができる。

なお上述の実施例においては誤差速度信号Ｖ_s
（サーボ電圧）に応じて鋸歯状波信号ａの波高値
を制御して、パルス巾変調信号のデユーテイ比を
変えるようにしたが、速度切換えを必要とするモ
ータにおいては、速度切換え操作に応じて切換え
られる直流の速度切換え電圧が鋸歯状波発生回路
３３の定電流回路のトランジスタ４１のベースに
供給されるようにし、これによつて鋸歯状波の波
高値を変えるように構成してもよい。

本発明は上述の如く、ロータの回転位置を検出
する回転位置検出手段の検出出力と、モータの速
度制御電圧のレベルとに応じたパルス巾変調信号
を形成し、このパルス巾変調信号に応じた駆動電
流をモータコイルに供給してモータの速度制御を
行うようにした。故にモータ駆動回路の少なくと
も電力増幅部をスイツチング駆動させることがで
きるので、この電力増幅部の温度ドリフト及び
DCオフセツトによる影響を少なくしてトルク変
動、トルクリツプルの少ないモータを得ることが
できる。また位置検出手段にはモータの速度制御
電圧に応じた動作電流を流すことなく常に一定の
動作電流を供給した状態でモータの速度制御を行
うことができるので、この位置検出手段が有して
いる直流のオフセツト電圧をほぼ一定とすること
ができる。従つて、このオフセツト電圧を確実に
キヤンセルすることができるので、モータコイル
に直流のオフセツト電流が流れないようにするこ
とができ、このためモータのトルク損失、トルク
リツプルを低減させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来から公知のリニア駆動（二相交流
駆動）のブラシレスモータのモータ駆動回路のブ
ロツク回路図、第２図は第１図のブラシレスモー
タの速度を制御し得るようにした従来から公知の
モータ駆動回路の回路図、第３図は本発明の一実
施例を示すモータ駆動回路の回路図、第４図は第
３図の各部の波形を示す波形図である。 なお図面に用いられている符号において、２…
…コイル、３……コイル、４……位置検出素子、
５……位置検出素子、９……電力増幅回路、１０
……電力増幅回路、３１……コンパレータ、３２
……コンパレータ、３３……鋸歯状波発生回路で
ある。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ロータの回転位置を検出する位置検出手段の
   正弦波状検出出力信号に応じた駆動電流をモータ
   のコイルに流すようにしたモータ駆動回路におい
   て、 モータの速度制御信号によつて波高値が制御さ
   れた鋸歯状波信号を形成する鋸歯状波発生回路
   と、上記検出出力信号と上記鋸歯状波信号とを比
   較するレベルコンパレータとを備えて、上記検出
   出力信号及び上記速度制御信号の各レベルに応じ
   たパルス巾変調信号を形成するようにしたパルス
   巾変調回路を具備し、 上記パルス巾変調信号に応じた駆動電流を上記
   コイルに供給してモータの速度制御を行い得るよ
   うに構成したモータ駆動回路。