WO2008006771A2 - Verfahren und vorrichtung zur bestimmung der rotorposition bei einem bürstenlosen und sensorlosen elektromotor - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur bestimmung der rotorposition bei einem bürstenlosen und sensorlosen elektromotor Download PDF

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WO2008006771A2
WO2008006771A2 PCT/EP2007/056845 EP2007056845W WO2008006771A2 WO 2008006771 A2 WO2008006771 A2 WO 2008006771A2 EP 2007056845 W EP2007056845 W EP 2007056845W WO 2008006771 A2 WO2008006771 A2 WO 2008006771A2
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motor
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Johannes Schwarzkopf
Karsten Lohse
Pietro De Filippis
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Brose Fahrzeugteile Gmbh & Co. Kg, Würzburg
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
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    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
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    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings

Definitions

  • the invention relates to a method for determining the rotor position in a multi-phase brushless and sensorless electric motor, as used in particular for the operation of a fan for a motor vehicle engine.
  • the invention further relates to an apparatus for carrying out the method.
  • the drive current is electronically commutated.
  • a converter circuit is usually associated with the electric motor, which is supplied with voltage via an electrical DC link.
  • the inverter circuit are on the stator coils of the electric motor an electric three-phase current, which generates a ⁇ be quel the stator rotating stator magnetic field.
  • the rotor of the electric motor often has one or more Per ⁇ manentmagnete through which a rotor with respect to the sta ⁇ diagram rotor magnetic field is generated. The interaction of the stator magnetic field with the rotor magnetic field results in a torque which sets the rotor in motion.
  • the phases of the phase current produced by the inverter circuit and the associated stator magnetic field are referred to as Mo ⁇ torphasen. In a figurative sense, this term also designates the stator coils associated with such a phase with the associated connection lines.
  • the motor phases are often interconnected in a star connection.
  • the converter circuit controls the motor phases as a function of the rotor position, which must be determined metrologically for this purpose. For the position determination, ie the determination of the angle of rotation of the rotor sensors are often provided, such as Hall sensors. Often, and not least for cost reasons are alternative to this sensorless rotary encoder used.
  • a sol ⁇ che circuit detects the back EMF by detection and A nalysis of all phase voltages.
  • a conventional rotary encoder usually additionally comprises suitable filter circuits which filter out these disturbances. The resulting back EMF is compared in a comparator with a comparison voltage, wherein the comparator generates a position signal when the back EMF exceeds a predetermined comparison value.
  • the position signal is generated at a positive zero crossing of the back EMF (that is, at a sign change of the back EMF from negative to positive).
  • it is customary to operate an electric motor with pre-ignition or with Nachzündung.
  • the comparison voltage is adapted for this purpose so that the position signal is triggered before or after the zero crossing of the back EMF.
  • the back EMF can only be measured in a motor phase in which the motor current has come to a standstill. In order to measure the back EMF in a motor phase, therefore, even after disconnecting this motor phase from the reference potentials of the
  • the output from the rotary encoder position signal is usually a microcontroller, which controls the inverter scarf ⁇ tion, supplied as a "trigger signal".
  • the invention has for its object to provide a structurally simple and inexpensive implementable method for determining ⁇ position in a brushless, sensorless electric motor and a particularly suitable for carrying out the method ⁇ te device.
  • this object is solved by the features of claim 1.
  • ⁇ see, after the disconnection of a motor phase in which the back EMF is to be analyzed, to detect the phase voltage during a measurement period, and the Er chargedszeit- raum to determine a peak value of this phase voltage.
  • the said motor phase whose phase voltage is tapped, is referred to below as the first motor phase.
  • Unge ⁇ respects this term but can be any motor phase of the electric motor for this purpose are selected.
  • the phase is disconnected by both reference Spoten ⁇ zialen of the intermediate circuit - is separated - namely a typically po sitive ⁇ selected operating potential and ground.
  • the peak value is the maximum value, if appropriate, that has been removed by disturbing influences, which the phase voltage assumes from the beginning of the detection period up to a current time.
  • This peak value is then compared to a comparison value, whereby a position signal is generated when the peak value exceeds the comparison value.
  • This comparison value is determined numerically such that it corresponds to the value of the phase voltage at a zero crossing of the voltage induced in the first motor phase, ie the back EMF.
  • the comparison value is increased or decreased by a predetermined correction value compared to the value corresponding to the zero crossing of the back EMF.
  • the invention is based on the finding that the constructional outlay required for carrying out a position-determining method can be considerably reduced if individual steps of the method are not performed by analogue, electronic circuit technology but numerically. Namely, to carry out numerical algorithms, the microcontroller, which is already provided by default in a motor controller, can be upgraded programmatically, and thus without additional design effort.
  • a significant simplification of the method is made possible by the knowledge that for the determination of the back EMF in the first motor phase, a measurement of the phase voltages of the other motor phases is not mandatory, but that at least one phase voltage of the other motor phases can either be calculated , or the determination of this phase voltage can be made obsolete by appropriate mathematical transformation of the underlying equations and / or by constructive measures.
  • a single phase voltage namely that of the first motor phase, is determined metrologically.
  • the peak value of the detected phase voltage is preferably determined by an electronic circuit, which is recognized to be simple and inexpensive to implement, in the form of an analogue circuit. Signals are formed and made available.
  • the comparison of the peak value with the comparison value takes place on the other hand be ⁇ vorzugt numerically so that a separate comparator for this purpose is not necessary.
  • U z stands for a Be ⁇ drive potential of the intermediate circuit, in particular 15 volts ge ⁇ genüber mass.
  • ⁇ Q generally stands for the correction value, which can assume a negative or positive value or else the value zero for setting the pre-ignition or secondary ignition.
  • the operating potential is preferably detected metrologically by the first motor phase is connected to the operating potential before the start of the detection period. The operating Spoten ⁇ potential can then simply be derived from the determined in this state peak value of the phase voltage.
  • the recording period is approximately period preceded expediently a Abkommutie- whose duration is be ⁇ overruled by the decay of the current flowing in the first motor phase freewheeling current.
  • the end of the Abkommut istszeitraums is thereby advantageously again by repeated detection and
  • the commutation period is recognized as completed when the peak falls below a predetermined threshold.
  • the object is achieved according to the invention by the features of claim 9. mediating the peak value an analog electronic Auswer ⁇ tesclien provided which gives a measurement signal of the determined peak value for further numerical Aids die.
  • the microcontroller is embodied by programming to generate the peak value with a comparison value to verglei ⁇ Chen and a position signal when the peak value exceeds the reference value.
  • the microcontroller is further designed for the numerical determination of the comparison value according to the method described above.
  • the evaluation circuit is essentially formed by a first capacitor and a first diode.
  • the first capacitor is in this case connected between a voltage tap of the phase voltage of the first motor phase and ground.
  • the diode is the motor phase and the capacitor in the forward direction interposed.
  • the evaluation circuit is advantageously connected upstream of a voltage divider circuit, by means of which the first diode ei ⁇ ne to the phase voltage is substantially proportional reduced voltage is supplied.
  • one of the first diode connected in parallel second diode is ⁇ assigns.
  • this second diode serves to compensate for manufacturing, aging and temperature-related tolerances of the diode voltage of the first diode, which could falsify the result of the subsequent numerical method execution.
  • an electronic assembly containing both diodes is ⁇ uses, especially as the diodes of such an integrated unit having highly similar characteristics usually.
  • the second diode enables a reversible activation or deactivation of the voltage divider circuit.
  • the end of the voltage divider which is grounded in the active state is set to a voltage corresponding to the operating potential and the second diode is thereby blocked.
  • the activation or deactivation of the voltage divider is advantageously carried out by the microcontroller in a structurally simple manner. A digital connection of the microcontroller is connected to the voltage divider for this purpose.
  • a second capacitor For filtering out circuit-related fluctuations of the phase voltage to the first capacitor and the first diode, preferably a second capacitor connected in parallel.
  • a position determination is also possible when the electric motor is in the so-called freewheel.
  • freewheeling diode and “free ⁇ load current” completely independent phenomenon
  • free ⁇ continuous describes an operating state of the engine, in which the rotor is offset in BEWE ⁇ supply without the motor phases are energized
  • Freewheeling an electric motor is typically at coasting after switching off the motor current.
  • An electric motor used to operate a fan can also be offset by an air flow acting on the fan in the freewheel.
  • the position determination in the freewheel is made possible in a particularly simple manner, that the other motor phases are placed in the de-energized state to a defined test voltage.
  • the analog connection of the microcontroller connected to the evaluation circuit can be configured both as an input and as an output.
  • the analogue connection is used for transfer and analog-to-digital conversion of the peak value supplied by the evaluation circuit.
  • Configured as an output is used for analog connector for easy and expedient ⁇ lar reset the evaluation was in a réellezu-.
  • the analog connection is occupied for this purpose as output from a zero signal.
  • the analog output is internally connected to ground in this state, so that the capacitor of the evaluation circuit is discharged via the microcontroller.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a brushless and sensorless multiphase electric motor with an Umricht ⁇ erscrien and with a control unit for Be ⁇ mood of the rotor position and for driving the electric motor, comprising an evaluation circuit and the converter circuit driving micro-controller
  • FIG. 2 shows in a schematically simplified temporal diagram a detail of the course of the phase voltage in a selected motor phase and a peak value provided by the evaluation circuit
  • FIG. 3 shows in an electrical circuit diagram a first embodiment of the evaluation circuit
  • 4 shows in a schematically simplified temporal diagram the course of a phase voltage during the commutation of the associated motor phase
  • 5 shows a flowchart of a scheme of a determination of the position during the motor control process sequence
  • FIG 6 lerscnies in an electrical circuit diagram of a.stei-, by means of which a defined test ⁇ voltage can be applied to the further motor phases to allow for a position determination in the free-wheeling of the electric motor,
  • FIG. 7 shows a diagram of a method sequence for free-running position determination in FIG. 5,
  • FIG 8 in illustration in FIG 2, an alternative exporting ⁇ approximate shape of the evaluation circuit
  • FIG. 9 shows a representation according to FIG. 2 of a further embodiment of the evaluation circuit.
  • the illustrated motor 1 shows a block diagram of a brushless, sensorlo ⁇ sen electric motor (hereinafter briefly motor 1), which is assigned to the power supply a converter circuit 2.
  • the illustrated motor 1 is designed in three-phase and thus comprises three motor phases U, V and W, each having an armature winding arranged in the stator of the motor 1.
  • the motor phases U, V, W are interconnected by way of example in star connection with each other and thus conductively connected in a star point P miteinan ⁇ .
  • the method described below is also applicable to electric motors with differently interconnected motor phases, in particular motor phases connected in delta connection.
  • each motor phase U, V, W (which is also referred to as phase terminal 3 of the respective motor phase U, V, W) is respectively connected to the center tap of an associated half-bridge 4 of the converter circuit 2.
  • Each half-bridge 4 comprises two 5 and 6, which are each preferably designed as MOSFET.
  • the associated motor phase U, V, W can be connected to an operating potential U z .
  • the motor phase U, V, W can be assigned ground potential (hereinafter referred to as "ground M" for short).
  • Ground M ground potential
  • Operating potential U z and mass M are the Um ⁇ richterscaria 2 via a so-called intermediate circuit 7, respectively.
  • Each circuit breaker 5 and 6 is connected in parallel with a freewheeling diode 8 or 9.
  • the converter circuit 2 is assigned a control unit 10.
  • the Steuerein ⁇ unit 10 includes a microcontroller 11, which each of the performance-switches 5, 6 controls such that the armature windings of the motor phases U, V, W produce a rotating magnetic field in the operation of the Mo ⁇ gate 1 which comprises a (not further Darge ⁇ set) rotor of the motor 1 drives.
  • the control of the power switches 5, 6 takes place as a function of the rotor position according to a so-called commutation scheme.
  • a so-called bipolar block commutation is used.
  • each motor phase U, V, W is switched to ground M.
  • Each commutation block extends - with respect to the rotor rotation - via a designated control angle as rotational angular range of less than 180 °.
  • each motor phase U, V, W in the positive commutation block is not maral ⁇ tet over the entire drive angle to the operating potential U z , but operated periodically pulsed.
  • the sequence of the commutation is "triggered" by a position signal S P.
  • the position signal S P indicates the times at which the rotor passes through a certain Rotorpo ⁇ position.
  • the position signal S P is calculated on the successor neighborhood closer described manner on the basis of the induced by the Rot Arthur ⁇ hung in a selected motor phase voltage (Towards the back EMF). As shown in FIG 1 is provided as a reference for the loading ⁇ humor of the back EMF-exemplified ⁇ selects the motor phase V.
  • star voltage U P For the electrical potential in the star point P (hereinafter referred to as star voltage U P ) applies
  • U x U P + U Xind , GLG 2
  • the zero crossing of the back EMF U V md in the motor phase V, and the rotor position corresponding to this zero crossing can be recognized according to GLG 4 that the phase voltage U v exceeds the average value of the other phase voltages Uu and U w .
  • the control unit 10 Positionsbestim ⁇ mungshabilit. Thereafter, only the phase voltage U v is metrologically detected.
  • the position signal S P is generated when the phase voltage U v is a reference voltage U c exceed below, which is based on GLG 4 (or a resulting toleite ⁇ th equation) is determined such that it the phase voltage Uv at a certain value of the counter EMK U V md, in particular ⁇ special the zero crossing corresponds.
  • the comparison voltage U 0 according to
  • ⁇ Q stands for one Correction factor, which is assigned the value 0 when the motor 1, the position signal S P is to be generated in phase with the zero crossing of the back EMF U Vind .
  • ⁇ Q is assigned a negative or positive value.
  • phase voltage U V is shown schematically by way of example in FIG. 2 in a time diagram.
  • the phase voltage U V is detected within the control unit 10 by an analog electronic evaluation circuit 12.
  • the evaluation circuit 12 By the evaluation circuit 12, a peak value is closer to the manner described below U v * ⁇ correspond to the measuring signal S * Uv generated and fed to an analog terminal 13 of the microcontroller. 11 Based on the peak value U v *, the rotor position is then numerically determined in the microcontroller 11 in a manner described in more detail below, and the position signal S P is generated.
  • the evaluation circuit 12 comprises a voltage divider circuit 30, in the context of which two resistors Ri and R 2 are connected in series between ground M and a tap 31 (FIG. 1,3) for the phase voltage U v .
  • the resistor R2 is connected in parallel with a first Kondensa ⁇ tor Ci with an upstream and poled in the forward direction first diode O. 1
  • a second diode D 2 which is also poled in the forward direction and thus connected in parallel with the diode Di, is arranged.
  • the Auswer ⁇ tesciens 12 further comprises a second capacitor C 2 , the diode O 1 and the capacitor Ci maral ⁇ tet parallel.
  • the voltage divider circuit 30 the diode Di is not directly the phase voltage U v, but a supplied thereto about proportional voltage, the amount due to suitable dimensioning of the resistors Rl, R2 about 20% of the phase voltage U corresponding to v.
  • C 2 results arithmetically for the voltage applied to the output of the diode Di output voltage
  • U n i and U D2 represent the forward voltages of the diodes Di and D 2 .
  • GLG 6 is hereby granted
  • the capacitor Ci Via the diode Di, the capacitor Ci is charged.
  • the diode Di prevents the charge from flowing out, so that the charge state of the capacitor Ci is stored.
  • the voltage drop across the capacitor Ci corresponds to this essentially the maximum value which the output voltage U a has assumed during the detection period T E.
  • the voltage drop across the capacitor Ci voltage is supplied as a measurement signal S Uv * the analog terminal 13 of the microcontroller 11.
  • the microcontroller 11 determines the numerical voltage magnitude of the measurement signal S Uv * and calculates the actual magnitude of the value from the stored values for the resistors Ri and R 2 and the diode voltage U D
  • the detection period T E begins with the last time Entla- the capacitor Ci (or with the application of the output ⁇ voltage U a to the discharged capacitor Ci) and lasts up to the current time or at the longest to the time ⁇ point on the capacitor Ci is again discharged (see FIG 2).
  • the analog terminal 13 is configured as a voltage input during the detection time period T E and correspondingly has a high resistance, so that a discharge of the capacitor Ci via the microcontroller 11 is prevented.
  • the analog terminal 13 For discharging the analog terminal 13 is reconfigured as a voltage output and operated with a potential of 0 volts. In this state, the analog terminal 13 is connected to ground M within the microcontroller 11, so that the charge stored on the capacitor Ci can flow away via the microcontroller 11.
  • the back EMF U Vind can only be detected in motor phase V if it is de-energized.
  • a position detection is therefore possible only in one of the intermediate angle ranges in which the motor phase V is disconnected from the DC bus 7.
  • one of the further motor phases U or W is always (at least temporarily) connected to the operating potential U z , and the remaining motor phase W or U to ground M.
  • GLG 5 simplifies itself as a result
  • the incoming in GLG 9 operating potential U z may be as Kon ⁇ stante be stored in the microcontroller. 11
  • the operating potential U z is detected metrologically.
  • the Mo ⁇ torphase V is switched by actuation of the associated weaponpotenzial- side power switch 5 for a short time the duration of a measurement period T M (FIG 4) to the reference potential U z after the termination of a Kommut réellesblocks.
  • the reference potential U z is in this case processing means of the Ausenseschal- 12 by detecting the peak value U * v, corresponds to the z in this operating state, the operating potential U, detected and stored in the microcontroller 11 for later use.
  • the evaluation circuit 12 is reset by discharging the capacitor Cl.
  • motor activation preferably only the positive zero crossing of the back EMF U Vind , ie the sign change of the back EMF U Vind from negative to positive, are detected.
  • the positive zero crossing of the back EMF U Vind is in each case after the negative commutation block, in which the motor phase V was connected to ground M.
  • FIG. 4 shows, schematically simplified, a time segment of the profile of the phase voltage U v .
  • the Abkommut istszeit T F is determined by - after He ⁇ mediation of the DC link voltage U z - by means of the evaluation Circuit 12 repeatedly determines the peak value U v * and is numerically compared in the microcontroller 11 with a stored threshold value U 5 . As long as the peak value U v * exceeds the threshold value U 3 , this is interpreted as an indication that the freewheeling current has not subsided yet. In this case, the measurement is repeated immediately or after a predetermined delay time. Before each measurement, the evaluation circuit 12 is reset by discharging the capacitor Cl.
  • the evaluation circuit 12 is reset by discharging the capacitor Cl in the initial state and thus the detection period T E is started.
  • the peak value U v * supplied by the evaluation circuit 12 is now continuously or periodically compared with the comparison value U 0 determined according to GLG 9. If the peak value U v * falls below the comparison value U 0 , the measurement is repeated immediately or at a predetermined later time. Once at a time t 3, the Spit ⁇ zenwert U v * the comparison value U for the first time exceeds 0, the position signal S P is generated and fed the positive Varu ⁇ orientation of the motor phase V (in FIG 4, this is at a sudden increase of the phase voltage U v to see about the amount of operating potential U z ).
  • the microcontroller 11 starts in the process with the termination of the negative Kommut istsblocks (step 40), and thus at time t 0 according to FIG 4.
  • the time t 0 is set for the control of the converter circuit 2 anyway by the microcontroller 11 and is therefore known ,
  • step 41 the microcontroller in step 41 controls the power switch 5 assigned to the motor phase V and thus switches the motor phase V to the operating potential U z .
  • the microcontroller 11 then carries out a measurement of the peak value U v * by resetting the evaluation circuit 12 by deleting the capacitor Ci (step 42) and obtaining the current value of the peak value U v * (step 43).
  • the peak value U v * is stored in step 44 as the value of the operating potential U z .
  • step 45 After determining the operating potential U for controlling the microcontroller 11 to the motor phase V associated power switch 5 (step 45) to disconnect the motor phase V from the Be ⁇ operating potential U z, and determined in follow ⁇ the steps 46 to 48 the Abkommut istszeit T F. For this purpose, the microcontroller 11 again deletes the capacitor Ci (step 46) and fetches the current peak value U v * (step 47). The microcontroller 11 then checks in step 48 whether the peak value obtained U v * ⁇ the threshold value U 3 below.
  • steps 46 to 48 are repeated immediately or after a predetermined delay time.
  • the actual position detection according to fol ⁇ gender steps 49 to 52 is started.
  • the evaluation circuit 12 is reset in step 49 by deleting the capacitor Ci (step 50).
  • the microcontroller 11 gets the current peak value U v * (step 51) and checked via ⁇ whether it exceeds the calculated according GLG 9 reference voltage U 0th
  • Steps 50 and 51 are repeated immediately or after a predetermined delay time. If the comparison is positive, this is interpreted as an indication that the sought rotor position has been reached. In this case, the microcontroller 11 generates the position signal S P (step 52) and terminates the process (step 53).
  • these motor phases U, W connected to a in FIG 6 Darge ⁇ set voltage divider circuit 60, which ⁇ i resistors R 3 and R 4, and providing the test voltage U 12 resistors R comprises for providing the test voltage U 5 and R. 6
  • the resistors R 3 to R 6 are sufficiently high-impedance dimensioned that the commutation of the motor phases U and W by the voltage divider circuit 60 is not significantly disturbed.
  • a positive zero crossing is only accepted using a hysteresis, when the peak value had previously fallen below the decreased by a predetermined hysteresis voltage U H compared clamping ⁇ voltage Uc U v *.
  • the microcontroller 11 checks in step 71, in particular by querying a control variable (flagl), whether the conditions for the test for a positive zero crossing are present. If this is not the case, the microcontroller 11 fetches the current peak value U v * from the evaluation circuit 12 in step 72. In step 73, the microcontroller 11 subsequently checks whether the peak value U v * falls below the comparison voltage U 0 , which is lowered by the hysteresis voltage U H.
  • a control variable flagl
  • the microcontroller 11 signals (by setting flag in step 74) that the conditions for the test for a positive zero crossing are present, the evaluation circuit 12 resets by deleting the capacitor Ci (not shown in detail) and terminates the procedural ⁇ rens sacrifice (step 75).
  • step 73 If the comparison made in step 73 turns out to be negative, the procedure is terminated immediately.
  • a positive comparison result is evaluated as an indication that the sought rotor position has been reached.
  • the microcontroller 11 generates the position signal S P in step 78, signals (by resetting flag 1) that the conditions for the test for a positive zero crossing no longer exist, and terminates the procedure.
  • step 77 The comparison made in step 77 is negative, this is interpreted as an indication that the desired rotor ⁇ position has not been reached. In this case, the procedure is terminated immediately.
  • the above- ⁇ be prescribed process in accordance with step 70 to 78 is repeated periodically kontinuier ⁇ Lich or at short time intervals while the engine 1 is energized and thus potentially in freewheel.
  • the above-described method is optionally modified in such a way that the positive and the negative zero crossing of the counter-EMF U Vind are alternately detected from ⁇ .
  • the detection of a negative zero crossing takes place in principle in the above beschrie ⁇ enclosed manner, bearing in mind that the underlying be ⁇ comparing relations used with the opposite sign in the comparison ⁇ operations in step 73 and step 77th Moreover, it is to be noted that * in step the off ⁇ evaluation circuit is reset by discharge of the capacitor C 12 immediately before each obtaining the peak value U v 72 and 76th
  • FIGS. 8 and 9 show two alternative embodiments of the evaluation circuit 12. These embodiments differ from the embodiment according to FIG. 2 in that the evaluation circuit 12 has a dashed line, as shown in FIG. interpreted - is additionally connected to a digital terminal 80 of the micro- controller 11, so that the voltage divider ⁇ circuit 30 via the digital connection 80 from the microcontroller 11 is reversibly activated and deactivated.
  • a deactivation of the voltage divider circuit 30 is particularly useful at low engine speeds, especially in this case, the back EMF U Vind is only low and thus the phase voltage U v in the vicinity of the zero crossing of the opposite EMK U Vind only a slight change in time having.
  • the ground side from ⁇ gear of the resistor R 2 is not placed directly on the mass M, son ⁇ countries with the digital terminal 80 of the microcontroller 11 comparable prevented.
  • the digital terminal 80 is operated as an output with an output potential of 0 volts, so that the resistor R 2 is set to ground M within the microcontroller 11.
  • the evaluation circuit 12 according to FIG. 8 functions analogously to the exemplary embodiment according to FIG. 2.
  • the operating potential U v is output via the digital connection 80 of the microcontroller 11, which is operated as a voltage output.
  • the diode D 2 with the result that the measuring signal ⁇ S 1 * Jv the peak value U v * in the division ratio 1: 1 holds ⁇ ent.
  • the evaluation circuit 12 of the digital port 80 of the microcontroller 11 is accordingly deviate ⁇ with one of the diode D 2 and resistor R 2 connected between ⁇ contact point connected.
  • theticastei- is to activate lerscnies 30 of the digital output 80 operates as a voltage input and therefore remains for the functioning of the tension ⁇ voltage divider circuit 30 without influence.
  • the operating potential U z is output via the now operated as a voltage output digital terminal 80, the operating potential U z , which in turn blocks the diode D 2 .

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Abstract

Es werden ein mit einfachen Mitteln durchführbares Verfahren zur Bestimmung der Rotorposition bei einem sensorlosen und bürstenlosen mehrphasigen Elektromotor (1) sowie eine zur Durchführung des Verfahrens besonders geeignete Vorrichtung angegeben. Verfahrensgemäß ist vorgesehen, nach dem Abklemmen einer ersten Motorphase (V) von den Bezugspotentialen (UZ,M) eines Zwischenkreises (7) während eines Erfassungszeitraums (TE) eine an dieser Motorphase (V) klemmenseitig anliegende Phasenspannung (Uv) zu erfassen, über den Erfassungszeitraum (TE) einen Spitzenwert (Uv*) der erfassten Phasenspannung (Uv) zu ermitteln, den Spitzenwert (Uv*) mit einem Vergleichswert (Uc) zu vergleichen, und ein Positionssignal (SP) zu erzeugen wird, wenn der Spitzenwert (Uv*) den Vergleichswert (U0) überschreitet. Der Vergleichswert (Uc) wird dabei numerisch derart bestimmt, dass er dem Wert der Phasenspannung (Uv) bei einem Nulldurchgang einer in die erste Motorphase (V) induzierten Spannung (UVind) oder einem demgegenüber um einen vorgegebenen Korrekturwert (ΔQ) erhöhten oder erniedrigten Wert entspricht.

Description

Beschreibung
Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Rotorposition bei einem bürstenlosen und sensorlosen Elektromotor
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Bestimmung der Rotorposition bei einem mehrphasigen bürstenlosen und sensorlosen Elektromotor, wie er insbesondere zum Betrieb eines Lüfters für einen Kraftfahrzeugmotor eingesetzt wird. Die Erfindung bezieht sich des Weiteren auf eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens.
Bei einem so genannten bürstenlosen Elektromotor wird der Antriebsstrom elektronisch kommutiert. Hierzu ist dem Elektro- motor üblicherweise eine Umrichterschaltung beigeordnet, die über einen elektrischen Zwischenkreis mit Spannung versorgt wird. Die Umrichterschaltung gibt auf die Statorspulen des Elektromotors einen elektrisches Drehstrom, welcher ein be¬ züglich des Stators rotierendes Statormagnetfeld erzeugt. Der Rotor des Elektromotors weist oftmals einen oder mehrere Per¬ manentmagnete auf, durch welche ein bezüglich des Rotors sta¬ tisches Rotormagnetfeld erzeugt wird. Aus der Wechselwirkung des Statormagnetfelds mit dem Rotormagnetfeld resultiert ein Drehmoment, welches den Rotor in Bewegung versetzt.
Die Phasen des von der Umrichterschaltung erzeugten Drehstroms und des zugehörigen Statormagnetfeldes werden als Mo¬ torphasen bezeichnet. In übertragenem Sinn werden mit diesem Begriff auch die jeweils einer solchen Phase zugeordneten Statorspulen mit den zugehörigen Verbindungsleitungen bezeichnet. Die Motorphasen sind häufig in einer Sternschaltung miteinander verschaltet. Die Umrichterschaltung steuert die Motorphasen in Abhängigkeit der Rotorposition an, die hierfür messtechnisch bestimmt werden muss. Für die Positionsermitt- lung, d.h. die Ermittlung des Drehwinkels, des Rotors sind häufig Sensoren, wie z.B. Hall-Sensoren, vorgesehen. Oftmals, und nicht zuletzt aus Kostengründen werden alternativ hierzu sensorlose Drehwinkelgeber eingesetzt. Von diesen Drehwinkel¬ gebern erfolgt die Positionsbestimmung durch Erfassung der so genannten gegenelektromotorischen Kraft (kurz auch als Gegen- EMK oder - mit dem englischen Begriff - als back-EMF bezeich- net) des Elektromotors. Mit diesem Begriff wird die durch das drehende Rotormagnetfeld in die Statorspulen induzierte Span¬ nung bezeichnet. Motoren dieser Bauart werden als sensorlose Elektromotoren bezeichnet.
Herkömmliche sensorlose Drehwinkelgeber sind üblicherweise als analoge, elektronische Schaltungen ausgebildet. Eine sol¬ che Schaltung ermittelt die Gegen-EMK durch Erfassung und A- nalyse aller Phasenspannungen. Um zu vermeiden, dass Fluktuationen der Phasenspannungen, die durch Schaltvorgänge oder eine Pulsweitenmodulierung (PWM) entstehen, zu einer fehlerhaften Positionsbestimmung führen, umfasst ein herkömmlicher Drehwinkelgeber üblicherweise zusätzlich geeignete Filterschaltungen, die diese Störungen ausfiltern. Die resultierende Gegen-EMK wird in einem Komparator mit einer Vergleichs- Spannung verglichen, wobei der Komparator ein Positionssignal erzeugt, wenn die Gegen-EMK einen vorgegebenen Vergleichswert überschreitet .
Herkömmlicherweise wird das Positionssignal bei einem positi- ven Nulldurchgang der Gegen-EMK (d.h. bei einem Vorzeichenwechsel der Gegen-EMK von negativ auf positiv) erzeugt. Alternativ hierzu ist es üblich, einen Elektromotor mit Vorzündung oder mit Nachzündung zu betreiben. Die Vergleichsspannung wird hierzu derart angepasst, dass das Positionssignal vor bzw. nach dem Nulldurchgang der Gegen-EMK ausgelöst wird.
Die Gegen-EMK kann nur in einer Motorphase gemessen werden, in der der Motorstrom zum Erliegen gekommen ist. Um in einer Motorphase die Gegen-EMK zu messen, muss daher auch nach dem Abklemmen dieser Motorphase von den Bezugspotenzialen des
Zwischenkreises ein so genannter Abkommutierungszeitraum abgewartet werden, innerhalb dessen der so genannte Freilauf- Strom in der Motorphase abklingt. Als Freilaufström wird hierbei der Strom bezeichnet, der durch die induktive Träg¬ heit der Motorphase auch nach dem Abklemmen derselben vorübergehend aufrechterhalten wird. Zur Messung des Freilauf- Stroms ist einem herkömmlichen Drehwinkelgeber häufig eine separate Schaltung beigeordnet, die die Positionsbestimmung erst dann auslöst oder freischaltet, wenn der Freilaufström abgeklungen ist.
Das von dem Drehwinkelgeber ausgegebene Positionssignal wird üblicherweise einem MikroController, der die Umrichterschal¬ tung ansteuert, als "Triggersignal" zugeführt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein konstruktiv einfach und preisgünstig umsetzbares Verfahren zur Positions¬ bestimmung bei einem bürstenlosen, sensorlosen Elektromotor sowie eine zur Durchführung des Verfahrens besonders geeigne¬ te Vorrichtung anzugeben.
Bezüglich des Verfahrens wird diese Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 1. Danach ist vorge¬ sehen, nach dem Abklemmen einer Motorphase, in der die Gegen- EMK analysiert werden soll, während eines Erfassungszeitraums die Phasenspannung zu erfassen, und über den Erfassungszeit- räum einen Spitzenwert dieser Phasenspannung zu ermitteln. Die besagte Motorphase, deren Phasenspannung abgegriffen wird, wird nachfolgend als erste Motorphase bezeichnet. Unge¬ achtet dieser Bezeichnung kann aber eine beliebige Motorphase des Elektromotors für diesen Zweck ausgewählt werden.
Die Phase wird abgeklemmt, indem sie von beiden Bezugspoten¬ zialen des Zwischenkreises - nämlich einem üblicherweise po¬ sitiv gewählten Betriebspotenzial und Masse - getrennt wird. Als Spitzenwert wird der gegebenenfalls von Störeinflüssen bereinigte maximale Wert bezeichnet, den die Phasenspannung vom Beginn des Erfassungszeitraums bis zu einem aktuellen Zeitpunkt einnimmt. Dieser Spitzenwert wird anschließend mit einem Vergleichswert verglichen, wobei ein Positionssignal erzeugt wird, wenn der Spitzenwert den Vergleichswert überschreitet. Dieser Ver- gleichswert wird dabei numerisch derart bestimmt, dass er dem Wert der Phasenspannung bei einem Nulldurchgang der in die erste Motorphase induzierten Spannung, d.h. der Gegen-EMK, entspricht. Zur Realisierung einer Vor- oder Nachzündung ist alternativ vorgesehen, dass der Vergleichswert gegenüber dem dem Nulldurchgang der Gegen-EMK entsprechenden Wert um einen vorgegebenen Korrekturwert erhöht oder erniedrigt wird.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der zur Durchführung eines Positionsbestimmungsverfahrens erforderli- che konstruktive Aufwand erheblich verringert werden kann, wenn Einzelschritte des Verfahrens nicht durch analoge, e- lektronische Schaltungstechnik, sondern numerisch durchgeführt werden. Zur Durchführung numerischer Algorithmen kann nämlich der bei einer Motorsteuerung ohnehin standardgemäß vorgesehene MikroController programmtechnisch, und damit ohne zusätzlichen konstruktiven Aufwand aufgerüstet werden.
Eine entscheidende Vereinfachung des Verfahrens wird dabei durch die Erkenntnis ermöglicht, dass zur Ermittlung der Ge- gen-EMK in der ersten Motorphase eine Messung der Phasenspannungen der weiteren Motorphasen nicht zwingend notwendig ist, sondern dass mindestens eine Phasenspannung einer der weiteren Motorphasen entweder berechnet werden kann, oder die Bestimmung dieser Phasenspannung durch geeignete mathematische Umformung der zugrundeliegenden Gleichungen und/oder durch konstruktive Maßnahmen obsolet gemacht werden kann. Bevorzugt wird nur eine einzige Phasenspannung, nämlich die der ersten Motorphase, messtechnisch bestimmt.
Der Spitzenwert der erfassten Phasenspannung wird bevorzugt durch eine elektronische Schaltung, die erkanntermaßen einfach und preisgünstig realisierbar ist, in Form eines Analog- Signals gebildet und zur Verfügung gestellt. Der Vergleich des Spitzenwerts mit dem Vergleichswert erfolgt dagegen be¬ vorzugt numerisch, so dass ein separater Komparator zu diesem Zweck nicht erforderlich ist.
Im Zuge der Spitzenwerterfassung werden zweckmäßigerweise Fluktuationen der Phasenspannung, wie sie durch Schaltvorgänge verursacht werden (so genannte "Schaltüberschwinger" der Phasenspannung) ausgefiltert, um den Spitzenwert nicht zu verfälschen und einen hierdurch verursachten Positionsbestimmungsfehler auszuschließen.
In einer einfachen und zweckmäßigen Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird der Vergleichswert nach der For- mel Uv = Uz/2 + ΔQ bestimmt. Uz steht hierbei für ein Be¬ triebspotenzial des Zwischenkreises, insbesondere 15 Volt ge¬ genüber Masse. ΔQ steht allgemein für den Korrekturwert, der zur Einstellung der Vor- oder Nachzündung einen negativen o- der positiven Wert oder auch den Wert Null annehmen kann. Das Betriebspotenzial wird dabei bevorzugt messtechnisch erfasst, indem vor Beginn des Erfassungszeitraums die erste Motorphase mit dem Betriebspotenzial verbunden wird. Das Betriebspoten¬ zial kann dann einfach aus dem in diesem Zustand ermittelten Spitzenwert der Phasenspannung abgeleitet werden.
Dem Erfassungszeitraum ist zweckmäßigerweise ein Abkommutie- rungszeitraum vorgeschaltet, dessen Dauer durch das Abklingen des in der ersten Motorphase fließenden FreilaufStroms be¬ stimmt ist. Das Ende des Abkommutierungszeitraums wird dabei vorteilhafterweise wiederum durch wiederholte Erfassung und
Analyse des Spitzenwerts der Phasenspannung bestimmt. Der Ab- kommutierungszeitraum wird dabei als abgeschlossen erkannt, wenn der Spitzenwert einen vorgegebenen Schwellwert unterschreitet .
Bezüglich der Vorrichtung wird die Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 9. Danach ist zur Er- mittlung des Spitzenwerts eine analoge elektronische Auswer¬ teschaltung vorgesehen, die ein Messsignal des ermittelten Spitzenwerts für die weitere numerische Verfahrensdurchfüh¬ rung auf einen Analoganschluss eines MikroControllers gibt. Der MikroController ist hierbei programmtechnisch dazu ausgebildet, den Spitzenwert mit einem Vergleichswert zu verglei¬ chen und ein Positionssignal zu erzeugen, wenn der Spitzenwert den Vergleichswert überschreitet. Der MikroController ist weiterhin zur numerischen Bestimmung des Vergleichswerts gemäß des vorstehend beschriebenen Verfahrens ausgebildet.
In bevorzugter und besonders einfacher Ausführung ist die Auswerteschaltung im Wesentlichen durch einen ersten Kondensator und eine erste Diode gebildet. Der erste Kondensator ist hierbei zwischen einen Spannungsabgriff der Phasenspannung der ersten Motorphase und Masse geschaltet. Die Diode ist der Motorphase und dem Kondensator in Durchlassrichtung zwischengeschaltet. Um bei einer hohen Motordrehzahl und ent¬ sprechend großen Werten der Gegen-EMK ein Übersteuern des A- nalaoganschlusses des MikroControllers zu verhindern, ist der Auswerteschaltung zweckmäßigerweise eine Spannungsteilerschaltung vorgeschaltet, mittels welchem der ersten Diode ei¬ ne zu der Phasenspannung im Wesentlichen proportional verringerte Spannung zugeführt ist.
Innerhalb der Spannungsteilerschaltung ist vorteilhafterweise eine der ersten Diode parallel geschaltete zweite Diode ange¬ ordnet. Diese zweite Diode dient zum einen dazu, herstel- lungs-, alterungs- und temperaturbedingte Toleranzen der Dio- denspannung der ersten Diode auszugleichen, die das Ergebnis der nachfolgenden numerischen Verfahrensdurchführung verfälschen könnte. Eine besonders gute Kompensation gelingt dabei dadurch, dass als zweite Diode eine mit der ersten Diode bau¬ gleiche Ausführung verwendet wird. Insbesondere wird eine beide Dioden enthaltendes elektronisches Baueinheit einge¬ setzt, zumal die Dioden einer solchen integrierten Baueinheit in der Regel hochgradig ähnliche Kenndaten aufweisen. Zusätzlich ermöglicht die zweite Diode in einer besonders vorteilhaften Ausführung der Auswerteschaltung eine reversible Aktivierung bzw. Deaktivierung der Spannungsteilerschal- tung. Zur Deaktivierung wird das in aktivem Zustand massesei- tige Ende des Spannungsteilers auf eine dem Betriebspotenzial entsprechende Spannung gesetzt und die zweite Diode hiermit gesperrt. Die Aktivierung bzw. Deaktivierung des Spannungsteilers wird in konstruktiv einfacher Weise vorteilhaft durch den MikroController vorgenommen. Ein digitaler Anschluss des MikroControllers ist zu diesem Zweck mit dem Spannungsteiler verbunden .
Zum Ausfiltern schaltungsvorgangsbedingter Fluktuationen der Phasenspannung dem ersten Kondensator und der ersten Diode bevorzugt ein zweiter Kondensator parallel geschaltet.
In einer bevorzugten Ausführung der Erfindung ist eine Positionsbestimmung auch dann ermöglicht, wenn der Elektromotor sich im so genannten Freilauf befindet. Der Begriff "Frei¬ lauf" (der ein von den Begriffen "Freilaufdiode" und "Frei¬ laufstrom" völlig unabhängiges Phänomen darstellt) beschreibt einen Betriebszustand des Motors, in dem der Rotor in Bewe¬ gung versetzt ist, ohne dass die Motorphasen bestromt sind. Im Freilauf befindet sich ein Elektromotor typischerweise beim Auslaufen nach dem Abschalten des Motorstroms. Ein zum Betrieb eines Lüfters eingesetzter Elektromotor kann daneben auch durch einen auf den Lüfter wirkenden Luftstrom in den Freilauf versetzt werden. Die Positionsbestimmung im Freilauf wird auf besonders einfache Weise dadurch ermöglicht, dass die weiteren Motorphasen im unbestromten Zustand auf eine definierte Testspannung gelegt sind. Dies ist zweckmäßigerweise besonders einfach realisiert, indem jede der weiteren Motorphasen an den Mittelabgriff einer Spannungsteilerschaltung angeschlossen ist. Die Spannungsteilerschaltung ist dabei hinreichend hochohmig ausgeführt, dass sie die Motoransteue¬ rung nicht signifikant beeinflusst. In einer vorteilhaften Weiterbildung der Vorrichtung ist der mit der Auswerteschaltung verbundene Analoganschluss des Mik- rocontrollers sowohl als Eingang als auch als Ausgang konfi- gurierbar. In Konfiguration als Eingang dient der Analoganschluss zur Übernahme und Analog-Digital-Wandlung des von der Auswerteschaltung zugeführten Spitzenwerts. Konfiguriert als Ausgang dient der Analoganschluss zum einfachen und zweckmä¬ ßigen Zurücksetzen der Auswerteschaltung in einen Ausgangszu- stand. Insbesondere wird der Analoganschluss hierzu als Aus¬ gang mit einem Null-Signal belegt. Der Analogausgang ist in diesem Zustand intern mit Masse verbunden, so dass der Kondensator der Auswerteschaltung über den MikroController entladen wird.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
FIG 1 ein Blockschaltbild eines bürstenlosen und sensor- losen mehrphasigen Elektromotors mit einer Umricht¬ erschaltung sowie mit einer Steuereinheit zur Be¬ stimmung der Rotorposition und zur Ansteuerung des Elektromotors, umfassend eine Auswerteschaltung und einen die Umrichterschaltung ansteuernden Mikro- Controller
FIG 2 in einem schematisch vereinfachten zeitlichen Diagramm ausschnitthaft gegenübergestellt den Verlauf der Phasenspannung in einer ausgewählten Motorphase und eines von der Auswerteschaltung zur Verfügung gestellten Spitzenwerts derselben,
FIG 3 in einem elektrischen Schaltplan eine erste Ausführungsform der Auswerteschaltung,
FIG 4 in einem schematisch vereinfachten zeitlichen Diagramm den Verlauf einer Phasenspannung bei der Ab- kommutierung der zugehörigen Motorphase, FIG 5 in einem Flussdiagramm ein Schema eines zur Positionsbestimmung während der Motoransteuerung bestimmten Verfahrensablaufs
FIG 6 in einem elektrischen Schaltplan eine Spannungstei- lerschaltung, mittels welcher eine definierte Test¬ spannung an die weiteren Motorphasen anlegbar ist, um eine Positionsbestimmung auch im Freilauf des Elektromotors zu ermöglichen,
FIG 7 in darstellungsgemäß FIG 5 ein Schema eines zur Po- sitionsbestimmung im Freilauf bestimmten Verfahrensablaufs,
FIG 8 in Darstellung gemäß FIG 2 eine alternative Ausfüh¬ rungsform der Auswerteschaltung, und
FIG 9 in Darstellung gemäß FIG 2 eine weitere Ausfüh- rungsform der Auswerteschaltung.
Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren stets mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
FIG 1 zeigt ein Blockschaltbild eines bürstenlosen, sensorlo¬ sen Elektromotors (nachfolgend kurz Motor 1), dem zur Energieversorgung eine Umrichterschaltung 2 zugeordnet ist. Der dargestellte Motor 1 ist dreiphasig ausgebildet und umfasst somit drei Motorphasen U, V und W, die jeweils eine im Stator des Motors 1 angeordnete Ankerwicklung aufweisen. Die Motorphasen U, V, W sind beispielhaft in Sternschaltung miteinander verschaltet und somit in einem Sternpunkt P leitend miteinan¬ der verbunden. Das nachfolgend beschriebene Verfahren ist a- ber auch auf Elektromotoren mit anders verschalteten Motor- phasen, insbesondere in Dreieckschaltung verschaltete Motorphasen anwendbar.
Das dem Sternpunkt P jeweils entgegengesetzte Anschlussende einer jeden Motorphase U, V, W (das auch als Phasenklemme 3 der jeweiligen Motorphase U, V, W bezeichnet ist) ist jeweils mit dem Mittelabgriff einer zugehörigen Halbbrücke 4 der Umrichterschaltung 2 verbunden. Jede Halbbrücke 4 umfasst zwei Leis- tungsschalter 5 und 6, die jeweils vorzugsweise als MOSfet ausgebildet sind. Über den in jeder Halbbrücke 4 angeordneten Leistungsschalter 5 kann die zugehörige Motorphase U, V, W mit einem Betriebspotenzial Uz verbunden werden. Über den jeweils anderen Leistungsschalter 6 kann die Motorphase U, V, W mit Massepotenzial (nachfolgend kurz als "Masse M" bezeichnet) belegt werden. Betriebspotenzial Uz und Masse M sind der Um¬ richterschaltung 2 über einen so genannten Zwischenkreis 7 zugeführt. Jedem Leistungsschalter 5 und 6 ist eine so ge- nannte Freilaufdiode 8 bzw. 9 parallel geschaltet.
Zur Ansteuerung der Leistungsschalter 5, 6 ist der Umrichterschaltung 2 eine Steuereinheit 10 zugeordnet. Die Steuerein¬ heit 10 umfasst einen MikroController 11, der jeden der Leis- tungsschalter 5, 6 derart ansteuert, dass im Betrieb des Mo¬ tors 1 die Ankerwicklungen der Motorphasen U, V, W ein rotierendes Magnetfeld erzeugen, das einen (nicht näher darge¬ stellten) Rotor des Motors 1 antreibt.
Die Ansteuerung der Leistungsschalter 5, 6 erfolgt in Abhängigkeit der Rotorstellung nach einem so genannten Kommutierungsschema. Insbesondere wird eine so genannten bipolare Blockkommutierung herangezogen. Dabei wird während eines Vollzyklus, d.h. einer vollen Rotorumdrehung innerhalb eines ersten (positiven) Kommutierungsblocks jede Motorphase U, V, W zumindest zeitweise auf das Betriebspotenzial Uz geschaltet. Während eines zweiten (negativen) Kommutierungsblocks wird die Motorphase U, V, W auf Masse M geschaltet. Jeder Kommutie¬ rungsblock erstreckt sich - bezogen auf die Rotordrehung - über einen als Ansteuerwinkel bezeichneten Drehwinkelbereich von weniger als 180°. Zwischen den Kommutierungsblöcken sind daher Zwischenwinkelbereiche gebildet, in denen die jeweilige Motorphase U, V, W von dem Zwischenkreis 7 abgeklemmt ist, d.h. in denen weder der hochpotenzialseitige Leistungsschalter 5 noch der massenseitige Leistungsschalter 6 der zugehörigen Halbbrücke 4 leitend geschaltet ist. Zur Erzeugung eines e- lektrischen Drehstroms ist jede Motorphase U, V, W bezüglich der anderen Motorphasen U, V, W um 120° versetzt angesteuert.
Zur Steuerung der Motorleistung werden die Motorphasen U, V, W pulsweitenmoduliert angesteuert. Dabei wird jede Motorphase U, V, W in dem positiven Kommutierungsblock nicht über den gesamten Ansteuerwinkel auf das Betriebspotential Uz geschal¬ tet, sondern periodisch gepulst betrieben.
Um die Motoransteuerung mit der tatsächlichen Rotordrehung zu synchronisieren, wird der Ablauf der Kommutierung durch ein Positionssignal SP "getriggert" . Das Positionssignal SP zeigt die Zeitpunkte an, in denen der Rotor eine bestimmte Rotorpo¬ sition durchläuft. Das Positionssignal SP wird auf nachfol- gend näher beschriebene Weise anhand der durch die Rotordre¬ hung in eine ausgewählte Motorphase induzierten Spannung (Ge- gen-EMK) ermittelt. Gemäß FIG 1 ist als Referenz für die Be¬ stimmung der Gegen-EMK beispielhaft die Motorphase V ausge¬ wählt .
Das durch die Steuereinheit 10 ausgeführte Verfahren zur Po¬ sitionsermittlung beruht auf den folgenden elektrodynamischen Grundlagen :
Für das elektrische Potential im Sternpunkt P (nachfolgend als Sternspannung UP bezeichnet) gilt
wobei mit Uu, Uv und Uw die an der jeweiligen Phasenklemme 3 abgreifbare Phasenspannung der Motorphase U, V bzw. W bezeichnet ist. Allgemein gilt für jede Phasenspannung Ux (mit X = U, V, W)
Ux = UP + UXind , GLG 2 wobei UXind für die in die Motorphase X = U, V, W induzierte Spannung (oder Gegen-EMK) steht. Im Nulldurchgang der in die Motorphase V induzierten Spannung, d.h. für UVind = 0, gilt entsprechend
Figure imgf000014_0001
Aus den GLG 1 und 3 ergibt sich
U„=UD = Uu+Uw GLG 4
für den Nulldurchgang der Gegen-EMK UVind •
Der Nulldurchgang der Gegen-EMK UVmd in der Motorphase V, und die diesem Nulldurchgang entsprechende Rotorstellung kann nach GLG 4 daran erkannt werden, dass die Phasenspannung Uv den Mittelwert der übrigen Phasenspannungen Uu und Uw überschreitet .
Auf dieser Gesetzmäßigkeit beruht - dem Grundprinzip nach - das durch die Steuereinheit 10 durchgeführte Positionsbestim¬ mungsverfahren. Danach wird lediglich die Phasenspannung Uv messtechnisch erfasst. Das Positionssignal SP wird erzeugt, wenn die Phasenspannung Uv eine Vergleichspannung Uc über- schreitet, die anhand von GLG 4 (oder einer daraus abgeleite¬ ten Gleichung) derart bestimmt ist, dass sie der Phasenspannung Uv bei einem bestimmten Wert der Gegen-EMK UVmd, insbe¬ sondere dem Nulldurchgang, entspricht. Allgemein wird die Vergleichsspannung U0 gemäß
Uv+Uw c 2
gewählt. Die in die GLG 4 und 5 eingehenden Phasenspannungen Uu und Uw werden hierbei nicht direkt gemessen, sondern im MikroController 11 anhand von vorhandener Information über die Motoransteuerung numerisch bestimmt. ΔQ steht für einen Korrekturfaktor, der mit dem Wert 0 belegt wird, wenn der Motor 1 das Positionssignal SP in Phase mit dem Nulldurchgang der Gegen-EMK UVind erzeugt werden soll. Für eine Vorzündung oder Nachzündung wird ΔQ mit einem negativen bzw. positiven Wert belegt.
In der praktischen Realisierung des obigen Grundprinzips wird berücksichtigt, dass die Bestimmung der Rotorposition auf Ba¬ sis von GLG 4 durch die Pulsweitenmodulation (PWM) erschwert wird, zumal sowohl die gemessene Phasenspannung Uv als auch die weiteren Phasenspannungen Uu, Uw mit den PWM-Pulsen in hoher Frequenz pulsartig mit der Zeit variieren. Zusätzlich wird der Verlauf der gemessenen Phasenspannung Uv durch schaltvorgangsbedingte Fluktionen (Schaltüberschwinger) ge- stört. Der durch PWM-Pulse und Schaltüberschwinger gestörte
Verlauf der Phasenspannung Uv ist beispielhaft schematisch in FIG 2 in einem zeitlichen Diagramm dargestellt.
Zur Vereinfachung des Positionsbestimmungsverfahrens wird da- her nicht die tatsächliche Phasenspannung Uv für den Ver¬ gleich herangezogen, sondern ein Spitzenwert Uv* dieser Pha¬ senspannung Uv, der über einen vorgegebenen Erfassungszeit¬ raum TE den um Schaltüberschwinger bereinigten Maximalwert der Phasenspannung Uv wiedergibt . Der Verlauf des Spitzen- werts Uv* ist in FIG 2 dem Verlauf der tatsächlichen Phasen¬ spannung Uv gegenübergestellt.
Die Phasenspannung Uv wird innerhalb der Steuereinheit 10 durch eine analoge elektronische Auswerteschaltung 12 er- fasst. Durch die Auswerteschaltung 12 wird auf nachfolgend näher beschriebene Weise ein dem Spitzenwert Uv* entsprechen¬ des Messsignal SUv* erzeugt und einem Analoganschluss 13 des MikroControllers 11 zugeführt. Anhand des Spitzenwerts Uv* wird im MikroController 11 dann auf nachfolgend näher be- schriebene Weise numerisch die Rotorposition bestimmt und das Positionssignal SP erzeugt. In einer ersten Ausführungsform gemäß FIG 3 umfasst die Auswerteschaltung 12 eine Spannungsteilerschaltung 30, im Rahmen derer zwei Widerstände Ri und R2 in Serie zwischen Masse M und einen Abgriff 31 (FIG 1,3) für die Phasenspannung Uv ge- schaltet sind. Dem Widerstand R2 ist ein erster Kondensa¬ tor Ci mit einer vorgeschalteten und in Durchlassrichtung gepolten ersten Diode O1 parallel geschaltet. In dem massesei- tigen Zweig der Spannungsteilerschaltung 30 ist eine ebenfalls in Durchlassrichtung gepolte, und somit der Diode Di parallel geschaltete zweite Diode D2 angeordnet. Die Auswer¬ teschaltung 12 umfasst weiterhin einen zweiten Kondensator C2, der der Diode O1 und dem Kondensator Ci parallel geschal¬ tet ist.
Infolge der Spannungsteilerschaltung 30 wird der Diode Di nicht unmittelbar die Phasenspannung Uv, sondern eine hierzu etwa proportionale Spannung zugeführt, deren Betrag infolge geeigneter Dimensionierung der Widerstände Rl, R2 etwa 20% der Phasenspannung Uv entspricht. Ohne Berücksichtigung des Ein- flusses der Kondensatoren Ci, C2 ergibt sich rechnerisch für die am Ausgang der Diode Di anliegende Ausgangsspannung
U a=-^-(Uv-UD2)+UD2-UD1 , GLG 6
K1 +K2
wobei Uni und UD2 für die Flussspannungen der Dioden Di bzw. D2 stehen. In bevorzugter Ausbildung sind die Dioden Di und D2 baugleich gewählt und insbesondere als integrierte Baueinheit 32 ausgeführt und weisen daher in guter Näherung dieselbe Flussspannung Un = Uni = UD2 auf. GLG 6 ergibt sich hiermit zu
Figure imgf000016_0001
Über die Diode Di wird der Kondensator Ci aufgeladen. Die Diode Di verhindert dabei ein Abfließen der Ladung, so dass der Ladungszustand des Kondensators Ci gespeichert wird. Die über dem Kondensator Ci abfallende Spannung entspricht hierdurch im Wesentlichen dem maximalen Wert, den die Ausgangsspannung Ua während des Erfassungszeitraumes TE angenommen hat. Hier¬ bei werden aber kurzfristige Spannungsspitzen wie sie etwa typischerweise durch Schaltvorgänge verursacht werden durch den Kondensator C2 abgefangen bzw. ausgefiltert. Die über dem Kondensator Ci abfallende Spannung wird als Messsignal SUv* dem Analoganschluss 13 des MikroControllers 11 zugeführt. Der MikroController 11 bestimmt durch Analog-Digital-Wandlung den numerischen Spannungsbetrag des Messsignals SUv* und errechnet hieraus anhand hinterlegter Werte für die Widerstände Ri und R2 und die Diodenspannung UD den tatsächlichen Betrag des
Spitzenwerts Uv* .
Der Erfassungszeitraum TE beginnt mit dem letztmaligen Entla- den des Kondensators Ci (bzw. mit dem Anlegen der Ausgangs¬ spannung Ua an den entladenen Kondensator Ci) und dauert bis zu dem aktuellen Zeitpunkt bzw. längstens bis zu dem Zeit¬ punkt, an dem der Kondensator Ci erneut entladen wird (s. FIG 2) . Der Analoganschluss 13 ist während des Erfassungszeitrau- mes TE als Spannungseingang konfiguriert und entsprechend hochohmig, so dass eine Entladung des Kondensators Ci über den MikroController 11 verhindert ist.
Zum Entladen wird der Analoganschluss 13 als Spannungsausgang umkonfiguriert und mit einem Potential von 0 Volt betrieben. In diesem Zustand ist der Analoganschluss 13 innerhalb des MikroControllers 11 auf Masse M geschaltet, so dass die auf dem Kondensator Ci gespeicherte Ladung über den Mikrocontrol- ler 11 abfließen kann.
Die Diode D2 bewirkt eine zumindest teilweise Kompensierung von Toleranzen der Flussspannung UDi der Diode O1. Dies wird erkennbar, wenn man sich vergegenwärtigt, dass sich ohne die Diode D2 (U02 = 0) aus GLG 6
Figure imgf000017_0001
ergäbe. Ein Vergleich der GLG 7 und 8 zeigt, dass durch den Einsatz der Diode D2 Toleranzen der Flussspannung UD = UDi nur noch im Verhältnis R2 : (Ri + R2) eingehen und dass somit der Einfluss der Diode D1 um diesen Faktor verringert ist.
Positionserkennung während der Motoransteuerung:
Die Gegen-EMK UVind kann kann nur dann in der Motorphase V de- tektiert werden, wenn diese stromlos ist. Während der Ansteu¬ erung des Motors 1 ist eine Positionserkennung daher nur in einem der Zwischenwinkelbereiche möglich, in denen die Motorphase V von dem Zwischenkreis 7 abgeklemmt ist. In diesem Be- triebszustand ist stets eine der weiteren Motorphasen U oder W (zumindest zeitweise) auf das Betriebspotential Uz, und die verbleibende Motorphase W bzw. U auf Masse M geschaltet. GLG 5 vereinfacht sich hierdurch zu
UC=—Z- + AQ. GLG 9
Das in GLG 9 eingehende Betriebspotenzial Uz kann als Kon¬ stante in dem MikroController 11 hinterlegt sein. Bevorzugt wird das Betriebspotenzial Uz aber messtechnisch erfasst. Hierzu wird nach Beendigung eines Kommutierungsblocks die Mo¬ torphase V durch Ansteuerung des zugehörigen hochpotenzial- seitigen Leistungsschalters 5 kurzzeitig für die Dauer einer Messzeit TM (FIG 4) auf das Bezugspotenzial Uz geschaltet. Das Bezugspotenzial Uz wird dabei mittels der Auswerteschal- tung 12 durch Erfassung des Spitzenwerts Uv*, der in diesem Betriebszustand der Betriebspotential Uz entspricht, erfasst und in dem MikroController 11 für die spätere Verwendung hinterlegt. Vor der Messung wird die Auswerteschaltung 12 durch Entladung des Kondensators Cl zurückgesetzt. Bevorzugt werden während der Motoransteuerung nur der positive Nulldurchgang der Gegen-EMK UVind, d.h. der Vorzeichenwechsel der Gegen-EMK UVind von negativ auf positiv, erfasst. Der positive Nulldurchgang der Gegen-EMK UVind erfolgt jeweils nach dem negativen Kommutierungsblock, in dem die Motorphase V auf Masse M geschaltet war.
Auch nach dem Abklemmen der Motorphase V kann jedoch die Gegen-EMK nicht sofort detektiert werden. Vielmehr muss zu- nächst für die Dauer einer Abkommutierungszeit TF (FIG 4) ab¬ gewartet werden, bis der durch Selbstinduktion in der Motorphase V aufrecht erhaltene und über die Freilaufdiode 8 ab¬ fließende Freilaufström in der Motorphase V abgeklungen ist.
Um die Dauer der Abkommutierungszeit TF zu bestimmen, wird mittelbar über den Spitzenwert Uv* der Freilaufström detektiert. Hierbei wird nach dem anhand von FIG 4 schematisch verdeutlichten Messprinzip vorgegangen. FIG 4 zeigt schematisch vereinfacht einen zeitlichen Ausschnitt des Verlaufs der Phasenspannung Uv. Der Einfluss von PWM-Pulsen und
Schaltüberschwingern auf den Verlauf der Phasenspannung Uv ist hierbei aus Gründen der Übersichtlichkeit vernachlässigt.
Aus FIG 4 ist zu erkennen, dass die Motorphase V bis zu einem Zeitpunkt t0 negativ kommutiert und somit auf Masse M ge¬ schaltet ist, so dass die Phasenspannung Uv im Wesentlichen den Wert 0 Volt aufweist. Zum Zeitpunkt t0 wird die Motorpha¬ se V von Masse M abgeklemmt. Infolge des über die hochpoten- zialseitige Freilaufdiode 8 abfließenden FreilaufStroms steigt die Phasenspannung Uv sprunghaft auf einen dem Be¬ triebspotenzial Uz im Wesentlichen entsprechenden Wert an. Die Phasenspannung Uv bricht erst wieder zu einem Zeitpunkt ti zusammen, zu dem der Freilaufström abgeklungen ist, und somit die Abkommutierungszeit TF beendet ist.
Die Abkommutierungszeit TF wird bestimmt, indem - nach Er¬ mittlung der Zwischenkreisspannung Uz - mittels der Auswerte- Schaltung 12 wiederholt der Spitzenwert Uv* bestimmt und im MikroController 11 numerisch mit einem hinterlegten Schwellwert U5 verglichen wird. Solange der Spitzenwert Uv* den Schwellwert U3 übersteigt, wird dies als Anzeichen dafür ge- wertet, dass der Freilaufström noch nicht abgeklungen ist. In diesem Fall wird die Messung sofort oder nach einer vorgegebenen Verzögerungszeit wiederholt. Vor jeder Messung wird die Auswerteschaltung 12 durch Entladung des Kondensators Cl zurückgesetzt .
Sobald im Zuge des beschriebenen Vergleiches festgestellt wird, dass der Spitzenwert Uv* den Schwellwert U3 unterschrei¬ tet, wird dies als Anzeichen gewertet, dass der Freilaufström abgeklungen ist. In diesem Fall wird die Positionserkennung gestartet.
Zur Erkennung der Rotorposition wird die Auswerteschaltung 12 durch Entladung des Kondensators Cl in den Ausgangszustand zurückgesetzt und damit der Erfassungszeitraum TE gestartet. In dem MikroController 6 wird nun fortlaufend oder periodisch der von der Auswerteschaltung 12 zugeführte Spitzenwert Uv* mit dem nach GLG 9 ermittelten Vergleichswert U0 verglichen. Unterschreitet der Spitzenwert Uv* den Vergleichswert U0, so wird die Messung sofort oder zu einem vorgegebenen späteren Zeitpunkt wiederholt. Sobald zu einem Zeitpunkt t3 der Spit¬ zenwert Uv* den Vergleichswert U0 erstmals überschreitet, wird das Positionssignal SP erzeugt und die positive Kommu¬ tierung der Motorphase V eingeleitet (in FIG 4 ist dies an einem sprunghaften Ansteigen der Phasenspannung Uv auf etwa den Betrag des Betriebspotenzials Uz zu ersehen) .
Damit ergibt sich für die Positionserkennung während der Motoransteuerung ein in FIG 5 anhand eines Flussdiagramms näher beschriebener Verfahrensablauf, der programmtechnisch in dem MikroController 11 implementiert ist: Der MikroController 11 startet in das Verfahren mit der Beendigung des negativen Kommutierungsblocks (Schritt 40), und somit zum Zeitpunkt t0 gemäß FIG 4. Der Zeitpunkt t0 wird für die Ansteuerung der Umrichterschaltung 2 ohnehin vom Mikro- Controller 11 vorgegeben und ist daher bekannt.
In nachfolgenden Schritten 41 bis 44 wird zunächst der Wert des Betriebspotential Uz bestimmt. Hierzu steuert der Mikro- controller in Schritt 41 den der Motorphase V zugeordnete Leistungsschalter 5 auf und schaltet die Motorphase V somit auf das Betriebspotential Uz . Hierauf führt der Mikrocontrol- ler 11 eine Messung des Spitzenwerts Uv* durch, indem er die Auswerteschaltung 12 durch Löschen des Kondensators Ci zurücksetzt (Schritt 42) und den aktuellen Wert des Spitzen- werts Uv* einholt (Schritt 43) . Der Spitzenwert Uv* wird in Schritt 44 als Wert des Betriebspotentials Uz hinterlegt.
Nach Bestimmung des Betriebspotenzials Uz steuert der Mikro- controller 11 den der Motorphase V zugeordneten Leistungs- Schalter 5 zu (Schritt 45) , um die Motorphase V von dem Be¬ triebspotential Uz abzuklemmen, und ermittelt in nachfolgen¬ den Schritten 46 bis 48 die Abkommutierungszeit TF. Hierzu löscht der MikroController 11 wiederum den Kondensator Ci (Schritt 46) und holt den aktuellen Spitzenwert Uv* ein (Schritt 47) . Der MikroController 11 überprüft anschließend in Schritt 48, ob der erhaltene Spitzenwert Uv* den Schwell¬ wert U3 unterschreitet.
Solange der Vergleich negativ ausfällt, wird dies als Anzei- chen gewertet, dass der Freilaufström noch nicht abgeklungen ist. In diesem Fall werden die Schritte 46 bis 48 sofort oder nach einer vorgegebenen Verzögerungszeit wiederholt.
Fällt der Vergleich positiv aus, wird dies als Anzeichen ge- wertet, dass der Freilaufström abgeklungen ist. In diesem
Fall wird die eigentliche Positionserkennung gemäß nachfol¬ gender Schritte 49 bis 52 gestartet. Zu Beginn der Positionserkennung wird in Schritt 49 die Auswerteschaltung 12 durch Löschung des Kondensators Ci zurückgesetzt (Schritt 50). Anschließend holt der MikroController 11 den aktuellen Spitzenwert Uv* ein (Schritt 51) und über¬ prüft, ob dieser die nach GLG 9 berechnete Vergleichsspannung U0 übersteigt.
Solange der Vergleich negativ ausfällt, wird dies als Anzei- chen gewertet, dass die gesuchte Rotorposition noch nicht er¬ reicht wurde. Die Schritte 50 und 51 werden sofort oder nach einer vorgegebenen Verzögerungszeit wiederholt. Fällt der Vergleich positiv aus, wird dies als Anzeichen gewertet, dass die gesuchte Rotorposition erreicht wurde. In diesem Fall er- zeugt der MikroController 11 das Positionssignal SP (Schritt 52) und beendet das Verfahren (Schritt 53) .
Positionsbestimmung im Freilauf:
Im Freilauf wäre ohne weitere Vorkehrungen eine Positionsbe¬ stimmung auf Basis von GLG 5 nicht möglich, zumal in diesem Zustand die Phasenspannungen Un und Uw unbekannt sind. Um dennoch auch im Freilauf bei ausschließlicher Messung der Phasenspannung Uv eine Positionsermittlung zu ermöglichen, werden die übrigen Motorphasen U, W auf definierte Testspannungen UTi und U12 (siehe FIG 1) gelegt.
Hierzu sind diese Motorphasen U, W mit einer in FIG 6 darge¬ stellten Spannungsteilerschaltung 60 verbunden, die zur Be- reitstellung der Testspannung Uτi Widerstände R3 und R4, und zur Bereitstellung der Testspannung U12 Widerstände R5 und R6 umfasst. Die Widerstände R3 bis R6 sind hinreichend hochohmig dimensioniert, dass die Kommutierung der Motorphasen U und W durch die Spannungsteilerschaltung 60 nicht signifikant ge- stört wird.
Mit den Beziehungen Un = Uτi und Uw = Uτ2 ergibt sich GLG 5 zu U Uτι+UT2 +AQ c 2
Um bei kleinen Drehzahlen keine Fehlmessungen zu erhalten, wird nach Art einer Hysterese ein positiver Nulldurchgang nur dann akzeptiert, wenn der Spitzenwert Uv * zuvor die um eine vorgegebene Hysteresespannung UH erniedrigte Vergleichsspan¬ nung Uc unterschritten hatte.
Damit ergibt sich ein in FIG 7 anhand eines Flussdiagramms näher beschriebener Verfahrensablauf:
Nach dem Programmstart (Schritt 70) überprüft der Mikrocont- roller 11 in Schritt 71, insbesondere durch Abfrage einer Steuervariablen (flagl), ob die Voraussetzungen für den Test auf einen positiven Nulldurchgang vorliegen. Ist dies nicht der Fall, so holt der MikroController 11 im Schritt 72 von der Auswerteschaltung 12 den aktuellen Spitzenwert Uv* ein. In Schritt 73 prüft der MikroController 11 anschließend, ob der Spitzenwert Uv* die um die Hysterespannung UH erniedrigte Vergleichsspannung U0 unterschreitet.
Ist dies der Fall, so signalisiert der Mikrokontroller 11 (durch Setzen von flagl in Schritt 74), dass die Bedingungen für den Test auf einen positiven Nulldurchgang vorliegen, setzt die Auswerteschaltung 12 durch Löschen des Kondensators Ci zurück (nicht näher dargestellt) und beendet die Verfah¬ rensdurchführung (Schritt 75) .
Fällt der in Schritt 73 vorgenommene Vergleich negativ aus, so wird die Verfahrensdurchführung sofort beendet.
Wird in Schritt 71 dagegen festgestellt, dass die Bedingung (flagl = 1) für den Test auf einen positiven Nulldurchgang vorliegt, so holt der MikroController 11 in Schritt 76 analog zu Schritt 72 den aktuellen Spitzenwert Uv* ein und prüft in Schritt 77, ob dieser Spitzenwert Uv* die Vergleichsspannung die nach GLG 10 bestimmte U0 überschreitet.
Ein positives Vergleichsergebnis wird als Anzeichen dafür ge- wertet, dass die gesuchte Rotorposition erreicht wurde. In diesem Fall erzeugt der MikroController 11 in Schritt 78 das Positionssignal SP, signalisiert (durch Rücksetzen von flagl), dass die Bedingungen für den Test auf einen positiven Nulldurchgang nicht mehr vorliegen und beendet die Verfah- rensdurchführung.
Fällt der in Schritt 77 vorgenommene Vergleich negativ aus, so wird dies als Anzeichen gewertet, dass die gesuchte Rotor¬ position noch nicht erreicht ist. In diesem Fall wird die Verfahrensdurchführung sofort beendet. Das vorstehend be¬ schriebene Verfahren gemäß Schritt 70 bis 78 wird kontinuier¬ lich oder in kurzen Zeitabständen periodisch wiederholt, solange der Motor 1 unbestromt ist und sich somit potenziell im Freilauf befindet.
Zur Verbesserung der Detektionsgenauigkeit ist das vorstehend beschriebene Verfahren optional derart modifiziert, dass ab¬ wechselnd der positive und der negative Nulldurchgang der Ge- gen-EMK UVind detektiert werden. Die Detektion eines negativen Nulldurchgangs erfolgt prinzipiell auch in der oben beschrie¬ benen Weise, wobei zu beachten ist, dass bei den Vergleichs¬ operationen in Schritt 73 und Schritt 77 die zugrunde liegen¬ den Vergleichsrelationen mit umgekehrten Vorzeichen verwendet werden. Zudem ist zu beachten, dass unmittelbar vor jedem Einholen des Spitzenwertes Uv* in Schritt 72 und 76 die Aus¬ werteschaltung 12 durch Entladung des Kondensators Ci zurückzusetzen ist .
In den FIG 8 und 9 sind zwei alternative Ausführungsformen der Auswerteschaltung 12 dargestellt. Diese Ausführungsformen unterscheiden sich von der Ausführungsform gemäß FIG 2 darin, dass die Auswerteschaltung 12 - wie in FIG 1 gestrichelt an- gedeutet - zusätzlich mit einem Digitalanschluss 80 des Mik- rocontrollers 11 verbunden ist, so dass die Spannungsteiler¬ schaltung 30 über den Digitalanschluss 80 vom MikroController 11 aus reversibel aktivierbar und deaktivierbar ist.
Eine Deaktivierung der Spannungsteilerschaltung 30 ist insbesondere bei kleinen Motordrehzahlen sinnvoll, zumal in diesem Fall auch die Gegen-EMK UVind nur gering ist und damit die Phasenspannung Uv in der Umgebung des Nulldurchgangs der Ge- gen-EMK UVind nur eine schwache zeitliche Änderung aufweist.
In der Ausführungsform gemäß FIG 8 ist der masseseitige Aus¬ gang des Widerstands R2 nicht direkt auf Masse M gelegt, son¬ dern mit dem Digitalanschluss 80 des MikroControllers 11 ver- bunden. Um die Spannungsteilerschaltung 30 bei dieser Ausführung zu aktivieren, wird der Digitalanschluss 80 als Ausgang mit einem Ausgabepotenzial von 0 Volt betrieben, so dass der Widerstand R2 innerhalb des MikroControllers 11 auf Masse M gelegt. In diesem Fall funktioniert die Auswerteschaltung 12 gemäß FIG 8 analog zu dem Ausführungsbeispiel gemäß FIG 2.
Um die Spannungsteilerschaltung 30 zu deaktivieren, wird über den als Spannungsausgang betriebenen Digitalanschluss 80 des MikroControllers 11 das Betriebspotenzial Uv ausgegeben. Hierdurch sperrt die Diode D2 mit der Folge, dass das Mess¬ signal S1Jv* den Spitzenwert Uv* im Teilungsverhältnis 1:1 ent¬ hält.
Bei der in FIG 9 dargestellten Variante der Auswerteschaltung 12 ist der Digitalanschluss 80 des MikroControllers 11 abwei¬ chend mit einer der Diode D2 und dem Widerstand R2 zwischen¬ geschalteten Kontaktstelle verbunden.
In dieser Ausführung wird zur Aktivierung der Spannungstei- lerschaltung 30 der Digitalausgang 80 als Spannungseingang betrieben und bleibt daher für die Funktionsweise der Span¬ nungsteilerschaltung 30 ohne Einfluss. Zur Deaktivierung der Spannungsteilerschaltung 30 wird dagegen über den nun als Spannungsausgang betriebenen Digitalanschluss 80 das Betriebspotenzial Uz ausgegeben, wodurch wiederum die Diode D2 sperrt .

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Bestimmung der Rotorposition bei einem bürstenlosen und sensorlosen mehrphasigen Elektromotor (1), - bei welchem nach dem Abklemmen einer ersten Motorphase (V) von den Bezugspotentialen (UZ,M) eines Zwischenkreises (7) während eines Erfassungszeitraums (TE) eine an dieser Mo¬ torphase (V) klemmenseitig anliegende Phasenspannung (Uv) erfasst wird, - bei welchem über den Erfassungszeitraum (TE) ein Spitzenwert (Uv*) der erfassten Phasenspannung (Uv) ermittelt wird, bei welchem der Spitzenwert (Uv*) mit einem Vergleichswert (Uc) verglichen wird, und - bei welchem ein Positionssignal (SP) erzeugt wird, wenn der Spitzenwert (Uv*) den Vergleichswert (U0) überschrei¬ tet, wobei der Vergleichswert (Uc) numerisch derart be¬ stimmt wird, dass er dem Wert der Phasenspannung (Uv) bei einem Nulldurchgang einer in die erste Motorphase (V) in- duzierten Spannung (üVind) oder einem demgegenüber um einen vorgegebenen Korrekturwert (ΔQ) erhöhten oder erniedrigten Wert entspricht.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ausschließlich die Phasenspannung (Uv) der ersten Motorphase (V) erfasst wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Spitzenwert (Uv*) schal- tungstechnisch als Analogsignal erfasst wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass im Zuge der Spitzenwerterfas- sung schaltvorgangsbedingte Fluktuationen aus der Phasenspan- nung (Uv) ausgefiltert werden.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Vergleich des Spitzenwerts (Uv*) mit dem Vergleichwert (Uc) numerisch erfolgt.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der Vergleichswert (U0) nach der Formel U0 = Uz / 2 + ΔQ bestimmt wird, wobei Uz ein Zwischenkreis- Betriebspotential, und ΔQ den beliebig vorgebbaren Korrek¬ turwert bezeichnet.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Zwischenkreis- Betriebspotential (Uz) aus einer dem Erfassungszeitraum (TE) vorgeschalteten Messung des Spitzenwerts (Uv*) der Phasen- Spannung (Uv) abgeleitet wird, wobei für diese Messung die erste Motorphase (V) mit dem Zwischenkreis-Betriebspotential (Uv) verbunden wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass dem Erfassungszeitraum (TE) ein auf das Abklemmen der ersten Motorphase (V) folgender Ab- kommutierungszeitraum (TF) vorgeschaltet ist, dessen Dauer durch das Abklingen eines durch die erste Motorphase (V) fließenden Motorphasenstroms bestimmt ist, wobei der Abkommu- tierungszeitraum (TE) unter wiederholter Erfassung und Analyse des Spitzenwerts (Uv*) der Phasenspannung (Uv) beendet wird, wenn der Spitzenwert (Uv*) einen vorgegebenen Schwell¬ wert (Us) unterschreitet.
9. Vorrichtung zur Bestimmung der Rotorposition bei einem mehrphasigen bürstenlosen Elektromotor (1), mit einem Mikro- controller (11) und einer analogen elektronischen Auswerteschaltung (12) , wobei die Auswerteschaltung (12) dazu ausgebildet ist, ei- ne an einer ersten Motorphase (V) klemmenseitig anliegende Phasenspannung (Uv) zu erfassen, und einen Spitzenwert (Uv*) dieser Phasenspannung (Uv) zu ermitteln, wobei die Auswerteschaltung (12) zur Ausgabe des ermittel¬ ten Spitzenwerts (Uv*) an den MikroController (11) mit ei¬ nem Analoganschluss (13) des letzteren verschaltet ist, wobei der MikroController (11) dazu ausgebildet ist, den Spitzenwert (Uv*) mit einem Vergleichswert (Uc) zu verglei¬ chen, und ein Positionssignal (SP) zu erzeugen, wenn der Spitzenwert (Uv*) den Vergleichswert (U0) überschreitet, wobei der MikroController (11) dazu ausgebildet ist, den Vergleichswert (Uc) derart zu bestimmen, dass er dem Wert der Phasenspannung (Uv) bei einem Nulldurchgang einer in die erste Motorphase (V) induzierten Spannung (üVind) oder einem demgegenüber um einen vorgegebenen Korrekturwert (ΔQ) erhöhten oder erniedrigten Wert entspricht.
10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (12) einen klemmenseitig mit der erste Motorphase (V) verschalteten ersten Kondensator (Ci) sowie eine diesem in Durchlassrichtung vorgeschaltete erste Diode (Di) umfasst.
11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der ersten Diode (O1) über ei¬ ne vorgeschaltene Spannungsteilerschaltung (30) eine zu der Phasenspannung (Uv) im Wesentlichen proportionale Spannung zugeführt ist.
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb der Spannungsteiler¬ schaltung (30) eine zweite Diode (D2) der ersten Diode [O1) parallelgeschaltet ist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Diode (D2) bau¬ gleich, insbesondere integral im Rahmen eines gemeinsamen Bauteils mit der ersten Diode [O1) ausgeführt ist.
14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsteilerschaltung
(30) reversibel aktivierbar und deaktivierbar ist.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsteilerschaltung (30) zur Aktivierung bzw. Deaktivierung mit einem digitalen Anschluss (80) des MikroControllers (11) verbunden ist.
16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Kondensator (Ci) und der ersten Diode (D1) ein zweiter Kondensator (C2) zum Ausfiltern schaltvorgangsbedingter Fluktuationen der Phasen- Spannung (Uv) parallelgeschaltet ist.
17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass an die oder jede weitere Mo¬ torphase (V) eine definierte Testspannung (UTi,Uτ2) angelegt ist.
18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass zum Anlegen der Testspannung (UTi,Uτ2) die oder jede weitere Motorphase (U, W) mit einer Spannungsteilerschaltung (60) verbunden ist.
19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der mit der Auswerteschaltung (12) verbundene Analoganschluss (13) des MikroControllers (11) zur Erfassung des Spitzenwerts (Uv*) als Eingang, und zum Zurücksetzen der Auswerteschaltung (12) in einen Ausgangszustand als Ausgang konfigurierbar ist.
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