CN105531917B - 用于确定同步马达转子的位置的方法及系统 - Google Patents

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Abstract

为了建立永久磁体转子的初始/静置位置，依次激励全部马达定子绕组(向其施加电压)，针对每一定子绕组测量使所述受激励定子绕组中的电流上升到特定电流值所花费的时间，且处理这些时间测量结果。从所述经测量时间结果确定到60度内的转子位置，且在启动/旋转马达之前知道位置扇区。一旦知道所述转子位置，就在实际上启动/旋转所述马达之前知道六步进顺序中的下一个换向点。可使位置测量绕组激励与换向脉冲交错，或可在到其它两个励磁定子的换向脉冲之间激励未励磁定子绕组，其中所述两个定子绕组中的一者保持连接到电力，且将电流返回路径提供到所述未励磁但受激励定子绕组。

Description

用于确定同步马达转子的位置的方法及系统
相关专利申请案
本申请案主张2013年2月20日申请的题为“用于确定同步马达转子的位置的方法及系统(Method and System for Determining the Position of a Synchronous Motor's Rotor)”的第61/766,763号美国临时专利申请案的优先权，所述临时专利申请案由Martin Hill共同拥有，且为全部目的而以引用方式并入本文中。
技术领域
本发明涉及同步马达的控制，特定地说，本发明涉及一种用于确定同步马达转子的位置的方法及系统。
背景技术
无刷直流电(BLDC)马达用于例如器具、汽车、航空、消费者、医疗、工业自动化装备及仪器的工业中。BLDC马达不使用换向刷，而是使用电子换向。BLDC马达具有超越有刷DC马达及感应马达的优势，例如：更佳速度对扭矩特性、高动态响应、高效率、长运行寿命、更长服务间的时间间隔、实质上无噪声操作及更高速度范围。无刷马达经构造具有永久磁体转子及线绕定子极。通过永久磁体转子与卷绕定子极中感应的旋转磁场之间的磁吸引力将电能转换为机械能。在www.microchip.com可获得的关于BLDC马达的更多详细信息可参阅《微芯片应用说明(Microchip Application Notes)》：AN857，题为“无刷DC马达实现简易的控制(Brushless DC Motor.Control Made Easy)”(2002)；AN885，题为“无刷DC(BLDC)马达基本原理(Brushless DC(BLDC)Motor Fundamentals)”(2003)；AN894，题为“马达控制传感器反馈电路(Motor Control Sensor Feedback Circuits)”(2003)；AN901，题为“使用dsPIC30F进行无传感器BLDC控制(Using the dsPIC30F for Sensorless BLDC Control)”(2004)；AN970，题为“使用PIC18F2431进行无传感器BLDC马达控制(Using the PIC18F2431for Sensorless BLDC Motor Control)”(2005)；AN1160，题为“具有使用强函数的反EMF滤波进行无传感器BLDC控制(Sensorless BLDC Control with Back-EMF Filtering Usinga Majority Function)”(2012)；及AN1292，题为“使用PLL估计器及场弱化(FW)对永久磁体同步马达(PMSM)的无传感器磁场定向控制(FOC)(Sensorless Field Oriented Control(FOC)for a Permanent Magnet Synchronous Motor(PMSM)Using a PLL Estimator andField Weakening(FW))”(2011)；全部可在www.microship.com/motorcontrol上获得，且为全部目的，全部以引用方式并入本文中。
BLDC马达控制提供三件事：(1)用以控制马达速度的脉冲宽度调制(PWM)驱动电压；(2)用以换向BLDC马达的定子的机制；及(3)用以估计或感测BLDC马达的转子位置的方式。马达速度是直接与外加电压成比例，因此使PWM工作循环从0％到100％线性变动将导致最大RPM的从0％到100％的线性速度控制。PWM可用以将可变电压提供到BLDC马达的定子绕组。提供到BLDC马达的定子绕组的有效电压是与PWM工作循环成比例。定子绕组的电感作为低通滤波器以将PWM脉冲平滑为实质上直流电(DC)。当经适当换向时，BLDC马达的扭矩速度特性实质上相同于DC马达。PWM产生的可变电压控制马达速度及其可用扭矩。
三相BLDC马达通常在六步进中以每个步进60电角度完成电循环，即，360电角度旋转。在每60电角度处同步地更新绕组相电流切换(换向)。然而，一次电循环不一定对应于马达转子的一次机械回转(360机械角度)。待重复以完成一次机械回转的电循环的数目取决于转子极对的数目。
BLDC马达是非自我换向且因此其控制更复杂。BLDC马达控制需要知道马达转子位置及用以换向BLDC马达定子绕组的机制。针对BLDC马达的闭环速度控制，存在两个额外要求：测量旋转速度及脉冲宽度调制(PWM)驱动信号以控制马达速度及由此而来的功率。
为了在同步马达(例如，无刷DC(BLDC)马达或永久磁体同步马达(PMSM))中产生马达扭矩，需要确定转子位置。举例来说，此可使用霍尔效应(Hall Effect)传感器以提供绝对转子位置感测而完成。然而，霍尔效应传感器增加BLDC马达或PMSM的成本及复杂性。无传感器BLDC或PMSM控制通过监测马达的每一相(A-B-C)处的反电动势(BEMF)电压以确定驱动换向而消除针对霍尔效应传感器的需要。在换向周期的中间未驱动相的BEMF与马达供应电压的一半交越时，驱动换向与马达同步。此称为“零交越”，其中在每一次电循环期间，BEMF在零交越电压上下变动。当驱动电压施加到驱动相时，只可在未驱动相上检测零交越。所以在将驱动电压施加到三相BLDC马达或PMSM的两个驱动相期间，可使用未驱动相上的BEMF从小于马达供应电压的一半到大于马达供应电压的一半的改变的检测。
用于BLDC马达或PMSM的控制的最简单方法中的一者是六步进(梯形)换向。取决于转子位置，(例如)使用功率晶体管的切换(换向)供能给三相BLDC马达或PMSM的适当两个定子绕组。第三绕组保持不与电源连接。在转子电流旋转期间，定子绕组电流中的两者在量值上相等，且第三未连接定子绕组电流为零(针对WYE形连接定子绕组)。在搭配三相BLDC马达或PMSM使用此方法的情况下，只存在六个不同空间矢量方向，且当转子转动时，每60度电旋转而电切换(换向)通过定子绕组(WYE形连接定子绕组)中的两者的电流，使得电流空间矢量总在正交方向的最近30度内。针对每一绕组的电流波形因此是从零到正电流到零及接着到负电流的梯状。当转子转动时，此随其步入六个不同方向中而产生接近平滑旋转的电流空间矢量。梯形电流驱动BLDC马达或PMSM因其控制简单而流行，但其遭受比正弦驱动更高的扭矩涟波及比正弦驱动更低的效率。
正弦换向用随转子转动而平滑变动的三个电流驱动BLDC马达或PMSM的三个定子绕组。这些电流的相对相位经选定(例如，120度分开)使得其提供平滑旋转电流空间矢量，所述电流空间矢量总在相对于转子的正交方向中且具有恒定量值。此消除了与梯形换向相关联的扭矩涟波及换向尖峰。然而，正弦换向驱动系统通常比梯形换向驱动系统更复杂且昂贵。
此类无传感器确定应用依赖于由马达产生的反电磁力(EMF)感测或估计。因此，EMF与速度成比例且信号随旋转速度缩减而降低，所以最终存在无法借此检测转子的位置的速度。此限制了低速度性能且阻止马达从静置最佳地换向。在同步马达中，例如高频注入的其它方法分别使用阻抗/电感变动以确定马达位置。因此，需要用于同步马达的改进马达位置检测方法及系统。
发明内容
因此，需要在低旋转速度期间或当处于静置(无旋转)时确定BLDC马达或PMSM转子位置而不必使用位置传感器(例如，霍尔效应传感器)。
根据实施例，一种用于确定同步三相马达中的转子位置的方法可包括以下步骤：将三个定子绕组中的两者的组合耦合到第一电压；将所述三个定子绕组中的第三者耦合到第二电压；测量使通过所述三个定子绕组的全部组合的电流等于参考电流的第一时间；及从所述经测量第一时间确定转子位置。
根据所述方法的另外实施例，还可包括以下步骤：将所述三个定子绕组中的所述两者的组合耦合到所述第二电压；将所述三个定子绕组中的所述第三者耦合到所述第一电压；测量使通过所述三个定子绕组的全部组合的电流等于所述参考电流的第二时间；及从所述经测量第一时间及所述经测量第二时间确定所述转子位置。根据所述方法的另外实施例，用于所述三个定子绕组中的所述第三者中的每一者的所述经测量第一时间及所述经测量第二时间可为相时间测量对。根据所述方法的另外实施例，所述相时间测量对具有所述相时间测量对的所述第一时间与所述第二时间之间的差的最大绝对值，且其正负号表示所述转子位置。根据所述方法的另外实施例，所述转子位置可在与具有其间的差的所述最大绝对值的所述相时间测量对相关联的电扇区内。根据所述方法的另外实施例，所述电扇区包括60电角度且可为包括360电角度的六个电扇区中的一者。
根据所述方法的另外实施例，所述三个定子绕组可由相A、相B及相C表示；用于相A定子绕组的所述经测量第一时间可为Ta+；用于相A定子绕组的所述经测量第二时间可为Ta-；用于相B定子绕组的所述经测量第一时间可为Tb+；用于相B定子绕组的所述经测量第二时间可为Tb-；用于相C定子绕组的所述经测量第一时间可为Tc+；用于相C定子绕组的所述经测量第二时间可为Tc-；且所述电扇区可由以下各者确定
相 扇区1 扇区2 扇区3 扇区4 扇区5 扇区6
A Ta+>Ta- Ta+>Ta- Ta+<Ta- Ta+<Ta- Ta+<Ta- Ta+>Ta-
B Tb+<Tb- Tb+>Tb- Tb+>Tb- Tb+>Tb- Tb+<Tb- Tb+<Tb-
C Tc+<Tc- Tc+<Tc- Tc+<Tc- Tc+>Tc- Tc+>Tc- Tc+>Tc-
根据所述方法的另外实施例，所述第二电压可比所述第一电压更偏正。根据所述方法的另外实施例，所述第一电压可比所述第二电压更偏正。根据所述方法的另外实施例，可将所述电流转换为电压，且所述经测量第一时间及所述经测量第二时间可为所述经转换电压等于参考电压时的时间。根据所述方法的另外实施例，可使用充电时间测量单元(CTMU)来测量所述第一时间及所述第二时间。根据所述方法的另外实施例，所述CTMU产生与所述经测量第一时间及所述经测量第二时间成比例的定时电压。根据所述方法的另外实施例，可使用模数转换器(ADC)将与所述第一经测量时间及所述第二经测量时间成比例的所述CTMU产生的定时电压转换为其数字表示。根据所述方法的另外实施例，可在数字处理器中处理与所述第一经测量时间及所述第二经测量时间成比例的所述数字表示以确定所述转子位置。根据所述方法的另外实施例，可在微控制器中提供所述CTMU、所述ADC及所述数字处理器。根据所述方法的另外实施例，所述同步三相马达可为无刷直流电(BLDC)马达。
根据所述方法的另外实施例，所述同步三相马达可为永久磁体同步马达(PMSM)。根据所述方法的另外实施例，当功率脉冲未耦合到所述定子绕组时可测量所述第一时间及所述第二时间。根据所述方法的另外实施例，所述经测量第一时间可比所述三个定子绕组中的所述第三者可耦合到所述第二电压的时间短。根据所述方法的另外实施例，所述经测量第二时间可比所述三个定子绕组中的所述第三者可耦合到所述第一电压的时间短。
根据另一实施例，一种用于确定同步多相马达中的转子位置的方法可包括以下步骤：将多个定子绕组中的除一者外的全部的组合耦合到第一电压；将所述多个定子绕组中的剩余者耦合到第二电压；测量使通过所述多个定子绕组的全部组合的电流等于参考电流的第一时间；及从所述经测量第一时间确定转子位置。
根据所述方法的另外实施例，还可包括以下步骤：将所述多个定子绕组中的所述除一者外的全部的组合耦合到所述第二电压；将所述多个定子绕组中的所述剩余者耦合到所述第一电压；测量使通过所述多个定子绕组的全部组合的电流等于所述参考电流的第二时间；及从所述经测量第一时间及所述经测量第二时间确定所述转子位置。根据所述方法的另外实施例，用于所述多个定子绕组中的所述剩余者中的每一者的所述经测量第一时间及所述经测量第二时间可为相时间测量对。根据所述方法的另外实施例，所述相时间测量对具有所述相时间测量对的所述经测量第一时间与所述经测量第二时间之间的差的最大绝对值，且其正负号表示所述转子位置。根据所述方法的另外实施例，所述转子位置可在与具有其间的差的所述最大绝对值的所述相时间测量对相关联的电扇区内。
根据又一实施例，一种用于确定同步三相马达中的转子位置的方法可包括以下步骤：将三个定子绕组中的第一者耦合到第一电压；将所述三个定子绕组中的第二者耦合到第二电压；当三个定子绕组中的所述第一者未耦合到所述第一电压且所述三个定子绕组中的所述第二者保持耦合到所述第二电压时，将来自所述第一电压的第一电流注入到所述三个定子绕组中的第三者中；测量使所述第一电流等于参考电流的第一时间；及从所述经测量第一时间确定转子位置。
根据所述方法的另外实施例，还可包括以下步骤：当三个定子绕组中的所述第二者未耦合到所述第二电压且所述三个定子绕组中的所述第一者保持耦合到所述第一电压时，将来自所述第二电压的第二电流注入到所述三个定子绕组中的所述第三者中；测量使所述第二电流等于所述参考电流的第二时间；及从所述经测量第一时间及所述经测量第二时间确定所述转子位置。根据所述方法的另外实施例，可在交替状态中测量用于所述三个定子绕组中的所述第三者中的每一者的所述第一时间。根据所述方法的另外实施例，所述交替状态可为状态(60)、(180)及(300)。根据所述方法的另外实施例，可在其它交替状态中测量用于所述三个定子绕组中的所述第三者中的每一者的所述第二时间。根据所述方法的另外实施例，所述其它交替状态可为状态(120)、(240)及(360)。根据所述方法的另外实施例，可将所述第一电流转换为第一电压，且所述经测量第一时间可为所述经转换第一电压可等于参考电压时的时间。根据所述方法的另外实施例，可将所述第一电流及所述第二电流转换为第一电压及第二电压，且所述经测量第一时间及所述经测量第二时间可为所述经转换第一电压及所述经转换第二电压可等于参考电压时的时间。
根据所述方法的另外实施例，可使用充电时间测量单元(CTMU)来测量所述第一时间。根据所述方法的另外实施例，可使用充电时间测量单元(CTMU)来测量所述第一时间及所述第二时间。根据所述方法的另外实施例，所述CTMU产生分别与所述第一经测量时间及所述第二经测量时间成比例的第一定时电压及第二定时电压。根据所述方法的另外实施例，可使用模数转换器(ADC)将所述CTMU产生的第一定时电压及第二定时电压转换为其数字表示。根据所述方法的另外实施例，可在数字处理器中处理与所述经测量第一时间及所述经测量第二时间成比例的所述数字表示以确定所述转子位置。
根据所述方法的另外实施例，可由可调整电流源提供注入到所述三个定子绕组中的所述第三者中的所述第一电流。根据所述方法的另外实施例，所述经测量第一时间可比可将所述第一电流注入到所述三个定子绕组中的所述第三者中的时间短。根据所述方法的另外实施例，所述经测量第二时间可比可将所述第二电流注入到所述三个定子绕组中的所述第三者中的时间短。根据所述方法的另外实施例，所述第二电压可比所述第一电压更偏正。根据所述方法的另外实施例，所述第一电压可比所述第二电压更偏正。
根据又一实施例，一种用于确定同步马达的转子位置的系统可包括：微控制器，其包括数字处理器及存储器、耦合到所述数字处理器的充电时间测量单元(CTMU)、耦合到所述CTMU的定时电容器、耦合到所述CTMU的模数转换器(ADC)、耦合到所述CTMU的模拟比较器，及耦合到所述模拟比较器的第一输入的电压参考；同步马达，其由功率电桥驱动，所述功率电桥包括用于将所述同步马达的定子绕组耦合到电源的多个电力开关；电流返回装置，其耦合在一些所述电力开关与所述电源之间；所述模拟比较器的第二输入，其耦合到所述电流返回装置，其中所述电流返回装置将与通过所述同步马达的所述定子绕组的电流成比例的电压提供到所述模拟比较器的所述第二输入；其中所述数字处理器致使所述电力开关将所述三个定子绕组中的两者的组合耦合到来自所述电源的第一电压及将所述三个定子绕组中的第三者耦合到来自所述电源的第二电压，且致使所述CTMU开始给所述定时电容器充电；所述模拟比较器比较用于所述三个定子绕组的每一组合的来自所述电流返回装置的所述电压与来自所述电压参考的参考电压，其中当来自所述电流返回装置的所述电压可实质上相同于所述参考电压时，所述CTMU停止给所述定时电容器充电；且所述ADC将所述定时电容器上的充电电压转换为可耦合到所述数字处理器的其数字表示，其中所述数字处理器比较这些数字表示以确定所述同步马达的所述转子位置。根据另外实施例，所述定时电容器上的所述充电电压可表示绕组电流充电时间。
根据另一实施例，一种用于确定同步马达的转子位置的系统可包括：微控制器，其包括数字处理器及存储器、耦合到所述数字处理器的充电时间测量单元(CTMU)、耦合到所述CTMU的定时电容器、耦合到所述CTMU的模数转换器(ADC)、耦合到所述CTMU的模拟比较器，及耦合到所述模拟比较器的第一输入的电压参考；同步马达，其由功率电桥驱动，所述功率电桥包括用于将所述同步马达的定子绕组耦合到电源的多个电力开关；多路复用器，其具有耦合到所述定子绕组中的相应者的输出及耦合到电流源的输入；电流返回装置，其耦合在所述电流源与所述电源之间；所述模拟比较器的第二输入，其耦合到所述电流返回装置，其中所述电流返回装置将与通过所述电流返回装置的电流成比例的电压提供到所述模拟比较器的所述第二输入；其中所述数字处理器致使所述电力开关将所述定子绕组中的第一者耦合到来自所述电源的第一电压及将所述定子绕组中的第二者耦合到来自所述电源的第二电压、致使所述多路复用器将来自所述电流源的电流注入到所述定子绕组中的第三者中，且致使所述CTMU开始给所述定时电容器充电；所述模拟比较器比较用于所述三个定子绕组的每一组合的来自所述电流返回装置的所述电压与来自所述电压参考的参考电压，其中当来自所述电流返回装置的所述电压可实质上相同于所述参考电压时，所述CTMU停止给所述定时电容器充电；且所述ADC将所述定时电容器上的充电电压转换为可耦合到所述数字处理器的其数字表示，其中所述数字处理器比较所述数字表示以确定所述同步马达的所述转子位置。
根据另外实施例，所述定时电容器上的所述充电电压可表示绕组电流充电时间。根据另外实施例，所述电流源可为可调整的。根据另外实施例，第二多路复用器可耦合在所述电流源与所述电源之间，用于将注入到所述定子绕组中的所述第三者中的所述电流的方向反转。
附图说明
可通过结合附图一起参考以下描述来获得本发明的更完整理解，在附图中：
图1说明根据本发明的教示的三相无传感器的无刷直流电马达及电子换向马达控制器的示意图；
图2说明根据本发明的特定实例实施例的图1所展示的三相无传感器的无刷直流电马达及电子换向马达控制器的简化示意图；
图2A说明根据本发明的教示的用于定子绕组励磁以测量其在图1及2所展示的三相无传感器的无刷直流电马达中的电感的第一开关配置及第二开关配置的简化示意图；
图2B说明根据本发明的教示的用于定子绕组励磁以测量其在图1及2所展示的三相无传感器的无刷直流电马达中的电感的第三开关配置及第四开关配置的简化示意图；
图2C说明根据发明的教示的用于定子绕组励磁以测量其在图1及2所展示的三相无传感器的无刷直流电马达中的电感的第五开关配置及第六开关配置的简化示意图；
图3说明根据本发明的另一特定实例实施例的图1所展示的三相无传感器的无刷直流电马达及电子换向马达控制器的简化示意图；
图4说明根据本发明的又一特定实例实施例的图1所展示的三相无传感器的无刷直流电马达及电子换向马达控制器的简化示意图；
图5说明根据本发明的教示的在施加双向脉冲的一个相且用手旋转的马达上所测量的电感/转子位置变动的图形波形表示；
图6说明根据本发明的教示的在施加单向脉冲的一个相且用手旋转的马达上所测量的电感/转子位置变动的图形波形表示；
图7说明根据本发明的教示的在施加单向脉冲的一个相且用手非常缓慢旋转的马达上所测量的电感/转子位置变动的图形波形表示；
图8说明根据本发明的教示的当换向及旋转马达时在状态(60)中测量的典型电感/转子位置变动的曲线图；
图9说明根据本发明的教示的基于CTMU的测量定时迹线的图形波形表示；
图10说明根据本发明的教示的当转子是手工变动时相对于转子的电角度在相A处测量的电感的图形波形表示及位置表示；及
图11说明根据本发明的教示的图3及4所展示的三相无传感器的无刷直流电马达的测量及换向电流路径的简化示意图。
尽管本发明容许各种修改及替代形式，但是其特定实例实施例已展示在图中且在本文详细描述。然而，应理解，特定实例实施例的本文描述并不意欲限制本发明为本文揭示的特定形式，相反地，本发明将涵盖由随附权利要求书界定的全部修改及等效物。
具体实施方式
概述
可基于特定意图，使用本文描述的全部方法及系统变体来取代传感器(例如，基于霍尔效应)，从而以通常称为无传感器的方式启动及运行BLDC马达或其变体。解决在无传感器的情况下低速启动及操作的特定应用，且克服基于反EMF测量的其它方法的限制。此是通过主要测量马达定子相/绕组电流上升时间以确定受转子位置影响的电感改变来完成。
充电时间测量单元(CTMU)子系统实际上将马达相电流上升时间的测量的时间分辨率(放大)增加到比较器参考级。此类测量是通过相对于转子磁体定向的对应定子绕组电感改变来与转子位置链接。CTMU操作模式允许测量对于电感中极其小的改变敏感。当施加比较长测量脉冲时，此是通过在较窄时隙中充电CTMU电容器来完成。为了完成此，可在施加更长时间测量脉冲期间的特定点处的较窄时隙中充电CTMU电容器。此技术实际上将ADC的范围(例如，更高分辨率)压缩到通过CTMU充电电容器的速率相应设定的对应时间窗中。因此，当比较马达相电流上升时间测量样本时，可放大差异且优化敏感性。此尤其与展现低电感改变及转子位置的马达设计相关。
CTMU还实现施加较小测量脉冲，其可在换向马达PWM循环内交错。因此可实现更顺畅测量方法。在James E.Bartling共同拥有的的题为“测量长时间段(Measuring a LongTime Period)”的第7,460,441B2号美国专利、James E.Bartling的题为“当前时间数模转换器(Current-Time Digital-to-Analog Converter)”的第7,764,213B2号美国专利、James E.Bartling等人的题为“电容测量设备(Capacitance Measurement Apparatus)”的第8,022,714B2号美国专利的及《微芯片应用说明(Microchip Application Note)》AN1250的Bruce Bohn的题为“用于电容式触摸应用的微芯片CTMU(Microchip CTMU forCapacitive Touch Applications)”(在www.microchip.com上可得)中更全部描述CTMU的定时特征背后的理论，为全部目的此类的全部以引用方式并入本文中。
根据第一实施例，可建立永久磁体转子的初始/静置位置，可依次激励全部马达定子绕组，测量且处理结果。意图是在启动/旋转马达之前在60度内(来自六个电扇区中的一者)解析转子位置。一旦知道转子位置，就在实际上启动/旋转马达之前确定下一个换向状态。所以在启动马达之前，知道六步进顺序(通常称为六步进控制)中的下一换向状态。可针对换向目的实际上确定基准或绝对位置。因为无需旋转马达，所以此是有利的(在启动之前，反EMF方法需要旋转马达以实现信号测量且确定位置或驱动到固定位置)。当通过例如通风导管(某一术语将此称为风转)中或在受限换向应用或脉冲换向应用中的空气的外力转动马达时，转子位置的测量也是有用的。在此情况下，较精细分辨率位置测量是可行的且还是方向性信息(CW/CCW)。此是通过经由克拉克变换(Clarke transformation)将三相时域测量变换为空间矢量表示且接着对两个正交相位变换信号执行反正切三角函数而完成。通常在FOC(磁场定向控制)马达控制应用中使用后者连同帕克变换(Parktransformation)。然而，因为定子场未产生旋转磁场，所以只需要克拉克变换及反正切函数解析转子位置。测量准确度将与组件容限、电感随同转子位置的特性变动有关，且设想针对给出马达，准确度可小于一(1)度(机械)。分辨率相似地将受前述提及影响且还受与转子速度相比的测量速率影响。
根据第二实施例，可执行“测量及马达驱动交错”操作，其中功率电桥是在不同时间用于功率驱动及转子定位测量目的两者。所以沿循此前描述的实施例，可持续短时间段驱动马达以确保旋转之后的马达位置测量。在旋转马达上进行测量且因此可在前述提及的第一实施例中实现更精细分辨率位置测量，其可用以更准确使马达换向。此方法并非理想，因为在此类型交错控制及测量中，马达将加速及减速。然而，与换向(驱动)时间相比，测量时间较小，且在此情况下，CTMU使用其固有能力协助实现在较小时隙中精细分辨率时间测量。针对此交错顺序，马达的换向可为六个(6)步进梯形或甚至正弦FOC(磁场定向控制)。
根据第三及第四实施例，描述一种更顺畅方法，其中转子位置测量及马达驱动两者可并行而非循序进行。此将使用经修改硬件，其专用于测量子系统以解耦独立接取及控制功率电桥的需要。先前描述的第一及第二实施例需要独立接取及控制功率电桥，此是归因于所采用的特定测量顺序(例如，换向顺序不同于关于驱动通过马达绕组的电流的方向的测量顺序)。然而，第三及第四实施例特别考虑六步进换向顺序(六步进控制方法)，借此在任何时候只供能给三个马达绕组中的两个。此剩下可用于电感变化测量目的的未供能相，但是完成此项需要不同于第一及第二实施例的测量方法。通过用手转动或自旋马达(参见图5、6及7)作出各种测量显现出电感中的特性变动且因此可显现出针对通过马达绕组的双向及单向电流两者的转子位置。因此，在换向顺序期间，为转子位置测量目的，可在未供能马达绕组上使用单向电流绕组激励(第三实施例)。此外，在换向顺序期间，为转子位置测量目的，可在未供能马达绕组上使用双向电流绕组激励(第四实施例)。
此实现测量及换向顺序并行进行。有效信号处理可使用从对每一未供能定子绕组的测量导出的相对相位及时间位移，以确定六个(6)步进顺序中的下一个换向。此测量特定硬件可传递经控制电流通过未供能相，所述经控制电流的量值远小于用于换向/驱动马达的电流。替代地，硬件可用以将未经控制电流持续少量时间传递通过未供能相。此两者意图是解耦测量及换向且限制其间的相互作用影响。在使用此方法的情况下，可在超过更广速度范围中完成位置测量。归因于CTMU缩放性能，在换向PWM循环的部分内完成测量是可行的。为此目的，还可针对特定目的调整PWM循环。此将提供使测量适配于除梯形换向以外的其它换向方案中的能力，所述换向方案(例如正切换向)连续换向全部马达相，借此未供能/未驱动相的概念是非透明的，但是在PWM循环的低(关闭)部分期间，可对相中的任何一者执行测量。此将实现针对马达控制应用的更通用测量能力。
现参考图式，示意性地说明实例实施例的细节。将通过相同数字表示图式中的相同元件，且将通过具有不同小写字母后缀的相同数字表示相似元件。
参考图1，描绘根据本发明的教示的三相无传感器的无刷直流电马达及电子换向马达控制器的示意图。整体上由数字100表示的三相无传感器的无刷直流电马达可包括多个定子绕组102及包括至少一个永久磁体的转子(未展示)。为讨论目的，本文描述的马达100将是需要360电角度旋转以产生180度的半机械回转的四极三相配置。可用连接到马达的定子绕组102(绕组)及直流电(DC)电源(未展示)的切换式功率晶体管108及110(例如，功率场效应晶体管，三相马达的每个相使用一对晶体管)以电子形式将三相无传感器的无刷直流电马达100换向。反电动势(EMF)零交越检测器104(为说明而展示，但并非本文教示的部分)及数字装置106(例如，微控制器)可具有PWM产生器116，PWM产生器116提供耦合到功率晶体管驱动器118的脉冲宽度调制(PWM)输出。功率晶体管驱动器118(PWM0到PMW5)可控制切换式功率晶体管108及110的开启及关闭。针对转子位置检测，根据本发明的教示，反电动势(EMF)零交越检测器并非是必需的且只用于六步进梯形控制情况。可使用霍尔传感器等同取代反电动势(EMF)零交越检测器。
可凭借通过功率晶体管驱动器118耦合到功率晶体管108及110的数字装置106(例如，微控制器)控制功率晶体管108及110，功率晶体管驱动器118可或不可为数位装置106的部分。数字装置106可经由功率晶体管驱动器118提供六个脉冲宽度调制(PWM)输出PWM0到PWM5，其可根据适当定序及定时的PWM信号通过开启及关闭功率晶体管108及110的适当者来控制马达旋转方向及速度。数字装置106可进一步包括电压比较器122、模数转换器121及充电时间测量单元(CTMU)120，如下文更全面描述。
第一实施例及第二实施例
根据第一实施例及第二实施例，可分别在静止或换向马达上完成测量方法。针对第二实施例，转子位置测量是交错的(未在换向期间发生)且因此可以循序方式进行换向及测量。另外，如果如本文描述般通过外力旋转马达，那么还可在换向开始之前检测转子位置(例如，使用第一实施例)。
可将第一及第二实施例的方法及系统集成到通常称为六步进控制BLDC马达(但不限于此，BLDC马达的其它马达变体(例如，永久磁体同步马达(PMSM))的换向模式中。在启动/换向马达之前，可确定转子位置(第一实施例)且此可用以选择在相关联的六步进控制顺序中的切换状态(启动点)。此实际上在启动之前将换向顺序与转子位置同步，且此具有能够当换向顺序开始时使有效扭矩传递到马达的效果。此密切配合电子控制无刷马达的同步控制性质。
参考图5、6及7，描绘展示电感改变/转子位置的典型测量，其不但说明位置，而且说明信号振幅与速度且因此还可用于确定其变动。通过经测量信号的有效矢量表示，呈卡拉克变换形式的测量的信号处理及三角反正切函数可用以确定转子位置(取决于特定电感特性)及速度。实际上，设想此可在一(1)机械角度内实现转子位置测量。因此，此实现更有效换向调度及因此比通过霍尔传感器提供更有效的马达操作，霍尔传感器通常每60电角度提供信号改变指示。应注意，用于图5、6及7所展示的曲线图的数据是连同12位模数转换器(ADC)一起采用。
可以循序方式进行转子位置的换向及测量且此提供马达以较低频率速率换向(脉冲类型换向)，这可使能够实现低功率消耗操作模式。例如，借此希望马达操作在低速度下产生旋转，但是全扭矩并非是应用所需。此将合适(例如)其中采用具有较低整体摩擦力的较大惯性负载(例如飞轮)的系统。因此，一旦旋转，负载及低摩擦力就使得其能够在无连续换向的情况下保持转动。在此情形中，换向是用以启动及保持马达旋转及中间换向，接着进行速度及位置的测量，直到调度下一个换向点为止。以此方式，在逻辑六步进控制顺序中换向并非必须为下一者。另一实例是需要风扇以低速度运行且因此缩减扭矩。此类型的操作还可缓和长时间段具有静止马达的影响，借此在一些情境中，污染物的静摩擦及堆积可影响马达可靠性。相似地，通过此类测量知道转子位置及速度提供在特定位置处制动马达的能力。因此，此可与(例如)脉冲换向模式耦合以实现位置控制系统。因此，此类型的系统可使用用于合适应用的更低成本BLDC马达实现取代步进马达。
参考图2，描绘根据本发明的特定实例实施例的图1所展示的三相无传感器的无刷直流电马达及电子换向马达控制器的简化示意图。此电路布置可用以确定在静置及在低速度下的永久磁体转子的位置，而不需要额外硬件或反EMF零交越检测器104(图1)。为了简化描述本文电路操作，功率晶体管108及110分别展示为开关108及110。开关108将马达定子绕组102耦合到DC+，且开关110将马达定子绕组102耦合到电流感测装置112(例如，电阻器(为了便于解释而展示))，其完成从DC+到DC-的绕组电流路径。通过电流感测装置112的电流可产生与此电流成比例的电压且可耦合到电压比较器122的第一输入(例如负输入)。可预期到且在本发明的范围内，除仅电阻器外，任何类型的电流感测装置(例如，电流变压器及并联连接电阻器等)也可用以产生电压。在熟悉电子及功率系统设计及本发明的权利的一般技术者可容易选择与可将经感测电流转换为典型电压的装置结合的此类电流感测装置。
数字装置106可进一步包括电压参考224、AND栅极228及数字处理器及存储器226。电压参考224可耦合到电压比较器122的第二输入(例如，正输入)且可提供参考电压到此第二输入。当跨电流感测装置112的电压小于参考电压时，比较器122的输出将处于逻辑高(“1”)。当跨电流感测装置112的电压等于或大于参考电压时，比较器122的输出将处于逻辑低(“0”)。因此，当AND栅极228的两个输入是在逻辑高(“1”)处时，CTMU 120可开始定时且当比较器122输出达到逻辑低(“0”)时，停止定时。当以此方式启用CTMU 120时，根据应用的需要，可选择的恒定电流(未展示但集成在CTMU 120内)传递到外部电容器114中，允许电容器114依特定速率充电。当充电终止时，所得电压表示充电电容器114所用时间。可由内部ADC121转换电压，以供由数字处理器226进行随后处理。
以此方式，可由CTMU 120及ADC 121执行极精确时间测量，此时间测量表示产生等于来自电压参考224的参考电压的跨电流感测装置112的电压所需时间。在微控制器的上下文中，此具有超越受其分辨率限制的纯ADC或基于计数器的时间测量的优势，例如较短周期期间测量的电压中的较小改变将产生较低分辨率结果。特定地说，在测量脉冲已开始之后，可启动CTMU 120，其允许所得测量中的进一步敏感性，例如，可通过允许外部电容器在缩减时隙中更快速充电而放大从一者到下一者的时间测量偏差。在马达构造及转子位置测量的上下文中，尽管在转子位置因其设计而固有减少定子电感变动，但此将允许测量例如此类称为“表面永久磁体(SPM)”的设计变体。相反地，通常以凸极构造为特征的称为“内部永久磁体(IPM)”的设计通过设计而产生更广范围的转子位置的定子电感变动且因此将产生用于转子位置确定的相对较大信号。当在数字处理器226的控制下经由功率晶体管驱动器118选择性闭合开关108及110时，而产生通过电流感测装置112的电流，如下文更全面描述。
CTMU 120提供精确时间测量，当将逻辑高(“1”)施加到CTMU 120的控制输入232时，CTMU 120可启动。当逻辑低(“0”)施加到CTMU 120的控制输入232时，CTMU 120的定时停止。可提供外部定时电容器114作为CTMU 120定时功能的部分。数字处理器226可开始CTMU120定时以及重设此时间，同时还控制开关108及110的操作，如下文更全面描述。为参考目的，图9中展示典型的基于CTMU的测量定时迹线。此描绘施加到CTMU 120的测量脉冲及同时选择用于测量的马达相。展示当施加脉冲且CTMU外部电容器114上的电压上升时，马达相电流上升。本质上，测量需要通过感测装置112监测转换的电压(表示马达相电流)超过比较器122参考电平所需时间。在CTMU电容器上的所得电压表示此时间且可通过ADC 121转换用于随后信号处理。可预期到且在本发明范围内，使用用于CTMU 120的控制的各种其它逻辑组合而具有相同结果。熟悉数字电路设计及本发明的权利的一般技术者可轻易提出覆盖于本发明的精神及意向之下的替代设计。
参考图2A，描绘根据本发明的教示的图1及2所展示的三相无传感器的无刷直流电马达中用于定子绕组励磁以测量其电感的第一及第二开关配置的简化示意图。针对下文称为“状态(a+)”的第一开关配置，数字装置106可闭合开关108a、110b及110c，其中定子绕组102b及102c并联耦合且通过电流感测装置112耦合到低侧电压DC-。定子绕组的此并联连接组合进一步与还耦合到高侧电压DC+的定子绕组102a串联耦合。全部电流I通过定子绕组102a，且通过定子绕组102b及102c的电流的总和等于电流I。电流I还通过电流感测装置112，以产生可耦合到电压比较器122的输入的时间相依电压V。
针对下文称为“状态(a-)”的第二开关配置，数字装置106可闭合开关108b、108c及110a，其中定子绕组102b及102c并联耦合且耦合到高侧电压DC+。定子绕组的此并联连接组合进一步与还通过电流感测装置112耦合到低侧电压DC-的定子绕组102a串联耦合。全部电流I通过定子绕组102a，且通过定子绕组102b及102c的电流的总和等于电流I。电流I还通过电流感测装置112，以产生可耦合到电压比较器122的输入的时间相依电压V。
施加直流电(DC)电压后，通过串联连接的电感器L及电阻器R的随时间变化的电流就可通过等式：I(t)＝V/R*(1-e-Rt/L)表示，其中V是以伏特为单位，R是以欧姆为单位，L是以亨利为单位，t是以秒为单位及e是自然对数的底数。电感根据前述提及的公式抵抗电流变化，因此所施加的大部分电压的大多数将直接跨电感器L，且在首先电压施加到电感器L及电阻器R时，极少电流将流经电感器L及电阻器R。随时间流逝，通过电感器L及电阻器R的电流将增加，由此导致跨电阻器R的电压增加，即，欧姆定律V＝L*R。电感器L的电感值越大，跨电阻器R的电压增加所需时间越长。电感器L可并联/串联连接定子绕组102，且电阻器R可为以上描述的电流感测装置112。
根据本发明的教示，当开关108及110的组合首次闭合或此后不久，CTMU 120将开始定时，且当跨电流感测装置112的电压等于来自电压参考224(图2)的参考电压时，停止定时。当跨电流感测装置112的电压等于参考电压时，可接着断开已闭合的开关108及110，但在确定电感值时(例如在正常马达运行换向操作期间)并非是必需的。通常在开关108及110的闭合与断开之间的时间将极短，因此不产生足够电压(扭矩)以移动马达100的静止永久磁体转子。当确定静置时转子位置时此是有用的且在马达100操作期间，当在PWM功率脉冲之间进行交错位置测量时此也是等同有效。
参考图2B，描绘根据本发明的教示的图1及2所展示的三相无传感器的无刷直流电马达中用于定子绕组励磁以测量其电感的第三及第四开关配置。针对下文称为“状态(b+)”的第三开关配置，数字装置106可闭合开关108b、110a及110c，其中定子绕组102a及102c并联耦合且通过电流感测装置112耦合到低侧电压DC-。定子绕组的此并联连接组合进一步与还耦合到高侧电压DC+的定子绕组102b串联耦合。全部电流I通过定子绕组102b，且通过定子绕组102a及102c的电流的总和等于电流I。电流I还可通过电流感测装置112以产生可耦合到电压比较器122的输入的时间相依电压V。
针对下文称为“状态(b-)”的第四开关配置，数字装置106可闭合开关108a、108c及110b，其中定子绕组102a及102c并联耦合且耦合到高侧电压DC+。定子绕组的此并联连接组合进一步与还通过电流感测装置112耦合到低侧电压DC-的定子绕组102b串联耦合。全部电流I通过定子绕组102b，且通过定子绕组102a及102c的电流的总和等于电流I。电流I还通过电流感测装置112以产生可耦合到电压比较器122的输入的时间相依电压V。
参考图2C，描绘根据本发明的教示的图1及2所展示的三相无传感器的无刷直流电马达中的用于定子绕组励磁以测量其电感的第五及第六开关配置。针对下文称为“状态(c+)”的第五开关配置，数字装置106可闭合开关108c、110a及110b，其中定子绕组102a及102b并联耦合且通过电流感测装置112耦合到低侧电压DC-。定子绕组的此并联连接组合进一步与还耦合到高侧电压DC+的定子绕组102c串联耦合。全部电流I通过定子绕组102c，且通过定子绕组102a及102b的电流的总和等于电流I。电流I还通过电流感测装置112以产生可耦合到电压比较器122的输入的时间相依电压V。
针对下文称为“状态(c-)”的第六开关配置，数字装置106可闭合开关108a、108c及110c，其中定子绕组102a及102b并联耦合且耦合到高侧电压DC+。定子绕组的此并联连接组合进一步与还通过电流感测装置112耦合到低侧电压DC-的定子绕组102c串联耦合。全部电流I通过定子绕组102c，且通过定子绕组102a及102b的电流的总和等于电流I。电流I还通过电流感测装置112以产生可耦合到电压比较器122的输入的时间相依电压V。
前述提及的全部六个开关配置可总结在以下表I中。
表I
开关 状态(a+) 状态(a-) 状态(b+) 状态(b-) 状态(c+) 状态(c-)
108a 开启 关闭 关闭 开启 关闭 开启
108b 关闭 开启 开启 关闭 关闭 开启
108c 关闭 开启 关闭 开启 开启 关闭
110a 关闭 开启 开启 关闭 开启 关闭
110b 开启 关闭 关闭 开启 开启 关闭
110c 开启 关闭 开启 关闭 关闭 开启
在以下表II中总结针对较小风扇马达的实例时间变动，其中跨电流感测装置112的电压上升到各种以上参考的开关配置状态的参考电压，其依据在60电角度扇区内永久磁体转子位置而变化。应注意，马达构造及测量电路缩放组件还将指定针对特定要求而优化的时间，因此此只是实例。
表II
前述提及转子位置确定开关配置可应用到静置或以极低旋转速度运行时的马达。当旋转功率驱动脉冲是非活动时(例如在PWM功率驱动关闭时间期间)，必须使用此类转子位置确定开关装置。然而，只要PWM驱动功率脉冲在全部三个定子绕组处是非活动(关闭)，此第一实施例的转子位置确定可与PWM驱动功率脉冲交错。针对确定在静置或以极低旋转速度运行时的马达的转子位置，此限制是较小的且无需额外外部开关组件实施此方式的确定转子位置。然而，如下文更全面描述，第三及第四实施例提供与PWM功率驱动并行的同时转子位置确定。
六个时间测量(Ta+、Ta-、Tb+、Tb-、Tc+及Tc-)可经处理以通过比较超出比较器的电压阈值所用时间的差(例如跨装置112的电压等于来自此类六个时间测量(Ta+、Ta-、Tb+、Tb-、Tc+及Tc-)中的每一者的电压参考224的电压)显现转子位置。相对于绕组/相的转子磁体对准将产生在一个方向中的电感的有效增加且针对相反电流方向则相反(电感降低)。因此，知道与特定绕组/相相关的磁体极的定向在180度内。然而，当完成全部时间测量时，可针对静止转子在60度内解析位置。比较表II中的时间值与以下表III中的扇区编号栏。
以下表III中展示，随着磁体旋转360电角度，来自表II中的实例项目的时间测量的关系转变。
表III
相 扇区1 扇区2 扇区3 扇区4 扇区5 扇区6
A Ta+>Ta- Ta+>Ta- Ta+<Ta- Ta+<Ta- Ta+<Ta- Ta+>Ta-
B Tb+<Tb- Tb+>Tb- Tb+>Tb- Tb+>Tb- Tb+<Tb- Tb+<Tb-
C Tc+<Tc- Tc+<Tc- Tc+<Tc- Tc+>Tc- Tc+>Tc- Tc+>Tc-
相时间测量可进一步表示为“相时间测量对”，例如相A(Ta+,Ta-)、相B(Tb+,Tb-)及相C(Tc+,Tc-)。相时间测量对之间的时间差可界定为：相AΔTa＝(Ta+)-(Ta-)、相BΔTb＝(Tb+)-(Tb-)及相CΔTc＝(Tc+)-(Tc-)。从表II中展示的实例时间测量，所测量的最长时间是转子磁极(例如，北极)使最靠近定子相绕组的电感增加时的时间，且所测量的最短时间是转子磁极(例如，南极)使最靠近定子相绕组的电感降低时的时间。不接近转子的磁极的其它定子绕组具有在最长经测量与最短经测量时间之间的经测量时间。此外，最大绝对值ΔT及其正负号(+/-)可用以确定转子位于哪个扇区。
此外，如果通过施加(例如，如耦合风扇/转子的叶片中的风)外力旋转转子，那么可将位置解析为更精细分辨率，且在图5中展示典型的图形标绘图。此典型的图形标绘图展示应用以上描述的测量程序手工旋转转子。此变动是其中只测量Ta+、Tb+及Tc+(在CTMU时间测量期间，施加单方向相电流)且此产生类似于图6及7所展示的特性。前者的优势是当时间相等时，利用Ta+及Ta-等的差产生零参考且当时间测量紧接发生时，此可缓和旋转马达影响(例如反EMF产生)。
当马达静置时，在启动/换向马达之前，可如以上描述确定转子位置，然而此并非是强制的且是优选的。针对已换向马达的情况，转子位置确定可在应用六步进换向使用基于测量反EMF的现存方法。然而，还通过使用与反EMF测量交错的第二实施例，与使用只作为替代的反EMF测量(反EMF测量在较低旋转速度时无效)相比，可实现扩大低速度转子位置确定范围。
返回参考图5、6及7，展示用手转动或旋转的马达的信号的可用电平。因此在不具有来自静置位置及低旋转速度的马达的传感器的且使得有效扭矩能够传送到马达(因为可选择正确换向状态)情况下，可完成转子位置的同步换向，其中前述提及的替代方法通常不提供此信息，此是归因于在启动及低速度时缺乏同步换向。
第三实施例
根据第三实施例，具体地说，系统是可应用的且当使马达换向时完成测量的方法。因此，此方法可与第一实施例链接，借此第一实施例确保在启动/换向马达之前转子位置是已知的，然而，此并非的强制且是优选的。
测量的第三实施例前提在应用六步进换向时与基于测量反EMF的现存方法相同。此实际上意指，非驱动/换向相是用于转子位置测量目的。然而，与只作为替代的反EMF测量(反EMF测量在低旋转速度时无效)相比，马达相/绕组电流上升时间测量及因此随转子位置改变的电感导致扩大低速度范围。
因为在换向PWM循环期间且具体地说在(但不限于)其低部分内(参考图9)完成测量，所以可实现马达的连续换向。此使得马达能够使用比前者实施例更连续的扭矩运行，因为不存在透明概念换向之后的测量。PWM循环中的测量脉冲交错只限制可应用于换向的工作循环的最大百分比，例如，当在PWM循环中施加时，测量脉冲消耗一些可用工作循环。然而，测量速率未受限于换向PWM频率且可为不同/更少，且归因于施加到定子绕组的测量脉冲而导致减小对马达性能的影响。如在上文概述部分中详细描述，可通过CTMU子系统实现典型马达PWM循环中的测量脉冲交错。提供的敏感化测量使得用于测量的时间能够适配于窄时隙中且因此适配于PWM循环。
此方法不同于第一实施例，借此不在反转之后的一个方向中施加测量脉冲且其提供将换向及测量顺畅整合的能力，例如，换向之后并非以循序方式跟随测量而是交错且施加脉冲的方向及量值与马达的换向并不冲突。
参考图3，描绘根据本发明的另一特定实例实施例的图1所展示的三相无传感器的无刷直流电马达及电子换向马达控制器的简化示意图。此电路布置可用于确定将PWM功率脉冲施加到三个定子绕组中的两者的时间之间的永久磁体转子的位置。为了简化描述本文的电路操作，功率晶体管108及110分别展示为开关108及110。开关108将马达定子绕组102耦合到DC+，且开关110将马达定子绕组102耦合到DC-。可将多路复用器336添加到图1所展示的开关配置，且其可用以将低值电流注入到未由电力开关108及110驱动(耦合到DC+及DC-)的定子绕组中。此经测量电流的来源可为当时切换到DC+的任何一个定子绕组，且此经测量电流的返回可通过未(通过多路复用器336)驱动的绕组及电流感测装置312(例如，切换到DC-的电阻器(为便于解释而展示))。通过电流感测装置312的电流可产生与此电流成比例的电压且可耦合到电压比较器122的第一输入(例如，负输入)。可预期到且在本发明的范围内，除仅电阻器外，任何类型的电流感测装置(例如，电流变压器及并联连接电阻器等)也可用以产生电压。熟悉电子及功率系统设计及本发明的权利的一般技术者可容易选择与可将经感测电流转换为典型的电压的装置结合的此类电流感测装置。
可提供可调整电流源334以产生低值电流且可由数字处理器226控制电流源334。可选定可调整电流源334的电流值使得量值相对于换向功率脉冲较低。此将减少马达的速度影响且将衡量用于测量目的的信号。
可在确定在马达100的电旋转中处于六个换向状态中的任何一者内的永久磁体转子位置时，使用跨电流感测装置312的电压达到来自电压参考224的参考电压所用的时间。以下表IV总结用于在马达100的电旋转定子磁场中六个换向状态中的每一者的两个PWM功率驱动及转子位置确定的开关配置。优选地，可在六个状态中的三者中完成测量，例如交替状态(60)、(180)及(300)。此使马达保持在所需方向(例如，如正向/顺时针方向)中旋转，然而，如果在其它交替状态(120)、(240)及(360)中施加相同测量脉冲，那么此将趋于减少马达的速度(此实际上将在反向/逆时针方向中驱动马达)。尽管此是可预期到且在本发明的范围内，但此未超出应做范围且并非优选的。
表IV
开关 状态(60) 状态(120) 状态(180) 状态(240) 状态(300) 状态(360)
108a 开启 开启 关闭 关闭 关闭 关闭
108b 关闭 关闭 开启 开启 关闭 关闭
108c 关闭 关闭 关闭 关闭 开启 开启
110a 关闭 关闭 关闭 开启/关闭 开启/关闭 关闭
110b 开启/关闭 关闭 关闭 关闭 关闭 开启/关闭
110c 关闭 开启/关闭 开启/关闭 关闭 关闭 关闭
336a 关闭 关闭 开启脉冲 关闭 关闭 关闭
336b 关闭 关闭 关闭 关闭 开启脉冲 关闭
336c 开启脉冲 关闭 关闭 关闭 关闭 关闭
可预期到且在本发明的范围内，还可通过PWM产生器控制开关108及110，可在PWM循环中的特别点处及以不同速率完成测量(如果需要)。当PWM循环中的单向测量电流脉冲交错(参见图9)时，可调制低侧开关。此有效使得在已历时低侧晶体管的开启周期之后，在PWM循环的剩余部分中施加测量脉冲。额外多路复用器336执行此测量电流脉冲功能。参考图11及图3，多路复用器336可针对交替状态(60)、(180)及(300)中的测量目的使得电流能够在一个方向中流动(–ve标示此方向的流动)。图11展示六个状态中的每一者中的用于换向及测量两者的电流路径。基本上，可实现开关108中的合适者的选择及保留开启，以在PWM驱动的低部分期间提供测量电流路径。
表V中展示实例时间变动，其中跨电流感测装置312的电压上升到以上参考的各种开关配置状态的参考电压。此展示当用手将永久磁体转子旋转360电角度(实际上通过六个60度扇区)时，在状态(60)、(180)及(300)中测量的经测量充电时间变动。参考图10，描绘根据本发明的教示的在转子手工变动同时，在与转子的电角度相关的相A处测量的电感的图形波形表示及位置表示。图10所展示的曲线图是(用手)手工旋转转子情况且具有如以下表V中的状态(60)中取得的测量。应注意，当只使用简单设备以电角度测量旋转时，此类并非高度准确测量，例如，数据是使用10位模数转换器(ADC)取得。如果使用12位ADC，那么数据分辨率将优于当前四倍。
表V
通过电流感测装置112的电流产生与此电流成比例的电压且可耦合到电压比较器122的第一输入(例如，负输入)。可使用如以上描述的CTMU 120确定时间。此实施例只使用在一个方向中的电流(单向电流)。
图8中展示马达正旋转且换向遍及全部六个状态时在状态(60)中完成的基于典型CTMU的测量用于参考。图8所展示的典型测量强调当转子在换向周期中对准时表示实质上在此周期的一半时的最小值的基准点880。此可用作转子位置参考。因此，在六步进顺序的另一状态中的另一基准点(未展示)的测量后，知道测量之间的时间且可通过微控制器调度六步进顺序中的下一个换向。缺点是，测量可限于六个状态中的三者，且在启动期间，将转子同步到换向顺序可能更困难，但第一实施例可实际上用于启动目的。典型基准未受限于所展示及可存在其它的最小值，例如，通过随转子位置变动的电感变动轮廓指定的最小值。针对给出马达，必须知道所建立的基准点与转子位置相关。应注意，用于图8所展示的曲线图的数据是由10位模数转换器(ADC)取得。如果已使用12位模数转换器，那么数据分辨率将优于当前四倍。
此是六步进无传感器操作所需要的。两个连续基准点之间的定时给出了转子速度及位置参考，且可用以调度下一个换向且在此点处发生到同步控制的转变。此外，额外基准点可能是明显的且因此可用以确定转子位置。因此信号处理峰值、凹点或零交越提供所需信息(例如，基准)以直接与马达位置相关。
第四实施例
根据第四实施例，前述提及的第三实施例的扩展已具体添加硬件以提供将+ve及-ve极性(双向)测量脉冲两者传送到马达相/绕组的能力。参考图4，描绘根据本发明的又一特定实例实施例的图1所展示的三相无传感器的无刷直流电马达及电子换向马达控制器的简化示意图。此电路布置可用于确定在施加PWM功率脉冲到三个定子绕组中的两者的时间之间的永久磁体转子的位置。为简化描述其电路操作，功率晶体管108及110是分别展示为开关108及110。开关108将马达定子绕组102耦合到DC+，且开关110将马达定子绕组102耦合到DC-。可将多路复用器336添加到图1所展示的开关配置，且多路复用器336可用以将低值电流注入到未由开关108及110驱动(耦合到DC+或DC-)的定子绕组中。双向测量的来源或返回可配合切换到DC+或DC-的合适定子绕组，且经测量电流的返回或来源可分别通过第二多路复用器440的开关440b或440a通过未受驱动的定子绕组及电流感测装置312分别到DC-或DC+。
图4所展示的电路以实质上与图3所展示且在上文中描述的电路相同的方式运作，所述电路具有额外特征：使用在确定转子位置中使用的时间测量的DC+及DC-参考电压两者(例如，双向电流(除此前上文提及的用于第三实施例的-ve测量电流外，还使用+ve测量电流))来进行未连接定子绕组电流/时间测量。
第二多路复用器440提供用于-ve及+ve电流的测量脉冲极性选择。参考图11，+ve测量电流可在交替状态(120)、(240)及(360)中完成，且-ve测量电流可在交替状态(60)、(180)及(300)中完成。其中，测量电流路径不同于第一脉冲且使得在此PWM循环中可调制高侧开关。此有效使得已历时在高侧晶体管的开启周期之后，在PWM循环的剩余部分中施加测量脉冲。额外硬件配合开关108及110一起执行此功能。因此，可在交替状态(例如，换向周期)中施加+ve及-ve脉冲且低侧到高侧开关的调制因此相似地可交替，以便于完成通过被测量的相/绕组的电流路径。
针对+ve及-ve测量脉冲情况，可提供电压转译及反转电路438，使得到比较器122的电压极性保持相同且保持在相同共同电势(例如，Vss)。简单二极管电桥电路(未展示)可用以针对多路复用器开关440a或440b配置以相同电压极性提供跨电流感测装置312的电压，且隔离电路(例如，模拟光耦合器)(未展示)可用以将跨电流感测装置312的浮动电压转译为参考电压比较器122的共同电势的电压。因为来自电流感测装置312的电压只有在其达到参考电压才受到关注，由此关闭CTMU定时器，所以通过电压反转二极管电桥电路的电压降是无意义的。可预期到且在本发明的范围内，可实际上等效使用其它电路设计，且熟悉电子电路设计及本发明的权利的一般技术者可容易设计此类电路。
针对第一电流检测，开关440b可闭合，其中此类开关配置电压测量实质上以与图3所展示的电路相同方式操作。在以上表V中总结实例时间，其中依据永久磁体转子位置，跨电流感测装置312的电流上升到以上参考的各种开关配置状态的参考电压。
针对与第一电流方向相反的第二电流方向，开关440a可闭合且在交替状态(120)、(240)及(360)中完成的开关的测量特性类似于图10及表V中展示的测量特性，但具有不同相。
与第三实施例相比，第二极性测量脉冲(+ve)的电流路径是不同的且实际上意指在与第一极性测量脉冲(-ve)的状态不同的状态中施加其测量脉冲。表V展示当手工旋转马达时，在此类状态期间固定状态及进行测量所发生的情况。以类似于第三实施例的方式，+ve脉冲测量优选地可发生在交替状态(120)、(240)及(360)内。此保持马达在所需方向(例如，如正向/顺时针方向)旋转，然而，如果在其它交替状态(60)、(180)及(300)中施加相同+ve脉冲，那么此将趋于缩减马达的速度(此实际上将在反向/逆时针方向中驱动马达)。尽管此是可预期到且在本发明的范围内，但此未超出应做范围但并非优选的。
针对状态(120)、(240)及(360)期间的+ve电流，测量电路路径是从DC+通过多路复用器440的开关440a、电流感测装置312、可调整电流源334、多路复用器336的合适开关，且低侧开关110中的合适者可保持开启。高侧开关108中的合适者可被调制为开启/关闭，其中可在高侧开关108关闭的时间期间取得+ve测量电流脉冲。
针对在状态(60)、(180)及(300)期间的-ve电流，测量电流路径是从DC+通过保持开启的高侧开关108中的合适者、多路复用器336的合适开关、可调整电流源334、电流感测装置312及多路复用器440的开关440b。低侧开关110中的合适者可被调制为开启/关闭，其中可在低侧开关110关闭的时间期间取得-ve测量电流脉冲。
利用使用多路复用器440的双向电流励磁会使得测量能够在全部六个状态中完成且不与每一者中的换向电流路径冲突。此以六步进控制方法换向速率提供更规律位置监测。因此更规律位置更新提供通过微控制器执行的用于同步(无传感器)操作的更准确换向调度。以上实施例可与第一实施例及第三实施例链接，其中前者在静置处建立转子位置。此使得能够在换向之前确定在六步进顺序中的下一个状态，且提供在60电角度内的绝对转子位置。因此，可关于所建立的初始位置完成测量的信号处理(绝对测量后接着相对测量)。意图是在提供比在不知道静置时其转子的位置/扇区的情况下盲目启动(换向)马达更快转变到无传感器操作。
在以上描述的第三实施例及第四实施例的情况下，只与马达换向组合进行转子位置测量。另外，测量与用于换向马达的特定状态有关。因此，可在每一状态中执行测量期间建立转子位置基准点。举例来说，图10展示与整个360电角度的测量特性相关联的峰值及凹点且这些用作可使用信号处理技术检测的转子位置参考点。此类似于反EMF零交越检测情况且当转子对准且实际上同步(在此方面，替代马达设计可展现不同特性)时，同步到实例马达霍尔传感器的测量指示在实质上换向周期的一半时的峰值(参考图8)。
尽管已参考本发明的实例实施例描绘、描述且界定本发明的实施例，但此类参考并不意味限制本发明且不存在可推论的此限制。所揭示主题能够在形式及功能上具有熟悉相关技术及本发明的权利的一般技术者将设想的大量修改、更改及等效物。此揭示内容的所描绘及描述的实施例只是实例，且并非本发明的全部范围。

Claims (20)

1.一种用于确定同步多相马达中的转子位置的方法，所述方法包括以下步骤：
将多个定子绕组中的除一者外的全部的组合耦合到第一电压；
将所述多个定子绕组中的剩余者耦合到第二电压；
测量使通过所述多个定子绕组中的所述剩余者的电流等于参考电流的第一时间；及
从经测量第一时间确定转子位置，
以及
将所述多个定子绕组中的所述除一者外的全部的组合耦合到所述第二电压；
将所述多个定子绕组中的所述剩余者耦合到所述第一电压；
测量使通过所述多个定子绕组中的所述剩余者的电流等于所述参考电流的第二时间；及
从所述经测量第一时间及所述经测量第二时间确定所述转子位置；
其中用于所述多个定子绕组中的所述剩余者中的每一者的所述经测量第一时间及所述经测量第二时间是相时间测量对；
且其中所述相时间测量对具有所述相时间测量对的所述经测量第一时间与所述经测量第二时间之间的差的最大绝对值，且所述相时间测量对的正负号表示所述转子位置。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述多相马达是三相马达，其中对于确定所述第一时间：
将三个定子绕组中的两者的组合耦合到所述第一电压；
将所述三个定子绕组中的第三者耦合到所述第二电压；
测量使通过所述三个定子绕组中的所述第三者的电流等于参考电流的第一时间；
以及其中对于确定所述第二时间：
将所述三个定子绕组中的所述两者的组合耦合到所述第二电压；
将所述三个定子绕组中的所述第三者耦合到所述第一电压；及
测量使通过所述三个定子绕组中的所述第三者的电流等于所述参考电流的第二时间。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述转子位置是在与具有其间的差的所述最大绝对值的所述相时间测量对相关联的电扇区内。
4.根据权利要求3所述的方法，其中所述电扇区包括60电角度，且是包括360电角度的六个电扇区中的一者。
5.根据权利要求4所述的方法，其中：
所述三个定子绕组是由相A、相B及相C表示；
用于相A定子绕组的所述经测量第一时间是Ta+；
用于相A定子绕组的所述经测量第二时间是Ta-；
用于相B定子绕组的所述经测量第一时间是Tb+；
用于相B定子绕组的所述经测量第二时间是Tb-；
用于相C定子绕组的所述经测量第一时间是Tc+；
用于相C定子绕组的所述经测量第二时间是Tc-；及
所述电扇区是由以下各者确定
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二电压大于所述第一电压。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一电压大于所述第二电压。
8.根据权利要求2所述的方法，其中将所述电流转换为电压，且所述经测量第一时间及所述经测量第二时间是所述经转换电压等于参考电压时的时间。
9.根据权利要求2所述的方法，其中使用充电时间测量单元来测量所述第一时间及所述第二时间。
10.根据权利要求9所述的方法，其中所述充电时间测量单元产生与所述经测量第一时间及所述经测量第二时间成比例的定时电压。
11.根据权利要求10所述的方法，其中使用模数转换器将与所述经测量第一时间及所述经测量第二时间成比例的所述充电时间测量单元产生的定时电压转换为其数字表示。
12.根据权利要求11所述的方法，其中在数字处理器中处理与所述经测量第一时间及所述经测量第二时间成比例的所述数字表示以确定所述转子位置。
13.根据权利要求12所述的方法，其中在微控制器中提供所述充电时间测量单元、所述模数转换器及所述数字处理器。
14.根据权利要求1所述的方法，其中所述同步三相马达是无刷直流电马达。
15.根据权利要求1所述的方法，其中所述同步三相马达是永久磁体同步马达。
16.根据权利要求2所述的方法，其中当功率脉冲未耦合到所述定子绕组时测量所述第一时间及所述第二时间。
17.根据权利要求2所述的方法，其中所述经测量第一时间比所述三个定子绕组中的所述第三者耦合到所述第二电压的时间短。
18.根据权利要求2所述的方法，其中所述经测量第二时间比所述三个定子绕组中的所述第三者耦合到所述第一电压的时间短。
19.一种用于确定同步马达的转子位置的系统，所述系统包括：
微控制器(106)，其包括
数字处理器及存储器(226)，
充电时间测量单元(120)，所述充电时间测量单元(120)耦合到所述数字处理器(226)且经配置与定时电容器(114)耦合，
耦合到所述充电时间测量单元(120)的模数转换器(121)，
耦合到所述充电时间测量单元(120)的模拟比较器(122)，及
耦合到所述模拟比较器(122)的第一输入的电压参考(224)；
同步马达(100)，其由功率电桥驱动，所述功率电桥包括用于将所述同步马达(100)的定子绕组(A,B,C)耦合到电源(DC+,DC-)的多个电力开关(108,110)；
电流返回装置(112)，其耦合在一些所述电力开关(110)与所述电源(DC-)之间；
所述模拟比较器(122)的第二输入，其耦合到所述电流返回装置(112)，其中所述电流返回装置(112)将与通过所述同步马达(122)的所述定子绕组(A,B,C)的电流成比例的电压提供到所述模拟比较器(122)的所述第二输入；
其中所述数字处理器经编程以执行根据前述权利要求中任一项所述的方法。
20.根据权利要求19所述的系统，其中所述定时电容器(114)上的所述充电电压表示绕组电流充电时间。
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Families Citing this family (54)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2594358C1 (ru) * 2015-05-27 2016-08-20 Закрытое акционерное общество "Орбита" Способ бездатчикового определения начального положения ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами
US9748878B1 (en) * 2015-08-18 2017-08-29 Marvell International, Ltd. Adaptive brake timing for a brushless motor
TWI563791B (en) * 2015-11-17 2016-12-21 En Technologies Corp System and way for no sensor three-phase motor
TWI609568B (zh) * 2015-12-18 2017-12-21 陞達科技股份有限公司 馬達控制系統及其方法
CN105515475A (zh) * 2016-02-24 2016-04-20 核工业理化工程研究院 基于buck变换器的高速无刷直流电机控制器
CN105529971A (zh) * 2016-02-24 2016-04-27 核工业理化工程研究院 应用高速无刷直流电机换相滞后角软件补偿方法的控制系统
CN105529972A (zh) * 2016-02-24 2016-04-27 核工业理化工程研究院 中频小电流的检测电路
CN105553346A (zh) * 2016-02-24 2016-05-04 核工业理化工程研究院 降压型直流变换装置
CN105529963A (zh) * 2016-02-24 2016-04-27 核工业理化工程研究院 高速无刷直流电机换相滞后角软件补偿方法
US10298099B2 (en) * 2016-02-29 2019-05-21 Dana Automotive Systems Group, Llc Method of sensor misalignment learning for motor speed estimation
CN105790666A (zh) * 2016-04-11 2016-07-20 南京信息工程大学 基于霍尔信号的无刷直流电机直接转矩控制系统和方法
TWI679840B (zh) * 2016-06-07 2019-12-11 廣明光電股份有限公司 馬達控制角度的決定方法
CN106059402A (zh) * 2016-06-13 2016-10-26 苏州灵动智能装备有限责任公司 一种无位置传感器直流无刷电机的调速方法
US10181810B2 (en) * 2016-06-16 2019-01-15 Allegro Microsystems, Llc Determining motor position with complementary driving and detection and current injection
US10116243B2 (en) * 2016-06-16 2018-10-30 Allegro Microsystems, Llc Determining motor position with complementary drive and detect and slight move
CN109071002B (zh) * 2016-07-14 2022-05-10 深圳市大疆创新科技有限公司 使用电机的可编程电机控制器
US9831808B1 (en) * 2016-07-20 2017-11-28 Semiconductor Components Industries, Llc Rotor position sensing system for three phase motors and related methods
US9831809B1 (en) * 2016-07-20 2017-11-28 Semiconductor Components Industries, Llc Rotor position sensing system for three phase motors and related methods
CN107659234A (zh) * 2016-07-25 2018-02-02 半导体元件工业有限责任公司 三相电机的转子位置感测系统以及相关方法
US9991796B2 (en) * 2016-07-26 2018-06-05 Fuji Electric Co., Ltd. Switch drive circuit
JP6284207B1 (ja) 2016-11-08 2018-02-28 北斗制御株式会社 電動機の界磁位置検出方法
DE102017127410A1 (de) * 2016-11-22 2018-05-24 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Verfahren und Schaltungsanordnung zur Ermittlung der Stellung eines Rotors eines Elektromotors
US9876452B1 (en) 2016-12-16 2018-01-23 Semiconductor Components Industries, Llc Rotor position sensing system for permanent magnet synchronous motors and related methods
WO2018141394A1 (en) * 2017-02-03 2018-08-09 Arcelik Anonim Sirketi Household appliance with brushless dc motor sensorless control scheme
US10454398B2 (en) * 2017-04-28 2019-10-22 Flir Surveillance, Inc. Systems and methods for control of electric motors
JP6469171B2 (ja) * 2017-06-14 2019-02-13 ファナック株式会社 電動機の制御装置
TWI652892B (zh) 2017-07-05 2019-03-01 茂達電子股份有限公司 三相馬達的轉子位置偵測裝置與偵測方法
US10218296B1 (en) 2017-08-29 2019-02-26 Semiconductor Components Industries, Llc Rotor position sensing system for three phase motors and related methods
CN107359830B (zh) * 2017-09-08 2020-07-17 中颖电子股份有限公司 一种用于三相无刷直流电机的转子定位方法
CN108631660B (zh) * 2018-03-30 2020-04-10 江苏美的清洁电器股份有限公司 无刷直流电机的转子定位方法、定位装置和控制系统
US10897217B2 (en) * 2018-08-21 2021-01-19 Caterpillar Inc. Switched reluctance motor control system
TWI672901B (zh) * 2018-10-03 2019-09-21 茂達電子股份有限公司 自動偵測馬達轉子起始位置的裝置及方法
GB2582612B (en) * 2019-03-28 2021-10-13 Dyson Technology Ltd A method of determining a position of a rotor of a brushless permanent magnet motor
CN113785485A (zh) * 2019-04-15 2021-12-10 米沃奇电动工具公司 电动工具的无传感器电机控制
US11575336B2 (en) * 2019-05-31 2023-02-07 Nxp Usa, Inc. Technique for on-the-fly start-up of a permanent magnet AC motor without a speed or position sensor
US11374519B2 (en) 2019-06-10 2022-06-28 Black & Decker Inc. Field-oriented sensorless brushless motor control in a power tool
TWI697194B (zh) * 2019-07-04 2020-06-21 微星科技股份有限公司 永磁馬達轉子位置偵測裝置及其方法
KR102396561B1 (ko) * 2019-07-15 2022-05-10 엘지전자 주식회사 모터 구동 장치 및 그 제어 방법
CN110690839B (zh) * 2019-09-29 2021-05-25 大连海事大学 一种六相永磁容错轮缘推进电机拓扑控制方法
US11465511B2 (en) * 2020-01-14 2022-10-11 Ford Global Technologies, Llc Systems and methods to determine and validate torque of an electric machine
TWI793517B (zh) * 2021-02-05 2023-02-21 陞達科技股份有限公司 馬達系統及馬達驅動方法
US20220314963A1 (en) * 2021-03-31 2022-10-06 Sensata Technologies, Inc. Accurate error estimation in e-motor sensors
US11563397B2 (en) 2021-04-08 2023-01-24 Global Mixed-Mode Technology Inc. Motor controller
TWI764663B (zh) * 2021-04-08 2022-05-11 致新科技股份有限公司 馬達控制器
US11557992B2 (en) 2021-05-14 2023-01-17 Delphi Technologies Ip Limited Systems and methods for phase-voltage based motor period measurement and controlled signal path fault detection
CN113326673B (zh) * 2021-06-23 2023-08-22 华北电力大学 一种同步电机的vbr模型电磁暂态仿真方法及系统
CN113922718A (zh) * 2021-09-07 2022-01-11 山东大学 电机的驱动控制方法及系统
US11705835B2 (en) 2021-10-19 2023-07-18 Hamilton Sundstrand Corporation Sensorless position determination of an electric machine
CN113965114A (zh) * 2021-11-16 2022-01-21 江苏科技大学 一种无刷直流电机转子位置的初始扇区检测方法
GB2619694A (en) * 2022-04-26 2023-12-20 Dyson Technology Ltd A method of controlling a brushless permanent magnet motor
CN114732300A (zh) * 2022-04-29 2022-07-12 深圳朗特智能控制股份有限公司 一种食物处理设备及其食物处理方法
KR102672141B1 (ko) * 2022-05-17 2024-06-03 한국기술교육대학교 산학협력단 홀 센서 기반의 로터 위치 추정 시스템 및 방법
CN117639568A (zh) * 2022-08-12 2024-03-01 丹佛斯（天津）有限公司 用于检测电机的转子的初始位置的方法和装置
CN116085295B (zh) * 2023-04-12 2023-07-25 广东美的暖通设备有限公司 压缩机启动状态检测方法、装置及离心压缩机

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1437287A2 (en) * 2002-12-16 2004-07-14 Toyoda Koki Kabushiki Kaisha Electric motor apparatus and power steering system
EP1459436A2 (de) * 2001-12-19 2004-09-22 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum starten eines b rstenlosen gleichstrommotors
EP1983644A2 (en) * 2007-04-20 2008-10-22 Melexis NV Rotor orientation detection in brushless DC motors
CN102497140A (zh) * 2011-12-13 2012-06-13 上海电气集团股份有限公司 一种永磁同步电机无传感器控制算法
CN102045020B (zh) * 2011-01-24 2013-01-23 东元总合科技（杭州）有限公司 永磁电机转子位置检测方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7460441B2 (en) 2007-01-12 2008-12-02 Microchip Technology Incorporated Measuring a long time period
US7764213B2 (en) 2008-07-01 2010-07-27 Microchip Technology Incorporated Current-time digital-to-analog converter
US8421399B2 (en) * 2008-10-24 2013-04-16 Energy Innovative Products, Llc Energy saver delay circuit for AC induction motors

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1459436A2 (de) * 2001-12-19 2004-09-22 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum starten eines b rstenlosen gleichstrommotors
EP1437287A2 (en) * 2002-12-16 2004-07-14 Toyoda Koki Kabushiki Kaisha Electric motor apparatus and power steering system
EP1983644A2 (en) * 2007-04-20 2008-10-22 Melexis NV Rotor orientation detection in brushless DC motors
CN102045020B (zh) * 2011-01-24 2013-01-23 东元总合科技（杭州）有限公司 永磁电机转子位置检测方法
CN102497140A (zh) * 2011-12-13 2012-06-13 上海电气集团股份有限公司 一种永磁同步电机无传感器控制算法

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