EP1459436A2 - Verfahren zum starten eines b rstenlosen gleichstrommotors - Google Patents

Verfahren zum starten eines b rstenlosen gleichstrommotors

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Publication number
EP1459436A2
EP1459436A2 EP02794997A EP02794997A EP1459436A2 EP 1459436 A2 EP1459436 A2 EP 1459436A2 EP 02794997 A EP02794997 A EP 02794997A EP 02794997 A EP02794997 A EP 02794997A EP 1459436 A2 EP1459436 A2 EP 1459436A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
stator
stator flux
flux vector
current
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP02794997A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Torsten Heidrich
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP1459436A2 publication Critical patent/EP1459436A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/185—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using inductance sensing, e.g. pulse excitation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/20—Arrangements for starting
    • H02P6/22—Arrangements for starting in a selected direction of rotation

Definitions

  • the invention is based on a method for starting a brushless DC motor according to the preamble of claim 1.
  • Brushless DC motors so-called BLDC motors
  • BLDC motors are electronically commutated, the semiconductor switches of the switching device arranged in a bridge circuit being switched on (closed) by a control device as a function of the rotary position of the rotor according to a predetermined commutation pattern for the consequent energization of the individual winding phases or phases of the stator winding. or locked (opened).
  • the commutation ensures that the angular relationship of 90 ° is electrically maintained between a stator flux vector generated by the stator winding and the rotor flux vector, and thus the rotor of that revolving stator field or stator flux vector is driven.
  • BLDC motors are also known in which voltages induced by rotation are evaluated to determine the rotor position (DE 37 09 168 AI).
  • the disadvantage here is that no voltage is induced when the motor is at a standstill, the rotor position is therefore not known, and the motor start-up is therefore difficult, in particular in the case of highly variable or high loads.
  • the current rise time i.e. the time that elapses until the current flowing in the winding phase reaches a current threshold
  • the from the m Current time rise times are read into an energization table for the stator winding, which contains the energization pattern of the m winding phases required for commutation, in order to let the rotor rotate in the desired direction of rotation.
  • the combination of the phase energization associated with the time vector is implemented by corresponding control signals which are applied to the control inputs of the semiconductor switches of the switching device. The control signals are then varied in the manner predetermined by the commutation pattern, so that a corresponding torque is exerted on the rotor and the rotor turns up.
  • the method according to the invention with the features of claim 1 has the advantage of more precise determination of the rotor position in the engine idle state with less control engineering effort.
  • the available signal swing is better used, so that the test or
  • Test currents in the winding phases or strands can be made smaller or shorter, which enables a higher drive torque due to the longer current supply times for the torque generation. If the rotor position is determined, then according to further embodiments of the method according to the invention, the possible drive torque can be increased further, both with an active and a passive load, with a smaller number of further test current pulses.
  • a current pulse is applied to the stator winding, which generates a torque-generating stator flux vector, the phase position of which is electrically offset by 90 ° in a rotor direction of rotation selected as the direction of force compared to the determined rotor position.
  • a smaller number of further test current pulses are applied to the stator winding to check the rotor position. If the rotor position is unchanged, the torque-generating stator flux vector is generated again by applying a current pulse.
  • a torque-generating stator flux vector is generated by means of a current pulse, the phase position of which is in turn electrically offset by 90 ° from the newly determined rotor position. This process continues until a sufficient rotor speed is recognized, after which a switch is made to another known method for sensorless determination of the rotor position. This eliminates the cyclical test current impulses, and the motor can be used to its full extent.
  • connection of the further test current pulses can be carried out in different ways. If the direction of rotation of the motor is known, then according to a preferred embodiment of the invention the test current pulses are applied in such a way that a first further test current pulse unites one generates the first stator flux vector, the phase position of which corresponds to the determined rotor position, and a second further test current pulse generates a second stator flux vector, the phase position of which is an electrical angular step in the direction of force with respect to the first
  • Stator flow vector is offset.
  • the direction of force is the known direction of rotation of the rotor.
  • the omancurrent rise times associated with the two stator flux vectors are measured and compared with one another, and the phase position of the stator flux vector with the smallest current rise time is determined as the new rotor position. Then a current pulse is again applied to the stator winding, which generates a torque-generating stator flux vector, the phase position of which is electrically offset by 90 ° from the new rotor position in the direction of force.
  • the further test current pulses are applied in such a way that a first further test current pulse generates a first stator flow vector which is 90 ° electrically plus an electrical angular step against the direction of force opposite the phase position of the previously generated torque-generating stator flow vector is offset, and a second further and a third further test current pulse each generate a second and third stator flux vector which is offset by one electrical angular step in the direction of force relative to the first and second stator flux vector, respectively.
  • the current rise times associated with the stator flow vectors are again measured and compared with one another, and the phase position of the stator flow vector with the smallest The current rise time is determined as the new rotor position.
  • a current pulse is then applied to the stator winding, which generates a torque-generating stator flux vector, the phase position of which is electrically offset by 90 ° in relation to the new rotor position in the direction of force.
  • the determination of the sequence of applying the further test current pulses described above has the following advantages: Before applying a test current pulse, it is necessary that the phase currents generated in the winding phases have decayed from the previous test current pulse. This ensures that the measurement results obtained with the individual test current pulses are not falsified by an existing phase current. After the last test current pulse has been applied and the current rotor position is known, the current pulse for generating the torque-generating stator flux vector can be applied directly. A decay of the phase currents in the stator winding is no longer necessary in this case.
  • the stator flow vector generated by the last test current pulse is always 30 ° electrical - if the rotor position has been confirmed - and 90 ° electrical - if a new rotor position has been recognized - next to the stator flow vector which is used for the subsequent one Torque generation is required to move the rotor. If the stator flux vector generated by the last test current pulse is only 30 ° electrically adjacent to the torque-generating stator flux vector, only one of those energized by the last test current pulse is required to generate the torque-generating stator flux vector Winding phases of the stator winding can no longer be horrd.
  • one of the winding phases energized by the last test current pulse for the generation of the torque-generating stator flux vector can at least remain energized to generate the torque-generating stator flux vector.
  • Test current pulses and the times for torque generation is improved without the time for the torque generation has been extended.
  • the phase positions and the associated current rise times of successive stator flux vectors are stored, and the stored values of the previous stator flux vector are compared with those of the following one
  • Stator flux vector overwritten if the current rise time associated with the subsequent stator flux vector is shorter than the current rise time associated with the previous stator flux sector.
  • This method variant not all current rise times and assigned phase positions of the stator flux vectors have to be stored. It is sufficient if the current rise times and the phase positions of the generated stator flux vectors are stored for two immediately successive test current pulses, so that the memory requirement is limited to only two memories.
  • the current memory is always stored in the first memory
  • Current rise time and the current phase position of the stator flow vector just generated are written in and a comparison logic operating in the manner described above ensures that the phase position of the stator flow vector to which the smallest current rise time is associated is always stored in the second memory.
  • Fig. 1 is a block diagram of a device for operating a brushless
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of the switching device in the device according to FIG. 1,
  • FIG. 3 shows a commutation pattern stored in the control device of the device according to FIG. 1,
  • FIG. 1 shows a block diagram of a device for operating a brushless DC motor 10 on a DC voltage network with the DC network voltage U B.
  • the DC motor 10 has, in a known manner, a stator 11 with a three-phase stator winding 12 in the exemplary embodiment (FIG. 2) and a rotor 13 excited by permanent magnets. Alternatively, the rotor can also be excited by direct current.
  • a switching device 14 which is controlled by a control device 15
  • the three winding phases or strands 121, 122, 123 of the three-phase stator winding 12 are consequently energized in such a way that a stator field rotates in the stator, which is 90 ° electrical to the flow vector of the rotor 13 leads ahead in the direction of rotation.
  • the instantaneous rotor rotation position is determined with the aid of the rotationally induced voltage in the winding phases 121-123 of the stator winding 12, which is indicated by the voltage measuring line 27 shown in broken lines in FIG. 1.
  • the switching device 14 comprises a plurality of semiconductor switches, which in the exemplary embodiment are designed as MOS-FETs and are combined in a two-way bridge circuit.
  • six semiconductor switches T1-T6 are present in the switching device 14, the control inputs of which are connected to the control device 15.
  • Control signals are generated (in the left part of the table in FIG. 3) which are applied to the individual semiconductor switches T1-T6 and thereby energize the winding phases 121-123 of the stator winding 12, as shown in the right part of the table in FIG. 3.
  • the plus sign means positive energization in the direction of arrow 16 in FIG. 2, a minus sign means opposite energization.
  • a box that has not been filled in represents a currentless winding phase. If, for example, the semiconductor switches T1, T4 and T6 are activated, they switch through and a current flows in the winding phase 121 in the direction of arrow 16 and in the winding phases 122 and 123 in the opposite direction of the arrow.
  • a controlled sensorless start-up When the motor is at a standstill, the problem is that no voltage is induced in the stator winding 12 at zero speed, so that the sensorless method for determining the rotor position cannot be used by evaluating the phase or phase voltages of the motor 10.
  • further components are provided for a controlled sensorless start-up. These include a measuring shunt 17 through which the total current of the stator winding 12 flows, an amplifier 18, a comparator 19, at one input of which there is a reference voltage Uref, a timer 20 .
  • test current pulses are applied to the three-phase stator winding 12, which generate stator flux vectors in the stator which are electrically offset from one another by 60 °.
  • the semiconductor switches T1-T6 of the switching device 14 are activated in succession with the switching signals indicated in the left part of the table in accordance with FIG. 3.
  • the required control signals of the semiconductor switches T1-T6 are shown in the left part of the table.
  • a “1” here means a closed semiconductor switch, that is to say a switched-through MOS-FET, a "0" stands for a blocked MOS-FET, that is to say an open semiconductor switch T1-T6.
  • the test current pulses are of such a short duration that the torques generated in the motor are so small that the rotor 13 does not move due to its moment of inertia and the friction.
  • the winding phases 121, 122 and 123 of the stator winding 12 are energized in the manner indicated in the right part of the table in FIG. 3, a stator flux vector being generated in the stator, the phase position ⁇ of which in the middle column of the table in FIG 3 is entered.
  • the semiconductor switches T1, T4 and T6 are activated.
  • a time-increasing phase current flows in the direction of arrow 16, via the
  • the total current flowing through the measuring shunt 17 results in a measuring voltage which is fed to the comparator 19 via the amplifier 18. If the voltage tapped and amplified at the measuring shunt 17 exceeds the reference voltage U ref , the comparator 16 switches on
  • the time ti measured by the timer 20 is stored together with the phase position ⁇ i of the stator flux vector generated by the test current pulse Ii. The same process is repeated when the second test current pulse I 2 is applied by actuating the
  • Stator flux vectors 25 have been generated and for each stator flux vector 25 the current rise time t n and the phase position ⁇ n have been stored. Now the current rise times are compared with each other, and the phase position of the stator flux vector, which is the smallest
  • This rotor position electrically defines a sector 26 of 60 °, the axis of symmetry of which is determined by the phase position ⁇ n of the current flow vector 25. 4, the six current flow vectors 25 and the associated sectors 26 are shown.
  • a total of 2 m test current pulses generate 2 m stator flux vectors 25 which are electrically offset from one another by 180 ° / m and electrically define 2 m sectors 26 with an angular width of 180 ° / m.
  • the current time t n measured by the timer 20 is always in the memory 21 written and assigned to the phase position ⁇ n of the current stator flux vector.
  • the current rise time ti stored in the first memory 21 and the associated phase position ⁇ i of the stator flux vector generated by the test pulse Ii are written into the second memory 22.
  • the comparison logic 23 When the second test current pulse I 2 is applied, the current rise time t 2 is measured in the total current of the stator winding 12 and this is written into the memory 21 together with the associated phase position ⁇ 2 of the stator flux vector 25.
  • the comparison logic 23 now compares the current rise time ti contained in the second memory 22 with the current rise time t 2 written into the first memory 21. If the current rise time t 2 is less than the current rise time ti, the comparison logic 23 opens the gate circuit 24, and the memory content of the second memory 22 is changed from that Memory content of the first memory 21 overwritten.
  • the gate circuit 24 remains closed and at the next test pulse I 3 the memory content of the memory 21 is overwritten with the current rise time t 3 and the phase position ⁇ 3 of the stator flux vector generated by the third test current pulse I 3 .
  • the comparison logic 23 compares the current rise times t n + ⁇ and t n stored in the two memories 21, 22 and, as described above, opens the gate circuit 24 or not.
  • Test current pulses I n have been applied to the stator winding 12, the smallest current rise time and the phase position of the associated stator flux vector are stored in the second memory 22. This phase position determines the sector 26 in which the maximum chain between the rotor flux and
  • Stator flux occurs, and thus defines the sector 26 in which the rotor 13 is currently located. It should be noted that the time period between successive test current pulses is selected such that the phase currents generated by a test current pulse in the stator winding 12 have decayed before the next test current pulse is applied. This ensures that the current rise times when the individual test current pulses are switched on are not falsified by an existing phase or phase current.
  • Phase angle 90 ° electrically in a direction of force selected rotor direction of rotation is offset from the specific rotor position.
  • the rotor position is checked by applying further test current pulses to the stator winding 12, that is to say it is checked whether the rotor 13 maintains its predetermined position due to the applied current pulse for torque formation or changed to maintain the drive torque.
  • the current rise time is measured.
  • a second further test current pulse is applied to the stator winding 12, which generates a second stator flux vector 252, the phase angle ⁇ of which is an electrical angle step, ie 60 ° in the exemplary embodiment electrically, is offset relative to the first stator flux vector 251 against the direction of force.
  • the current rise time associated with this stator flow vector 252 is also measured.
  • the two current rise times are again compared with one another and the phase position ⁇ of the stator flux vector 251 or 252 with the smallest current rise time is determined as the new rotor position.
  • the phase positions ⁇ of the stator flux vectors 251, 252 generated by the test current pulses and the associated rise times t are written back into the memories 21, 22 and compared with one another by the comparison logic 23.
  • the phase position of the stator flux vectors 251, 252 generated by the test current pulses and the associated rise times t are written back into the memories 21, 22 and compared with one another by the comparison logic 23.
  • a known direction of rotation can be assumed if the possible load torque is not greater than the available motor torque, ie that the motor does not necessarily have to rotate when the torque-forming current pulses are applied, but is also not moved by the load in the opposite direction of rotation. Is the direction of rotation unknown, so - as shown in FIGS. 9 and 10 - in addition to the two further test current pulses, a third further test current pulse is applied to the stator winding 12, which generates a stator flux vector, the phase angle ⁇ of which is electrical
  • Angular step that is to say electrically in the exemplary embodiment by 60 °, is offset against the direction of force with respect to the stator flux vector 252 generated by the second test current pulse.
  • the current rise time is again measured here, and the phase position ⁇ of the stator flux vector with the smallest current rise time determines the new rotor position.
  • a current pulse is again applied to the stator winding 12 in the same way, which generates a torque-generating stator flux vector 25 'with a phase position that is 90 ° ahead of the newly determined rotor position in the direction of the force (FIG. 10).
  • the current pulse for generating a torque-generating stator flux vector can immediately follow the last test current pulse. A decay of the phase or phase currents is not necessary in this case.
  • the further test current pulses are used to check the rotor position and to increase the drive torque for the rotor in the above-described connection 13 proceeded in a modified manner: If the direction of rotation of the rotor is known (FIGS. 7 and 8), the further test current pulses are applied in such a way that a first further test current pulse generates a first stator flux vector 251a, the phase position of which ⁇ coincides with the rotor position, as created by applying the first six
  • Test current pulses were determined. Subsequently, a second further test current pulse is applied to the stator winding 12, which generates a second stator flux vector 252a, the phase position of which is offset from the first stator flux vector 251a by an electrical angular step, i.e. 60 ° electrically, in the direction of force, which in turn coincides with the direction of rotation.
  • the reference numerals for these two stator flux vectors are shown in parentheses in FIG. 7.
  • the current rise times of both test current pulses are measured and the phase position of the stator flux vector to which the smallest current rise time belongs is determined as the new rotor position. Then a current pulse is again applied to the stator winding 12 for generating torque.
  • the current flow vector 25 generated with the test current pulse last applied is 90 ° electrically adjacent to the stator flow vector 25 required for torque generation '(shown in dashed lines in Fig. 8) and to apply the torque-forming stator flux vector 25' leading 90 ° in the phase position, a winding phase can remain energized.
  • the phase position ⁇ 180 ° electrical
  • a total of three further test current pulses are applied to the stator winding 12 in such a way that - as shown in FIG. 9 - a first further test current pulse 251b generates a stator flux vector 251b. which is offset from the direction of force in relation to the phase position of the torque-forming stator flux vector 25 'by 90 ° electrically plus a half electrical angular step, that is to say 30 ° electrically.
  • the associated current rise time is measured and stored, in the assumed example of FIGS.
  • a second further test current pulse is then applied, which generates a stator flow vector 252b, which is offset in the direction of force by an electrical angular step, ie 60 ° electrical, with respect to the first stator flow vector 251b.
  • the associated current rise time is also measured here.
  • a third further test current pulse is applied, which generates a third stator flux vector 253b, the phase position of which is in turn offset by an electrical angular step, that is to say by 60 ° electrically, with respect to the second stator flux vector 252b.
  • stator flux vector 213b which was generated by the test current pulse last applied to the stator winding 12, is 30 ° electrically adjacent to the stator flux vector 25 'required for torque generation if the same rotor position is recognized as before, and 90 ° electrically adjacent to the stator flux vector 25 ', which is required for the subsequent torque generation when the rotor position has changed.
  • the comparison of the current rise times of the three test current pulses is again carried out here by the comparison logic 23, and the phase position ⁇ of the stator flux vector last written into the second memory 22, which determines the sector 26 in which the rotor 13 is located, is fed to the control device 15.
  • the three test current pulses and the current pulse for torque generation are repeatedly applied after a certain time and the same procedure is carried out until the control device 15 detects a sufficient speed of the rotor 13.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Es wird ein Verfahren zum Starten eines bürstenlosen Gleichstrommotors mit einer mehrphasigen Statorwicklung angegeben, bei dem während des Rotorstillstands eine Mehrzahl von Stromimpulsen auf die Statorwicklung aufgeschaltet, in der Statorwicklung bei jedem Stromimpuls eine Stromanstiegszeit bis zum Erreichen einer Stromschwelle gemessen und aus den gemessenen Stromanstiegszeiten die Rotorposition abgeleitet wird. Für einen geregelten, sensorlosen Hochlauf wird eine genauere Bestimmung der Rotorposition bei geringerem steuerungstechnischen Aufwand dadurch erreicht, daß eine Mehrzahl von Teststromimpulsen nacheinander so auf die Statorwicklung aufgeschaltet werden, daß die Teststromimpulse im Stator über 360° elektrisch um gleiche Winkelschritte versetzte Statorflußvektoren erzeugen. Zu jedem Statorflußvektor wird die Stromanstiegszeit im Summenstrom der Statorwicklung gemessen und die Phasenlage des Statorflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit als Rotorposition bestimmt.

Description

Verfahren zum Starten eines bürstenlosen Gleichstrommotors
Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zum Starten eines bürstenlosen Gleichstrommotors nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Bürstenlose Gleichstrommotoren, sog. BLDC-Motoren, werden elektronisch kommutiert, wobei die in Brückenschaltung angeordneten Halbleiterschalter der Schaltvorrichtung nach einem vorgegebenen Kommutierungsmuster zur folgerichtigen Bestromung der einzelnen Wicklungsstränge oder -phasen der Statorwicklung von einer Steuervorrichtung in Abhängigkeit von der Drehstellung des Rotors durchgeschaltet (geschlossen) oder gesperrt (geöffnet) werden. Durch die Kommutierung wird sichergestellt, daß die Winkelbeziehung von 90° elektrisch zwischen einem von der Statorwicklung erzeugten Statorflußvektor und dem Rotordurchflutungsvektor aufrechterhalten bleibt, und somit der Rotor von dem umlaufenden Statorfeld oder Statorflußvektor angetrieben wird.
Zur Bestimmung der Rotorposition werden z.B. Positionssensoren eingesetzt (DE 40 40 926 Cl). Es sind auch BLDC-Motoren bekannt, bei denen zur Bestimmung der Rotorposition rotatorisch induzierte Spannungen ausgewertet werden (DE 37 09 168 AI). Nachteilig dabei ist, daß im Motorstillstand keine Spannung induziert wird, die Rotorlage daher nicht bekannt ist und sich damit der Motoranlauf insbesondere bei stark veränderlichen oder hohen Lasten schwierig gestaltet.
Aus der US 5 569 990 und /oder US 5 028 852 ist es bekannt, bei einem BLDC-Motor die Rotorposition im Stillstand mit einer Genauigkeit von 180°/m elektrisch zu bestimmen wobei m die Phasenzahl der Statorwicklung ist, um mit dieser Kenntnis der Rotorposition den Motor durch Anlegen eines auf die Rotordrehstellung angepaßten Kommutierungsmusters der Ansteuersignale für die Schaltvorrichtung in die richtige
Drehrichtung zu starten. Hierzu werden an die Statorwicklung des stehenden Motors Stromimpulse gelegt, die einerseits lang genug sind, um eine korrekte Messung zu ermöglichen und andererseits kurz genug sind, damit der Rotor nicht dreht, also seine Position beibehält. Hierzu wird an jede
Wicklungsphase oder jeden Wicklungsstrang der Statorwicklung ein positiver und ein negativer Teststromimpuls gegeben, die Stromanstiegszeit, d.h. die Zeit, die vergeht, bis der in der Wicklungsphase fließende Strom eine Stromschwelle erreicht, gemessen und die Zeitdifferenz zwischen den beiden Stromanstiegszeiten bestimmt. Der aus den m Stromanstiegszeiten bestehende Zeitvektor wird in eine Bestromungstabelle für die Statorwicklung eingelesen, welche das zur Kommutierung erforderliche Bestromungsmuster der m Wicklungsphasen enthält, um den Rotor in die gewünschte Drehrichtung umlaufen zu lassen. Die zu dem Zeitvektor zugehörige Kombination der Phasenbestromung wird durch entsprechende Ansteuersignale realisiert, die an die Steuereingänge der Halbleiterschalter der Schaltvorrichtung angelegt werden. Die Ansteuersignale werden dann in der durch das Kommutierungsmuster vorgegebenen Weise variiert, so daß auf den Rotor ein entsprechendes Drehmoment ausgeübt wird und der Rotor hochdreht.
Vorteile der Erfindung
Das erfindungsgemäße Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 hat den Vorteil der genaueren Bestimmung der Rotorposition im Motorstiilstand mit geringerem steuerungstechnischen Aufwand. Der zur Verfügung stehende Signalhub wird besser ausgenutzt, so daß die Prüf- oder
Testströme in den Wicklungsphasen oder -strängen kleiner bzw. kürzer gemacht werden können, was durch dadurch mögliche größere Bestromungszeiten für die Drehmomenterzeugung ein höheres Antriebsmoment ermöglicht. Ist die Rotorposition bestimmt, so kann gemäß weiteren Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Verfahrens mit einer geringeren Anzahl von weiteren Teststromimpulsen das mögliche Antriebsmoment sowohl bei aktiver als auch passiver Last weiter gesteigert werden. Durch die in den weiteren Ansprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildung und Verbesserungen des im Anspruch 1 angegebenen Verfahrens möglich. Ist die Rotorposition bestimmt, so wird nach einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens ein Stromimpuls auf die Statorwicklung aufgeschaltet, der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch in einer als Kraftrichtung gewählten Rotordrehrichtung gegenüber der bestimmten Rotorposition versetzt ist. Nach einer Zeitspanne, die konstant oder abhängig von der Drehzahl des Motors gewählt wird, wird zur Überprüfung der Rotorposition eine geringere Anzahl von weiteren Teststromimpulsen auf die Statorwicklung aufgeschaltet . Ist die Rotorposition unverändert, so wird erneut durch Aufschalten eines Stromimpulses der drehmomentbildende Statorflußvektor erzeugt. Hat sich der Rotor gedreht, so wird mittels eines Stromimpulses ein drehmomentbildender Statorflußvektor generiert, dessen Phasenlage wiederum um 90° elektrisch gegenüber der neu bestimmten Rotorposition versetzt ist. Dieser Vorgang wird fortgesetzt, bis eine ausreichende Rotordrehzahl erkannt wird, wonach auf ein anderes bekanntes Verfahren zur sensorlosen Bestimmung der Rotorposition umgeschaltet wird. Damit entfallen die zyklisch auftretenden Teststrominipulse, und der Motor ist im seinem vollen Leistungsumfang nutzbar.
Die Aufschaltung der weiteren Teststromimpulse kann in verschieden Weisen durchgeführt werden. Ist die Drehrichtung des Motors bekannt, so werden gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung die Teststromimpulse so aufgeschaltet, daß ein erster weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage mit der bestimmten Rotorposition übereinstimmt, und ein zweiter weiterer Teststromimpuls einen zweiten Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage um einen elektrischen Winkelschritt in Kraftrichtung gegenüber dem ersten
Statorflußvektor versetzt ist. Die Kraftrichtung ist dabei die bekannte Drehrichtung des Rotors. Die den beiden Statorflußvektoren zugehörigen Ξtromanstiegszeiten werden gemessen und miteinander verglichen, und die Phasenlage des Statorflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit wird als neue Rotorposition bestimmt. Danach wird wiederum ein Stromimpuls auf die Statorwicklung aufgeschaltet, der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch gegenüber der neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist.
Ist die Drehrichtung des Motors unbekannt, so werden gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung die weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet, daß ein erster weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor erzeugt, der gegenüber der Phasenlage des zuvor erzeugten drehmomentbildenden Statorflußvektors um 90° elektrisch zuzüglich eines elektrischen Winkelschritts entgegen Kraftrichtung versetzt ist, und ein zweiter weiterer und ein dritter weiterer Teststromimpuls jeweils einen zweiten und dritten Statorflußvektor erzeugen, der um jeweils einen elektrischen Winkelschritt in Kraftrichtung gegenüber dem ersten bzw. zweiten Statorflußvektor versetzt ist. Die den Statorflußvektoren zugehörigen Stromanstiegszeiten werden wiederum gemessen und miteinander verglichen, und die Phasenlage des Statorflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit wird als neue Rotorposition bestimmt. Anschließend wird ein Stromimpuls auf die Statorwicklung aufgeschaltet, der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch gegenüber der neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist.
In beiden Fällen hat die vorstehend beschriebene Festlegung der Abfolge des Anlegens der weiteren Teststromimpulse folgende Vorteile: Vor dem Anlegen eines Teststromimpulses ist es notwendig, daß die in den Wicklungsphasen von dem vorhergehenden Teststromimpuls erzeugten Phasenströme abgeklungen sind. Dadurch wird sichergestellt, daß die mit den einzelnen Teststromimpulsen erhaltenen Meßergebnisse nicht durch einen bereits existierenden Phasenstrom verfälscht werden. Nachdem der letzte Teststromimpuls aufgeschaltet worden ist und damit die aktuelle Rotorposition bekannt ist, kann direkt der Stromimpuls zur Erzeugung des drehmomentbildenden Statorfiußvektors aufgeschaltet werden. Ein Abklingen der Phasenströme in der Statorwicklung ist in diesem Fall nicht mehr notwendig. Durch die vorstehend beschriebe Festlegung der Abfolge der Teststromimpulse liegt der von dem letzten Teststromimpuls erzeugte Statorflußvektor immer um 30° elektrisch - wenn die Rotorposition bestätigt wurde - und 90° elektrisch - wenn eine neue Rotorposition erkannt worden ist - neben dem Statorflußvektor, der für die anschließende Drehmomenterzeugung zum Weiterbewegen des Rotors erforderlich ist. Liegt der vom letzten TestStromimpuls erzeugte Statorflußvektor nur 30° elektrisch neben dem drehmomentbildenden Statorflußvektor so braucht zur Erzeugung des drehmomentbildenden Statorflußvektors nur eine der durch den letzten Teststromimpuls bestromten Wicklungsphasen der Statorwicklung nicht mehr bestro t zu werden. Ist der Abstand der Statorflußvektoren 90° elektrisch, kann zur Erzeugung des drehmomentbildenden Statorflußvektors immerhin eine der durch den letzten Teststromimpuls bestromten Wicklungsphasen für die Erzeugung des drehmomentbildenden Statorflußvektors gleich bestromt bleiben. Durch diese Integration des letzten Teststromimpulses mit dem Stromimpuls für die Momentenerzeugung wird eine deutliche Drehmomenterhöhung im Hochlauf erzielt, da das Verhältnis der Zeiten für die
Teststromimpulse und der Zeiten für die Momentenerzeugung verbessert ist, ohne daß die Zeit für die Momentenerzeugung verlängert wurde.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung werden zur Bestimmung des die Rotorposition bestimmenden Statorflußvektors die Phasenlagen und die zugeordneten Stromanstiegszeiten aufeinanderfolgender Statorflußvektoren gespeichert und dabei die Speicherwerte des vorherigen Statorflußvektors mit denen des nachfolgenden
Statorflußvektors überschrieben, wenn die dem nachfolgenden Statorflußvektor zugehörige Stromanstiegszeit kleiner ist, als die dem vorherigen Statorflußsektor zugehörigen Stromanstiegszeit. Durch diese Verfahrensvariante müssen nicht alle Stromanstiegszeiten und zugeordneten Phasenlagen der Statorflußvektoren abgespeichert werden. Es genügt, wenn jeweils für zwei unmittelbar aufeinanderfolgende Teststromimpulse, die Stromanstiegszeiten und die Phasenlagen der erzeugten Statorflußvektoren gespeichert werden, so daß sich der Speicherbedarf auf nur zwei Speicher beschränkt. In den ersten Speicher werden dabei immer die jeweils aktuelle Stromanstiegszeit und die aktuelle Phasenlage des gerade erzeugten Statorflußvektors eingeschrieben und eine in der vorstehend beschriebenen Weise arbeitende Vergleichslogik sorgt dafür, daß im zweiten Speicher immer die Phasenlage des Statorflußvektors abgespeichert ist, dem die kleinste Stromanstiegszeit zugehörig ist.
Zeichnung
Die Erfindung ist anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Betrieben eines bürstenlosen
Gleichstrommotors, an einem Gleichspannungsnetz,
Fig. 2 ein Schaltbild der Schaltvorrichtung in der Vorrichtung gemäß Fig. 1,
Fig. 3 ein in der Steuervorrichtung der Vorrichtung gemäß Fig. 1 abgelegtes Kommutierungsmuster,
Fig. 4 Darstellungen von im Stator erzeugten bis 10 Statorflußvektoren zur Erläuterung des
Verfahrens zum Starten des Gleichstrommotors. Beschreibung des Ausführungsbeispiels
In Fig. 1 ist im Blockschaltbild eine Vorrichtung zum Betreiben eines bürstenlosen Gleichstrommotors 10 an einem Gleichspannungsnetz mit der Netzgleichspannung UB dargestellt. Der Gleichstrommotor 10 weist in bekannter Weise einen Stator 11 mit einer im Ausführungsbeispiel dreiphasigen Statorwicklung 12 (Fig. 2) und einen permanentmagneterregten Rotor 13 auf. Alternativ kann der Rotor auch gleichstromerregt sein. Mittels einer Schaltvorrichtung 14, die von einer Steuervorrichtung 15 gesteuert wird, werden die drei Wicklungsphasen oder -stränge 121, 122, 123 der dreiphasigen Statorwicklung 12 folgerichtig so bestromt, daß im Stator ein Statorfeld umläuft, das dem Durchflutungsvektor des Rotors 13 um 90° elektrisch in Drehrichtung vorauseilt.
Hierzu ist es erforderlich, die Drehstellung des Rotors 13 zu überwachen und die Ξchaltvorrichtung 14 entsprechend anzusteuern. Die momentane Rotordrehstellung wird mit Hilfe der rotatorisch induzierten Spannung in den Wicklungsphasen 121 - 123 der Statorwicklung 12 bestimmt, was durch die in Fig. 1 strichliniert eingezeichnete Spannungsmeßleitung 27 angedeutet ist.
Die Schaltvorrichtung 14 umfaßt eine Mehrzahl von Halbleiterschaltern, die im Ausführungsbeispiel als MOS-FETs ausgebildet und in einer Zweiweg-Brückenschaltung zusammengefaßt sind. Bei der gewählten Dreiphasenwicklung sind in der Schaltvorrichtung 14 sechs Halbleiterschalter Tl - T6 vorhanden, deren Steuereingänge an der Steuervorrichtung 15 angeschlossen sind. In der Steuervorrichtung 15 werden entsprechend eines vorgegebenen Kommutierungsmusters Ansteuersignale generiert (in Fig. 3 linker Tabellenteil) die an die einzelnen Halbleiterschalter Tl - T6 gelegt werden und dadurch eine Bestromung der Wicklungsphasen 121 - 123 der Statorwicklung 12 bewirken, wie sie in Fig. 3 im rechten Teil der Tabelle dargestellt ist. Das Pluszeichen bedeutet hierbei eine positive Bestromung in Richtung Pfeil 16 in Fig. 2, ein Minuszeichen eine entgegengerichtete Bestromung. Ein nicht ausgefülltes Kästchen steht für eine stromlose Wicklungsphase. Werden beispielsweise die Halbleiterschalter Tl, T4 und T6 angesteuert, so schalten diese durch, und ein Strom fließt in der Wicklungsphase 121 in Richtung Pfeil 16 und in den Wicklungsphasen 122 und 123 gegen Pfeilrichtung.
Im Motorstillstand besteht das Problem, daß bei Drehzahl Null keine Spannung in der Statorwicklung 12 induziert wird, so daß -das sensorlose Verfahren zur Rotorlagebestim ung durch Auswertung der Strang- oder Phasenspannungen des Motors 10 nicht eingesetzt werden kann. Um einen geregelten Motoranlauf aus dem Stillstand zu gewährleisten, sind weitere Komponenten für einen geregelten sensorlosen Hochlauf vorgesehen. Diese umfassen einen vom Summenstrom der Statorwicklung 12 durchflossenen Meßshunt 17, einen Verstärker 18, einen Komparator 19, an dessen einem Eingang eine Referenzspannung Uref liegt, einen Zeitmesser 20, . zwei Speicher 21, 22, eine Vergleichslogik 23 zum Vergleich der Speicherinhalte der beiden Speicher 21, 22 und eine von der Vergleichslogik 23 gesteuerte Torschaltung 24, die bei geöffnetem Tor das Einschreiben der Speicherwerte aus dem Speicher 21 in den Speicher 22 zuläßt. Mit diesen Komponenten für den geregelten Hochlauf des Motors 10 wird folgendes Verfahren zum Starten des bürstenlosen Gleichstrommotors 10 durchgeführt:
Im Stillstand des Rotors 13 werden auf die dreiphasige Statorwicklung 12 sechs Teststromimpulse aufgeschaltet, die im Stator Statorflußvektoren erzeugen, die um 60° elektrisch gegeneinander versetzt sind. Hierzu werden die Halbleiterschalter Tl - T6 der Schaltvorrichtung 14 nacheinander mit den im linken Teil der Tabelle gemäß Fig. 3 angegebenen Schaltsignalen angesteuert. Die Ordnungszahl der Impulse In mit n=l, 2...6 ist in Fig. 3 in der linken Spalte eingetragen. In dem linken Teil der Tabelle sind die erforderlichen Ansteuersignale der Halbleiterschalter Tl - T6 dargestellt. Eine "1" bedeutet dabei einen geschlossenen Halbleiterschalter, also einen durchgeschalteten MOS-FET, eine "0" steht für einen gesperrten MOS-FET, also einen offenen Halbleiterschalter Tl - T6. Die Teststromimpulse sind dabei von einer solch kurzen Dauer, daß die im Motor erzeugten Drehmomente so klein sind, daß sich der Rotor 13 aufgrund seines Trägheitsmoments und der Reibung nicht bewegt. Bei jedem Teststromimpuls In werden die Wicklungsphasen 121, 122 und 123 der Statorwicklung 12 in der im rechten Teil der Tabelle der Fig. 3 angegebenen Weise bestromt, wobei im Stator ein Statorflußvektor generiert wird, dessen Phasenlage α in der mittleren Spalte der Tabelle in Fig. 3 eingetragen ist. Beim ersten Teststromimpuls Ii werden z.B. - wie in Fig. 3 ausgewiesen ist - die Halbleiterschalter Tl, T4 und T6 angesteuert. In der Wicklu gsphase 121 fließt ein zeitlich zunehmender Phasenstrom in Richtung Pfeil 16, der über die
Wicklungsphasen 122, 123 entgegen Pfeil 16 und über den Meßshunt 17 fließt. Der über den Meßshunt 17 fließende Summenstrom ergibt eine Meßspannung, die über den Verstärker 18 dem Komparator 19 zugeführt wird. Übersteigt die am Meßshunt 17 abgegriffene und verstärkte Spannung die Referenzspannung Uref wird vom Komparator 16 ein
Ausgangssignal generiert, das als Stopsignal an den Zeitmesser 20 und an die Steuervorrichtung 15 gelangt. Mit Auslösen eines jeden Teststromimpulses durch die Steuervorrichtung 15 wird von der Steuervorrichtung 15 auch der Zeitmesser 20 gestartet, der die Zeit mißt, bis der von dem Teststromimpuls in den Wicklungsphasen 121 - 123 erzeugte Summenstrom die durch die Referenzspannung Uref festgelegte Stromschwelle erreicht hat. Ist dies der Fall, so wird durch das Ausgangssignal des Komparators 19 die Zeitmessung beendet und über die Steuervorrichtung 15 die Ansteuerung der
Halbleiterschalter beendet. Die vom Zeitmesser 20 gemessene Zeit ti wird zusammen mit der Phasenlage αi des von dem Teststromimpuls Ii erzeugten Statorflußvektors gespeichert. Der gleiche Vorgang wiederholt sich beim Aufschalten des zweiten Teststromimpuls I2 durch Ansteuerung der
Halbleiterschalter Ti, T3 und T6 und beim Aufschalten der übrigen Teststromimpulse I3 bis I _ .
Nach Aufschalten aller Teststromimpulse In mit n=l - 6 sind nacheinander die in Fig. 4 dargestellten sechs
Statorflußvektoren 25 erzeugt worden, und zu jedem Statorflußvektor 25 sind die Stromanstiegszeit tn und die Phasenlage αn abgespeichert worden. Nunmehr werden die Stromanstiegszeiten miteinander verglichen, und die Phasenlage des Statorflußvektors, dem die kleinste
Stromanstiegszeit zugehörig ist, wird als Rotorposition bestimmt. Diese Rotorposition definiert einen Sektor 26 von 60° elektrisch, dessen Symmetrieachse durch die Phasenlage αn des Stromflußvektors 25 bestimmt ist. In Fig. 4 sind die sechs Stromflußvektoren 25 und die zugehörigen Sektoren 26 dargestellt. Bei einer m-phasigen Statorwicklung mit m>2 werden durch insgesamt 2m Teststromimpulse 2m Statorflußvektoren 25 erzeugt, die um 180°/m elektrisch zueinander versetzt sind und 2m Sektoren 26 mit einer Winkelbreite von 180°/m elektrisch definieren.
Um nicht alle Stromanstiegszeiten tn und die zugeordneten Phasenlagen αn mit n=l-6 der Statorflußvektoren abspeichern zu müssen und den Speicherbedarf auf die beiden Speicher 21, 22 reduzieren zu können, wird immer die jeweils vom Zeitmesser 20 gemessene aktuelle Zeit tn in den Speicher 21 geschrieben und dort der Phasenlage αn des aktuellen Statorflußvektors zugeordnet. Nach dem ersten Teststromimpuls Ii wird die im ersten Speicher 21 abgelegte Stromanstiegszeit ti und die dazugehörige Phasenlage αi des vom Testimpuls Ii erzeugten Statorflußvektors in den zweiten Speicher 22 eingeschrieben. Mit Anlegen des zweiten Teststromimpulses I2 wird die Stromanstiegszeit t2 im Summenstrom der Statorwicklung 12 gemessen und diese zusammen mit der zugehörigen Phasenlage α2 des Statorflußvektors 25 in den Speicher 21 eingeschrieben. Die Vergleichslogik 23 vergleicht nunmehr die im zweiten Speicher 22 enthaltene Stromanstiegszeit ti mit der in den ersten Speicher 21 eingeschriebenen Stromanstiegszeit t2. Ist die Stromanstiegszeit t2 kleiner als die Stromanstiegszeit ti, steuert die Vergleichslogik 23 die Torschaltung 24 auf, und der Speicherinhalt des zweiten Speichers 22 wird von dem Speicherinhalt des ersten Speichers 21 überschrieben. Ist die Stromanstiegszeit t2 größer als die Stromanstiegszeit ti, so bleibt die Torschaltung 24 geschlossen, und beim nächsten Testimpuls I3 wird der Speicherinhalt des Speichers 21 mit der Stromanstiegszeit t3 und der Phasenlage α3 des von dem dritten Teststromimpuls I3 erzeugten Statorflußvektors überschrieben. Die Vergleichslogik 23 vergleicht wiederum die in den beiden Speichern 21, 22 abgelegten Stromanstiegszeiten tn+ι und tn und steuert wie vorstehend beschrieben die Torschaltung 24 auf oder nicht. Sind alle sechs
Teststromimpulse In an die Statorwicklung 12 gelegt worden, so sind im zweiten Speicher 22 die kleinste Stromanstiegszeit und die Phasenlage des zugehörigen Statorflußvektors abgespeichert. Diese Phasenlage bestimmt den Sektor 26, in welchem die maximale Verkettung zwischen Rotorfluß und
Statorfluß auftritt, und definiert damit den Sektor 26, in dem sich der Rotor 13 momentan befindet. Angemerkt sei, daß die Zeitspanne zwischen aufeinanderfolgenden Teststromimpulsen so gewählt wird, daß die von einem Teststromimpuls erzeugten Phasenströme in der Statorwicklung 12 vor Aufschalten des nächsten Teststromimpulses abgeklungen sind. Dadurch wird sichergestellt, daß die Stromanstiegszeiten beim Aufschalten der einzelnen T.eststromimpulse nicht durch einen bereits existierenden Phasen- oder Strangstrom verfälscht werden.
Damit der Rotor 13 nach dem Ende der Positionsbestimmung ein Drehmoment abgibt, wird nunmehr ein Stromimpuls auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet, der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor erzeugt, dessen
Phasenlage um 90° elektrisch in einer als Kraftrichtung gewählten Rotordrehrichtung gegenüber der bestimmten Rotorposition versetzt ist. Die Statorflußvektoren 25' für die Drehmomenterzeugung sind in Fig. 5 dargestellt. Ist beispielsweise der Sektor 26 der Rotorposition durch die Phasenlage α=120° des von einem Teststromimpuls hervorgerufenen Statorflußvektors 25 festgelegt (Fig. 6), so besitzt der drehmomentbildende Statorflußvektor 25' die Phasenlage α=210°. Nach Ablauf einer Zeit, die fest oder z.B. in Abhängigkeit von der Drehzahl des Motors gewählt wird, wird durch Aufschalten weiterer Teststromimpulse auf die Statorwicklung 12 die Rotorposition überprüft, d.h. nachgeprüft, ob aufgrund des aufgeschalteten Stromimpulses zur Drehmomentbildung der Rotor 13 seine zuvor bestimmte Position beibehalten oder verändert hat, um das Antriebsmoment beizubehalten.
Ist die Drehrichtung des Motors bekannt, so werden - wie dies in Fig. 7 und 8 dargestellt ist - die weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet, daß ein erster weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor 251 erzeugt, dessen Phasenlage um einen halben elektrischen Winkelschritt, im Ausführungsbeispiel der dreiphasigen Statorwicklung 12 also um 30° elektrisch, gegenüber der Phasenlage α=210° des drehmomentbildenden Statorflußvektors 25' (Fig. 8) entgegen Kraftrichtung, die mit der Drehrichtung zusammenfällt, versetzt ist. Dabei wird, wie eingangs beschrieben, die Stromanstiegszeit gemessen. Anschließend wird ein zweiter weiterer Teststromimpuls auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet, der einen zweiten Statorflußvektor 252 erzeugt, dessen Phasenlage α um einen elektrischen Winkelschritt, im Ausführungsbeispiel also 60° elektrisch, gegenüber dem ersten Statorflußvektor 251 entgegen Kraftrichtung versetzt ist. Auch die diesem Statorflußvektor 252 zugehörige Stromanstiegszeit wird gemessen. Nunmehr werden wiederum die beiden Stromanstiegszeiten miteinander verglichen und die Phasenlage α des Statorflußvektors 251 bzw. 252 mit der kleinsten Stromanstiegszeit als neue Rotorposition bestimmt. Hierzu werden - wie zuvor beschrieben - die Phasenlagen α der von den TestStromimpulsen erzeugten Statorflußvektoren 251, 252 und die zugehörigen Anstiegszeiten t wieder in die Speicher 21, 22 eingeschrieben und durch die Vergleichslogik 23 miteinander verglichen. Die Phasenlage des
Stromflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit wird an die Steuervorrichtung 15 übertragen. Nunmehr wird wie vorstehend beschrieben ein Stromimpuls auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet , der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor 25' erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch gegenüber der neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist (Fig. 8). Der Vorgang der Aufschaltung der beiden weiteren Teststromimpulse und des Stromimpulses zur Drehmomenterzeugung wird solange fortgesetzt, bis die Steuervorrichtung 15 eine ausreichende Rotordrehzahl erkennt. Dann wird von der Ansteuervorrichtung 15 auf die z.B. EMK- basierte sensorlose Rotorpositionsbestimmung umgeschaltet.
Von einer bekannten Drehrichtung kann ausgegangen werden, wenn das mögliche Lastmoment nicht größer ist als das verfügbare Motormoment, d.h. daß der Motor bei Aufschalten der drehmomentbildenden Stromimpulse sich nicht unbedingt drehen muß, allerdings auch nicht von der Last entgegen der gewünschten Drehrichtung bewegt wird. Ist die Drehrichtung unbekannt, so wird - wie dies in Fig. 9 und 10 dargestellt ist - zusätzlich zu den beiden weiteren Teststromimpulsen noch ein dritter weiterer Teststromimpuls auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet, der einen Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage α um einen elektrischen
Winkelschritt, also im Ausführungsbeispiel um 60° elektrisch, gegenüber dem vom zweiten Teststromimpuls erzeugten Statorflußvektor 252 entgegen Kraftrichtung versetzt ist. Auch hier wird wiederum die Stromanstiegszeit gemessen, und die Phasenlage α des Statorflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit bestimmt die neue Rotorposition. Zur nachfolgenden Drehmomenterzeugung wird in gleicher Weise wiederum ein Stromimpuls an die Statorwicklung 12 gelegt, der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor 25' mit einer gegenüber der neu bestimmten Rotorposition um 90° elektrisch in Kraftrichtung vorauseilenden Phasenlage erzeugt (Fig. 10).
Während es vor dem Anlegen eines jeden Teststromimpulses notwendig ist, daß in den Wicklungsphasen 121 - 123 die Phasenströme vollständig abgeklungen sind, kann der Stromimpuls zur Erzeugung eines drehmomentbildenden Statorflußvektors unmittelbar dem letzten Teststromimpuls folgen. Ein Abklingen der Phasen- oder Strangströme ist in diesem Fall nicht notwendig. Um das Verhältnis von Zeit für die Teststromimpulse und Zeit für den Stromimpuls für die Momenterzeugung zu verbessern, ohne daß die Zeit für die Momentenerzeugung verlängert wird, wird bei dem vorstehend beschriebenen Aufschalten der weiteren Teststromimpulse zur Nachprüfung der Rotorposition und zum Steigern des Antriebsmoments für den Rotor 13 in einer modifizierten Weise vorgegangen: Bei bekannter Drehrichtung des Rotors (Fig. 7 und 8) werden die weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet , daß ein erster weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor 251a erzeugt, dessen Phasenlage α mit der Rotorposition übereinstimmt, wie sie durch Anlegen der ersten sechs
Teststromimpulse bestimmt wurde. Nachfolgend wird ein zweiter weiterer Teststromimpuls auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet, der einen zweiten Statorflußvektor 252a erzeugt, dessen Phasenlage um einen elektrischen Winkelschritt, also 60° elektrisch, in Kraftrichtung, die hier wiederum mit der Drehrichtung zusammenfällt, gegenüber dem ersten Statorflußvektor 251a versetzt ist. Die Bezugszeichen für diese beiden Statorflußvektoren sind in Fig. 7 in Klammern gesetzt. Die Stromanstiegszeiten beider Teststromimpulse werden gemessen und die Phasenlage desjenigen Statorflußvektors, dem die kleinste Stromanstiegszeit zugehörig ist, wird als neue Rotorposition bestimmt. Anschließend wird wiederum ein Stromimpuls zur Drehmomenterzeugung auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet. Der von diesem Stromimpuls erzeugte drehmomentbildende
Statorflußvektor 25' (Fig. 8) ist um 90° elektrisch gegenüber der neu bestimmten Rotorposition in Kraftrichtung verschoben. Stimmt die neu bestimmte Rotorposition mit der zuvor bestimmten Rotorposition überein, beträgt also im in Fig. 7 und 8 angenommenen Beispiel 120° elektrisch, so liegt der mit dem zuletzt angelegten Teststromimpuls erzeugte Statorflußvektor 252a um einen halben elektrischen Winkelschritt von hier 30° elektrisch neben dem drehmomentbildenden Statorflußvektor 25' so daß zur Generierung des Stromimpulses für den drehmomentbildenden Statorflußvektor mit der Phasenlage α=210° lediglich die Wicklungsphase 122 nicht mehr bestromt zu werden braucht, wie dies aus dem Bestromungsschema im rechten Teil der Tabelle gemäß Fig. 3 hervorgeht. Weicht dagegen die neu bestimmte Rotorposition von der zuvor bestimmten Rotorposition ab, hat also im Beispiel der Fig. 7 die Phasenlage α=180° elektrisch, so liegt der mit dem zuletzt angelegten Teststromimpuls erzeugte Stromflußvektor 25 90° elektrisch neben dem zur Drehmomentenbildung erforderlichen Statorflußvektor 25' (in Fig. 8 strichliniert eingezeichnet) und zum Anlegen des um 90° in der Phasenlage vorauseilenden drehmomentbildenden Statorflußvektors 25' kann eine Wicklungsphase gleich bestromt bleiben. Im in Fig. 7 und 8 vorgestellten Beispiel ist dies bei einer Phasenlage α=270° des Statorflußvektors 25' die Wicklungsphase 123 der Statorwicklung 12, die durch den letzten Teststromimpuls zusammen mit den Wicklungsphasen 121 und 122 bestromt wurde. In beiden Fällen wird damit der letzte Teststromimpuls mit dem Stromimpuls für die Erzeugung des drehmomentbildenden Statorflußvektors integriert, wodurch eine deutliche Drehmomenterhöhung im Hochlauf erzielt wird.
Ist wiederum die Drehrichtung des Motors unbekannt, so werden zur Erzielung des gleichen wie vorstehend beschriebenen Vorteils die insgesamt drei weiteren Teststromimpulse so auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet, daß - wie in Fig. 9 dargestellt ist - ein erster weiterer Teststromimpuls 251b einen Statorflußvektor 251b erzeugt, der gegenüber der Phasenlage des drehmomentbildenden Statorflußvektors 25' um 90° elektrisch zuzüglich eines halben elektrischen Winkelschritts, also 30° elektrisch, entgegen Kraftrichtung versetzt ist. Die zugehörige Stromanstiegszeit wird gemessen und gespeichert, im angenommen Beispiel der Fig. 9 und 10 hat dieser Statorflußvektor 251b eine Phasenlage von α=60°, ist also gegenüber dem drehmomentbildenden Statorflußvektor 25' um 150° elektrisch entgegen Kraftrichtung versetzt. Danach wird ein zweiter weiterer Teststromimpuls aufgeschaltet, der einen Statorflußvektor 252b generiert, der gegenüber dem ersten Statorflußvektor 251b um einen elektrischen Winkelschritt, also 60° elektrisch, in Kraftrichtung versetzt ist. Auch hier wird die zugehörige Stromanstiegszeit gemessen. Ein dritter weiterer Teststromimpuls wird aufgeschaltet, der einen dritten Statorflußvektor 253b generiert, dessen Phasenlage wiederum um eine elektrischen Winkelschritt, also um 60° elektrisch, gegenüber dem zweiten Statorflußvektor 252b versetzt ist. Die zugehörige Stromanstiegszeit wird wiederum gemessen. Nunmehr wird derjenige der drei Statorflußvektoren 251b, 252b und 253b bestimmt, dessen Stromanstiegszeit die kleinste ist. Die Phasenlage α dieses Statorflußvektors definiert die neue Rotorposition. Auch hier liegt der Statorflußvektor 213b, der von dem zuletzt auf die Statorwicklung 12 aufgeschalteten Teststromimpuls erzeugt wurde, um 30° elektrisch neben dem zur Drehmomentenbildung erforderlichen Statorflußvektor 25', wenn die gleiche Rotorposition wie zuvor erkannt wird, und um 90° elektrisch neben dem Statorflußvektor 25', der für die anschließende Drehmomenterzeugung benötigt wird, wenn sich die Rotorposition verändert hat. Wie vorstehend schon hervorgehoben wurde, braucht im ersten Fall (gleiche Rotorposition) für die Drehmomenterzeugung nur eine Phase nicht mehr bestromt zu werden. Im zweiten Falle der veränderten Rotorposition ist ein Stromflußvektor zu generieren, der um 90° elektrisch der neu bestimmten Rotorposition in Kraftrichtung vorauseilt. Wie das Bestromungsmuster der Wicklungsphasen in dem rechten Tabellenteil der Fig. 3 zeigt, kann hierzu eine gleiche Wicklungsphase bestromt bleiben, die auch durch den zuletzt aufgeschalteten Teststromimpuls bestromt wurde. Der Vergleich der Stromanstiegszeiten der drei Teststromimpulse erfolgt auch hier wiederum durch die Vergleichslogik 23, und die Phasenlage α des zuletzt in den zweiten Speicher 22 eingeschriebenen Statorflußvektors, die den Sektor 26 bestimmt, in welchem sich der Rotor 13 befindet, wird der Steuervorrichtung 15 zugeführt. Auch hier werden die drei Teststromimpulse und der Stromimpuls zur Drehmomenterzeugung nach Ablauf einer bestimmten Zeit wiederholt angelegt und die gleiche Prozedur solange durchgeführt, bis die Steuervorrichtung 15 eine ausreichende Drehzahl des Rotors 13 erkennt.

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zum Starten eines bürstenlosen
Gleichstrommotors mit einem Permanentmagnet- oder gleichstromerregten Rotor (13) und einem eine mehrphasige Statorwicklung (12) tragenden Stator (11), sowie mit einer von einer Steuervorrichtung (15) gesteuerten Schaltvorrichtung (14) zum folgerichtigen Anschließen der Wicklungsphasen (121, 122, 123) der Statorwicklung (12) an eine Netzgleichspannung, bei dem während des Rotorstillstands durch entsprechende Ansteuerung der Schaltvorrichtung (14) eine Mehrzahl von Stromimpulsen auf die Statorwicklung (12) aufgeschaltet , in der Statorwicklung (12) bei jedem Stromimpuls die Stromanstiegszeit bis zum Erreichen einer Stromschwelle gemessen und aus den gemessenen Stromanstiegszeiten die Rotorposition abgeleitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine Mehrzahl von Teststromimpulsen nacheinander so auf die Statorwicklung (12) aufgeschaltet wird, daß die Teststromimpulse über 360° elektrisch um gleiche Winkelschritte versetzte Statorflußvektoren (25) erzeugen, und daß zu jedem Statorflußvektor (25) die Stromanstiegszeit im Summenstrom der Statorwicklung (12) gemessen und die Phasenlage (α) des Statorflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit als Rotorposition bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitspanne zwischen aufeinanderfolgenden Teststromimpulsen so gewählt wird, daß die von einem Teststromimpuls erzeugten Phasenströme in der Statorwicklung (12) vor Aufschalten des nächsten Teststromimpulses abgeklungen sind.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Winkelschritte bei einer m-phasigen Statorwicklung (12) zu 180°/m elektrisch gewählt und insgesamt 2m Teststromimpulse auf die Statorwicklung (12) aufgeschaltet werden, wobei m größer 2 ist.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 - 3, dadurch gekennzeichnet, daß nach Bestimmen der Rotorposition ein Stromimpuls auf die Statorwicklung (12) aufgeschaltet wird, der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor (25') erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch in einer als Kraftrichtung gewählten Rotordrehrichtung gegenüber der bestimmten Rotorposition versetzt ist, und daß nach einer Zeitspanne weitere Teststromimpulse zur Überprüfung der Rotorposition auf und weitere Stromimpulse zur Drehmomenterzeugung die Statorwicklung (12) aufgeschaltet werden.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet werden, daß ein erster weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor (251) erzeugt, dessen Phasenlage (α) um einen halben elektrischen Winkelschritt gegenüber der Phasenlage (α) des drehmomentbildenden Statorflußvektors (25') entgegen Kraftrichtung versetzt ist, und ein zweiter weiterer Teststromimpuls einen Statorflußvektor (252) erzeugt, dessen Phasenlage um einen elektrischen Winkelschritt gegenüber dem ersten Statorflußvektor
(251) entgegne Kraftrichtung versetzt ist, daß die den beiden Statorflußvektoren (251, 252) zugehörigen
Stromanstiegszeiten gemessen und miteinander verglichen werden und die Phasenlage (α) des Statorflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit als neue Rotorposition bestimmt wird und daß ein weiterer Stromimpuls auf die Statorwicklung (12) aufgeschaltet wird, der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor (25') erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch gegenüber der neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet werden, daß ein erster weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor (251) erzeugt, dessen Phasenlage (α) gegenüber der Phasenlage (α) des drehmomentbildenden Statorflußvektors (25') um einen halben elektrischen Winkelschritt entgegen Kraftrichtung versetzt ist und ein zweiter und dritter weiterer Teststromimpuls eine zweiten und dritten Statorflußvektor (252, 253) erzeugen, deren Phasenlagen (α) gegenüber dem ersten Statorflußvektor (251) bzw. dem zweiten Statorflußvektor
(252) um jeweils einen elektrischen Winkelschritt entgegen Kraftrichtung versetzt sind, daß die den Statorflußvektoren (251, 252, 253) zugehörigen Stromanstiegszeiten gemessen und miteinander verglichen werden und die Phasenlage (α) des Statorflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit als neue Rotorposition bestimmt wird und daß ein weiterer Stromimpuls auf die Statorwicklung (12) aufgeschaltet wird, der einen drehmomentbildenden Statorfiußvektor (25') erzeugt, dessen Phasenlage (α) um 90° elektrisch gegenüber der neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist.
7. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet werden, daß ein erster weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor (251a) erzeugt, dessen Phasenlage (α) mit der bestimmten Rotorposition übereinstimmt und ein zweiter weiterer Teststromimpuls einen zweiten Statorflußvektor (252a) erzeugt, dessen Phasenlage um einen elektrischen Winkelschritt in Kraftrichtung gegenüber dem ersten Statorflußvektor (251a) versetzt ist, daß die den beiden Statorflußvektoren (251a, 252a) zugehörigen Stromanstiegszeiten gemessen und miteinander verglichen werden und die Phasenlage (α) des Statorflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit als neue Rotorposition bestimmt wird und daß ein weiterer Stromimpuls auf die Statorwicklung (12) aufgeschaltet wird, der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor (25') erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch gegenüber der neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist.
8. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet werden, daß ein erster weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor (251b) erzeugt, der gegenüber der Phasenlage des drehmomentbildenden Statorflußvektors (25') um 90° elektrisch zuzüglich eines elektrischen Winkelschritts entgegen Kraftrichtung versetzt ist, ein zweiter weiterer und dritter weiterer TestStromimpuls einen zweiten und dritten Statorflußvektor (252b, 253b) erzeugen, der um jeweils einen elektrischen
Winkelschritt in Kraftrichtung gegenüber dem ersten bzw. zweiten Statorflußvektor (251b, 252b) versetzt ist, daß die den Statorflußvektoren (251b, 252b, 253b) zugehörigen Stromanstiegszeiten gemessen und miteinander verglichen werden und die Phasenlage (α) des
Statorflußvektors mit der kleinsten Stromanstiegszeit als neue Rotorposition bestimmt wird und daß ein weiterer Stromimpuls auf die Statorwicklung (12) aufgeschaltet wird, der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor (25') erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch gegenüber der neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 - 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Aufschaltung der weiteren
Teststromimpulse und des weiteren drehmomentbildenden Stromimpulses solange wiederholt wird, bis eine ausreichend große Rotordrehzahl erreicht ist.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 - 9, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bestimmung des die Rotorposition bestimmenden Statorflußvektors die Phasenlagen (αn) und die zugeordneten Stromanstiegszeiten (tn) aufeinanderfolgender Statorflußvektoren gespeichert werden und dabei die Speicherwerte des vorherigen Statorflußvektors mit denen des nachfolgenden Statorflußvektors überschrieben werden, wenn die dem nachfolgenden Statorflußvektor zugehörige Stromanstiegszeit kleiner ist, als die dem vorherigen Statorflußvektor zugehörige Stromanstiegszeit.
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