CN101399513A

CN101399513A - 旋转机械的控制装置、控制系统以及控制方法

Info

Publication number: CN101399513A
Application number: CNA2008101617588A
Authority: CN
Inventors: 永井一信; 前川佐理
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2007-09-28
Filing date: 2008-09-26
Publication date: 2009-04-01
Anticipated expiration: 2028-09-26
Also published as: JP4950824B2; US20090085508A1; US7859215B2; JP2009089494A; CN101399513B

Abstract

本发明的旋转机械控制装置包括：向旋转变压器供给与PWM周期同步的励磁基准信号的基准信号形成器；与上述PWM周期同步地对上述旋转变压器输出的余弦信号及正弦信号进行A/D转换的A/D转换器；根据2次的A/D转换值计算上述余弦信号及正弦信号的振幅的第1振幅计算器；根据过去的A/D转换值计算上述余弦信号及正弦信号的平均值，根据该平均值与最新A/D转换值的差计算上述余弦信号及正弦信号的振幅的第2振幅计算器；合成通过上述第1及第2振幅计算器得到的各振幅的合成器；根据合成的振幅计算转角的转角计算器；以及，根据计算的转角对上述旋转机械进行PWM控制的PWM控制器。

Description

旋转机械的控制装置、控制系统以及控制方法

技术领域

本发明涉及一种根据旋转变压器的输出信号来检测旋转机械的转角，并对旋转机械的线圈中流过的电流进行PWM控制的旋转机械的控制装置、控制系统以及控制方法。

背景技术

在对向旋转机械例如电动机的通电进行控制的电动机控制装置中，为了使通电相最佳化而需要检测电动机转角的转角检测器。转角检测器一般采用霍尔IC。然而，在想要极力抑制一次旋转中的转矩变动的情况下、或者在控制电动机的停止位置的情况下，为了得到更高的角坐标分辨能力而适合使用旋转变压器。在使用旋转变压器的情况下，需要根据旋转变压器的输出信号得到转角的转换器。作为这种转换器，已知有专用的旋转变压器/数字转换IC(例如多摩川精机株式会社生产的“AU6802”)。

在日本专利公开公报2005-210839号中开示了一种构成，其以降低成本为目的而不使用专用的转换IC地检测电动机转角。图10表示了上述文献中所记载的控制装置的构成。在电动机1上设置有旋转变压器2。驱动控制电动机1的控制装置3由微计算机4、驱动电路5、变换器主电路6、电流检测电路7、同步励磁信号形成电路8、放大器9以及差动放大器10构成。电流检测电路7检测流过电动机1的线圈的电流。微计算机4的A/D转换器12a对电流的检测信号进行A/D转换。

微计算机4的PWM电路11，输出与PWM调制中的载波周期同步的时钟信号S1。同步励磁信号形成电路8根据时钟信号S1形成正弦波状的励磁信号S2。放大器9将励磁信号S2放大而施加到旋转变压器2。

在旋转变压器2输出的余弦信号S3和正弦信号S4被差动放大器10放大后，与载波周期同步地由微计算机4的A/D转换器12b进行A/D转换。微计算机4针对余弦信号S3、正弦信号S4，根据最新数据和前次数据的差来求得余弦数据Dx、正弦数据Dy，并执行函数arctan来计算转子的转角θ。

该转角检测器由于不使用专用的旋转变压器/数字转换IC，因此为低成本。并且，由于进行与离散输入的数据的差相对应的计算，所以在不受旋转变压器2的输出信号S3、S4的温度偏差、差动放大器10或A/D转换器12b的温度偏差的影响这一点上较优秀。

但是，在上述转角检测器中使用离散输入的此次最新数据和前次数据。因此，在其时间差即载波周期或A/D转换周期相对于旋转机械的旋转周期不足够短的情况下，即在旋转机械为高速的情况下，存在发生计算误差而无法得到正确的转角的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种低成本、且无论在低速旋转时还是在高速旋转时都能够正确地检测转角而进行高效率运转的旋转机械的控制装置、控制系统以及控制方法。

本发明的旋转机械的控制装置构成为，具备：

基准信号形成器，形成与PWM周期同步的励磁基准信号，并将该励磁基准信号提供给设置在上述旋转机械上的旋转变压器；

A/D转换器，与上述PWM周期同步地对从上述旋转变压器输出的余弦信号和正弦信号进行A/D转换；

第1振幅计算器，根据上述A/D转换器对上述余弦信号的2次的A/D转换值来计算上述旋转变压器的余弦信号的振幅，并根据上述A/D转换器对上述正弦信号的2次的A/D转换值来计算上述旋转变压器的正弦信号的振幅；

第2振幅计算器，根据上述A/D转换器的过去的A/D转换值来算出上述旋转变压器的余弦信号平均值和正弦信号平均值，根据上述余弦信号平均值与上述A/D转换器对上述余弦信号的最新的A/D转换值的差，计算上述旋转变压器的余弦信号的振幅，根据上述正弦信号平均值与上述A/D转换器对上述正弦信号的最新的A/D转换值的差，计算上述旋转变压器的正弦信号的振幅；

合成器，对通过上述第1振幅计算器得到的上述旋转变压器的余弦信号及正弦信号的振幅、和通过上述第2振幅计算器得到的上述旋转变压器的余弦信号及正弦信号的振幅进行合成；

转角计算器，根据从上述合成器输出的所合成的上述旋转变压器的余弦信号及正弦信号的振幅，来计算上述旋转机械的转角；以及

PWM控制器，根据由上述转角计算器计算的转角，对流过上述旋转机械的线圈的电流进行PWM控制。

当使用通过第1振幅计算器得到的振幅时，可以得到不受在旋转变压器或控制装置中产生的偏差影响的正确的转角。当使用通过第2振幅计算器得到的振幅时，可以得到不受与振幅计算的周期相依存的误差影响的正确的转角。因此，通过将这2个振幅合成，能够同时降低偏差导致的误差和处理周期导致的误差而得到正确的转角。根据本发明，可以在使用旋转范围的这个区域中得到正确的转角，并可高效控制旋转机械。

附图说明

图1是表示本发明第1实施例的电动机控制系统的构成图。

图2是表示同步励磁信号形成电路的构成图。

图3是表示PWM中断处理的流程图

图4是三角波、时钟信号S1、励磁信号S2、余弦信号S3以及正弦信号S4的波形图。

图5是第1振幅计算处理的波形图。

图6是第2振幅计算处理的波形图。

图7是表示与转速ω相对的合成系数P1、P2的图。

图8是表示转角θ的计算误差Q1、Q2的图。

图9是表示本发明第2实施例的、与图7相当的图。

图10是表示现有技术的电动机控制系统的构成图。

具体实施方式

下面参照附图对使用了本发明的第1实施例进行说明。

图1是电动机控制系统的构成图，与图10相同的部分赋予同一符号。该电动机控制系统20，适于控制例如混合动力车辆的驱动电动机和发电机。控制装置21为，根据从旋转变压器2输出的余弦信号S3及正弦信号S4来检测无刷直流电动机1的转角θ，并对电动机1的线圈1u、1v、1w中流动的电流Iu、Iv、Iw进行PWM控制。

控制装置21包括微计算机22、驱动电路5、变换器主电路6、电流检测电路7、同步励磁信号形成电路8、放大器9以及差动放大器10。微计算机22为，CPU读取并执行存储在存储器中的控制程序，由此执行后述的A/D转换处理、振幅计算处理、选择合成处理、转角计算处理、PWM电流控制处理等。

电流检测电路7例如由插入在变换器主电路6的下支路和接地之间的分流电阻构成。微计算机22，经由内置的A/D转换器12a而输入分流电阻的端子间电压，由此检测在电动机1中流动的电流Iu、Iv、Iw。

变换器主电路6是如下的变换器：6个开关元件例如MOSFET6up、6un、…被桥接为3支路结构。微计算机22的PWM电路11，经由驱动电路5将与三相上下支路相对的6个通电信号向MOSFET6up、6un、…输出。由此，对电动机1的线圈1u、1v、1w施加PWM电压。

微计算机22内置的时钟输出电路23，输出与电流控制处理同步的时钟信号S1，作为基准信号形成器的同步励磁信号形成电路8，对该时钟信号S1进行低通滤波，由此形成与PWM周期同步的正弦波状的励磁信号S2。图2表示同步励磁信号形成电路8的构成。所输入的时钟信号S1，在通过了用于除去高次谐波的由电阻和电容构成的低通滤波器50、51、52以及缓冲用的运算放大器53后，被供给到放大器54。插入放大器54内的电容C1是为了除去与基准电位Vr相对的直流成分。并且，通过电阻R1、R2和电容C2，调整作为输出信号的励磁信号S2的振幅和相位。

励磁信号S2，经由放大器9被施加到安装在电动机1上的旋转变压器2的励磁线圈。作为旋转变压器2的输出线圈的余弦线圈以及正弦线圈，分别输出余弦信号S3和正弦信号S4。差动放大器10将余弦信号S3和正弦信号S4分别放大并输出。微计算机22使用内置的A/D转换器12b对余弦信号S3和正弦信号S4进行A/D转换，并在最新数据形成部24中生成根据A/D转换值的余弦信号S3和正弦信号S4的数字数据、即余弦数据Dc和正弦数据Ds。

该余弦数据Dc和正弦数据Ds被分别赋予构成第1振幅计算部25的前次数据保持部26和振幅检测部27、以及构成第2振幅计算部28的平均值计算部29和振幅检测部30。

第1振幅计算部25的振幅检测部27，根据与连续2次的A/D转换值对应的余弦数据Dc和正弦数据Ds，执行得到余弦信号S3的振幅Lc1和正弦信号S4的振幅Ls1的第1振幅计算处理。前次数据保持部26由存储器、寄存器等存储单元构成，并输出将从最新数据形成部24输出的余弦数据Dc和正弦数据Ds迟延了转角计算周期T的余弦数据Dcz和正弦数据Dsz。

第2振幅计算部28，在平均值计算部29中根据过去的A/D转换值来算出余弦信号S3的平均值Nc和正弦信号S4的平均值Ns。第2振幅计算部28，在振幅检测部30中根据平均值Nc与最新数据Dc的差值、以及平均值Ns与最新数据Ds的差值，分别执行得到余弦信号S3的振幅Lc2和正弦信号S4的振幅Ls2的第2振幅计算处理。

合成部31，根据从转速计算部33提供的转速ω，对通过第1振幅计算部25得到的振幅Lc1、Ls1以及通过第2振幅计算部28得到的振幅Lc2、Ls2进行选择以及合成，并执行生成余弦振幅Lc和正弦振幅Ls的选择合成处理。转角计算部32执行根据所合成的余弦振幅Lc和正弦振幅Ls计算转角θ的转角计算处理。转速计算部33根据转角θ计算出转速ω。

微计算机22具备控制部34(PWM控制器)，该控制部34，为了使用所求得的转角θ对电动机1进行矢量控制，而执行根据转速偏差控制q轴电流的转速控制处理，以及根据d轴·q轴电流偏差控制d轴·q轴电压的PWM电流控制处理。

下面对本实施例的作用进行说明。

图4是作为载波的三角波、时钟信号S1、励磁信号S2、余弦信号S3以及正弦信号S4的波形图。时钟输出电路23与三角波同步输出与其相同周期的时钟信号S1。同步励磁信号形成电路8，通过滤波器作用，输出从作为方形波的时钟信号S1除去高次谐波成分及直流成分的励磁信号S2。

磁信号S2经由放大器9被施加于旋转变压器2的励磁线圈。从旋转变压器2输出的余弦信号S3以及正弦信号S4，经由差动放大器10而被提供给微计算机22。同步励磁信号形成电路8的滤波器的迟延时间t1与旋转变压器2的迟延时间t2相结合，而与时钟信号S1相对的余弦信号S3和正弦信号S4的迟延被调整成大致为PWM周期的1/4。这是为了使后述的A/D转换时刻与余弦信号S3以及正弦信号S4的最大振幅时刻一致。

图3是表示微计算机22的CPU与PWM周期同步执行的PWM中断处理的流程图。PWM中断在作为PWM的载波的三角波的波峰(top)以及波谷(bottom)产生。在步骤S1判断是波谷还是波峰中断。在波谷中断时，在步骤S2设时钟信号S1的电平为H电平，并在步骤S3将系数K设定为1。另一方面，在波峰中断时，在步骤S4设时钟信号S1的电平为L电平，在步骤S5将系数K设定为-1。系数K在后述的步骤S8、S11中使用。

然后，CPU在步骤S6使用A/D转换器12b对余弦信号S3和正弦信号S4进行A/D转换，并在步骤S7作为最新数据形成部24的处理而生成最新的余弦数据Dc及正弦数据Ds。然后前进到步骤8，作为振幅检测部27的第1振幅计算处理，使用在前次PWM中断处理的步骤9中保存在前次数据保持部26中的前次的余弦数据Dcz及正弦数据Dsz、和最新的余弦数据Dc及正弦数据Ds，通过以下的公式(1)以及公式(2)来计算余弦振幅Lc1以及正弦振幅Ls1。

余弦振幅Lc1＝(Dc-Dcz)×K …(1)

正弦振幅Ls1＝(Ds-Dsz)×K …(2)

在之后的步骤9，将余弦数据Dc和正弦数据Ds作为余弦数据Dcz和正弦数据Dsz保存到前次数据保持部26。

Dcz＝Dc …(3)

Dsz＝Ds …(4)

以上的步骤S8和S9形成第1振幅计算部25(第1振幅计算步骤)。

图5是第1振幅计算处理的波形图。在各个A/D转换时刻，根据余弦信号S3形成最新的余弦数据Dc，通过最新的余弦数据Dc与前次的余弦数据Dcz的差值得到箭头所示的余弦振幅Lc1。同样，在各个A/D转换时刻，根据正弦信号S4形成最新的正弦数据Ds，通过最新的正弦数据Ds与前次的正弦数据Dsz的差值得到箭头所示的正弦振幅Ls1。

在图3所示的流程图的步骤S10，作为平均值计算部29的处理，通过以下的公式(5)及公式(6)计算余弦数据Dc及正弦数据Ds的中点数据、即余弦平均值Nc和正弦平均值Ns。定数X例如被设定为10000。当定数X过小时，根据此次的中断发生在三角波的波谷还是波峰的不同，会在平均值中产生偏差。并且，当定数X过大时，在平均值的计算中产生迟延。

余弦平均值Nc＝((X-1)Nc+Dc)/X …(5)

正弦平均值Ns＝((X-1)Ns+Ds)/X …(6)

然后前进至步骤S11，作为振幅检测部30的第2振幅计算处理，使用余弦平均值Nc及正弦平均值Ns、和余弦数据Dc及正弦数据Ds，通过以下的公式(7)和公式(8)计算余弦振幅Lc2和正弦振幅Ls2。

余弦振幅Lc2＝(Dc-Nc)×2K …(7)

正弦振幅Ls2＝(Ds-Ns)×2K …(8)

以上的步骤S10和S11形成第2振幅计算部28(第2振幅计算步骤)。

图6是第2振幅计算处理的波形图。在各个A/D转换时刻，根据余弦信号S3形成最新的余弦数据Dc，并使用其计算余弦平均值Nc。然后，通过最新的余弦数据Dc和余弦平均值Nc的差值得到箭头所示的余弦振幅Lc2。图中的箭头以与余弦振幅Lc2的1/2相对应的长度进行表示。同样，在各个A/D转换时刻，根据正弦信号S4形成最新的正弦数据Ds，并使用其计算正弦平均值Ns。然后，通过最新的正弦数据Ds和正弦平均值Ns的差值得到箭头所示的正弦振幅Ls2。图中的箭头以与正弦振幅Ls2的1/2相对应的长度进行表示。

在图3所示的流程图的步骤S12，作为合成部31的振幅选择合成处理，根据余弦振幅Lc1和正弦振幅Ls1、余弦振幅Lc2和正弦振幅Ls2以及合成系数P1、P2，通过以下的公式(9)和公式(10)计算余弦振幅Lc和正弦振幅Ls。对于该选择以及合成的详细将后述。

余弦振幅Lc＝P1×Lc1+P2×Lc2 …(9)

正弦振幅Ls＝P1×Ls1+P2×Ls2 …(10)

然后，在之后的步骤S13，作为转角计算部32的转角计算处理，根据余弦振幅Lc及正弦振幅Ls的大小关系，区分以下8种类型而计算转角θ。

[类型1]Lc≥0且Ls≥0且|Lc|≥|Ls|

转角θ＝arctan(Ls/Lc) …(11)

[类型2]Lc≥0且Ls≥0且|Ls|≥|Lc|

转角θ＝π/2-arctan(Lc/Ls) …(12)

[类型3]Lc<0且Ls≥0且|Ls|≥|Lc|

转角θ＝π/2+arctan(Lc/Ls) …(13)

[类型4]Lc<0且Ls≥0且|Lc|≥|Ls|

转角θ＝π-arctan(Ls/Lc) …(14)

[类型5]Lc<0且Ls<0且|Lc|≥|Ls|

转角θ＝π+arctan(Ls/Lc) …(15)

[类型6]Lc<0且Ls<0且|Ls|≥|Lc|

转角θ＝-π/2-arctan(Lc/Ls) …(16)

[类型7]Lc≥0且Ls<0且|Ls|≥|Lc|

转角θ＝-π/2+arctan(Lc/Ls) …(17)

[类型7]Lc≥0且Ls<0且|Lc|≥|Ls|

转角θ＝-arctan(Ls/Lc) …(18)

这里区分为8种类型的原因是，在函数arctan(反正切)的计算中π/2附近的计算精度较差，因此只使用0～π/4的范围进行计算。

在步骤S14，作为转速计算部33的处理，根据公式(19)计算转速ω。θz是前次计算结果的转角，T是转角计算周期。

转速ω＝(θ-θz)/T …(19)

下面，参照图7、图8对上述步骤S12的旋转变压器振幅的合成中的合成系数P1、P2及其作用进行说明。第1合成系数P1和第2合成系数P2，为0到1范围的值，并具有P1+P2＝1的关系，根据转速ω而如图7所示地确定。图8表示，使用了从第1振幅计算部25输出的余弦振幅Lc1、正弦振幅Ls1时的转角θ的计算误差Q1，以及使用了从第2计算部28输出的余弦振幅Lc2、正弦振幅Ls2时的转角θ的计算误差Q2。

第1振幅计算部25，使用前次的余弦数据Dcz、正弦数据Dsz和此次的余弦数据Dc、正弦数据Ds来计算余弦振幅Lc1、正弦振幅Ls1。因此，计算误差Q1，根据转角计算周期T和转速ω而成为以下的公式(20)。本实施例的转角计算周期T与中断周期即PWM周期的1/2一致。在图8所示的例中，计算误差Q1在转速ωp达到了允许值。

Q1∝(T/2)×ω …(20)

然而，第2振幅计算单位28，根据平均值Nc、Ns与最新的数据Dc、Ds的各差值来计算余弦振幅Lc2、正弦振幅Ls2。因此，计算误差Q2在不受温度变化影响的短时间范围内几乎为零，但是在到控制装置21开始作动而形成平均值Nc、Ns为止的较长时间内变得较大(转角θ的可靠性降低)。

因此，合成单位31在运转开始之后不久以及低速旋转时，选择通过第1振幅计算部25计算的余弦振幅Lc1、正弦振幅Ls1。另一方面，在余弦振幅Lc1、正弦振幅Ls1的误差增大的高速旋转时，选择通过第2振幅计算部28计算的余弦振幅Lc2、正弦振幅Ls2。进行该选择切换的选择转速ωa被确定为：根据转角θ的检测允许值，使用所合成的余弦振幅Lc及正弦振幅Ls时的转角θ的计算误差为检测允许值以下。并且，合成系数P1、P2在以选择转速ωa为中心的适当的速度范围内根据转速ω逐渐变化(在图7中为成比例)，以便所计算的转角θ在选择切换时连续。

并且，在电动机1的旋转中使PWM频率变化时，根据转角计算周期T(本实施方式中为PWM周期的1/2)与旋转周期Tω(＝1/转速ω)的比T/Tω来确定合成系数P1、P2即可。即，合成部31，在T/Tω小于规定值时选择通过第1振幅计算部25计算的余弦振幅Lc1、正弦振幅Ls1，在T/Tω为规定值以上时选择通过第2振幅计算部28计算的余弦振幅Lc2、正弦振幅Ls2。因此，图7所示的合成系数P1、P2的设定类型为，当PWM频率变低(转角周期T变长)时整体向低转速侧(左侧)偏移，当PWM频率变高(转角周期T变短)时整体向高转速侧(右侧)偏移。如上所述，根据转速ω及转角计算周期T来确定合成系数P1、P2。

在图3的流程图中，经由A/D转换器12a向微计算机22输入在步骤S15从电流检测电路7输出的检测信号。由此，识别在电动机1的各相线圈1u、1v、1w流动的电流Iu、Iv、Iw。控制部34，在步骤S15、S16、S17、S18，通过矢量控制对电流进行PWM控制。控制部34，在步骤S16根据检测的转角θ将电流Iu、Iv、Iw转换为d轴、q轴的电流Id、Iq。

控制部34，在步骤S17根据转换电流Id、Iq与指令电流Idr(励磁电流)、Idq(转矩电流)的各差值、即电流偏差ΔId、ΔIq，来进行比例积分(PI)控制，并得到指令电压Vd、Vq。控制部34，在步骤S18根据检测的转角θ将指令电压Vd、Vq转换为对电动机1施加的各相电压Vu、Vv、Vw，并将其设定到PWM电路11。由此，通过检测电流与指令电流的比较计算来决定电压，并执行进行PWM控制的电流控制作动。

如上所述，本实施例的控制装置21具备具有不同误差特性的第1振幅计算部25和第2计算部28。第1振幅计算部25，根据与连续2次的A/D转换值对应的余弦数据Dc及正弦数据Ds，得到余弦振幅Lc1及正弦振幅Ls1。微计算机22在运转开始之后不久及低速运转时，选择该余弦振幅Lc1及正弦振幅Ls1，因此不受旋转变压器2和控制装置21中产生的偏差影响而可得到正确的转角θ。即，不受控制装置21动作开始时的温度偏差等的影响。在电动机1的旋转开始时的温度变化显著时，也不受在旋转变压器2产生的温度偏差等的影响。

第2计算部28，根据过去的A/D转换值求得余弦平均值Nc和正弦平均值Ns，并根据该平均值Nc、Ns与最新的数据Dc、Ds的各差值得到余弦振幅Lc2、正弦振幅Ls2。微计算机22，在车辆加速时、高速运转时等暂时产生的高速旋转时，选择该余弦振幅Lc2和正弦振幅Ls2。由此，不受依存于转角计算周期T的误差的影响而可得到正确的转角θ。

如此，对从2个振幅计算单位25、28输出的振幅Lc1、Ls1、振幅Lc2、Ls2进行选择地合成，能够更加降低偏差导致的误差和转角周期导致的误差。结果，可在使用范围整个区域内得到正确的转角θ，并能够高效率地控制电动机1。并且，能够构成高应答性且高可靠性的电动机控制系统。并且，由于不使用专用的旋转变压器/数字转换IC，因此成本降低。

下面，参照图9对本发明的第2实施例进行说明。

图9是与图7相当的图。合成部31与第1实施例同样在低速旋转时选择余弦振幅Lc1、正弦振幅Ls1。并且，合成系数P1、P2被确定为，在选择转速ωp以上的速度领域，使用所合成的余弦振幅Lc及正弦振幅Ls时的转角θ的计算误差与检测允许值相等。结果，合成系数P1在选择转速ωp以下的速度区域中为1，在选择转速ωp以上的速度区域中逐渐减小。并且，合成系数P2在选择转速ωp以下的速度区域中为0，在选择转速ωp以上的速度区域中逐渐增加。

根据本实施例，在选择转速ωp以上的区域中，对余弦振幅Lc1、正弦振幅Ls1进行选择地合成，以使转角θ的计算误差与检测允许值相等。因此，即使在选择转速ωp以上的区域，根据合成系数P1的大小也可得到低偏差的效果。

另外，本发明不限于上述且图中所示的各实施例，例如可以如下地变形或扩张。

在上述各实施例中，使转角计算周期T为PWM周期的1/2，但也可以为PWM周期的n倍(n为自然数)。

时钟信号S1只要与PWM周期同步，则不需要与作为载波的三角波为相同周期。例如，使时钟信号S1为PWM周期的n倍(n为自然数)的周期，并与此相对，使对余弦信号S3及正弦信号S4进行A/D转换的周期为PWM周期的n/2倍即可。并且，在以电流控制周期为基准而使时钟信号S1为其n倍(n为自然数)的周期时，使A/D转换周期为电流控制周期的n/2倍即可。

合成单位31的选择合成方法不限于上述方法。在微计算机22复位之后不久的规定期间，可以强制地选择第1振幅计算结果。

第1计算部25，也可以根据与如此次的值和前前次(2次前)的值那样非连续的2次的A/D转换值相对应的余弦数据Dc及正弦数据Ds，计算余弦振幅Lc1及正弦振幅Ls1。

在不要求计算精度的高度时，不需要将使用了函数arctan的计算区分为8种类型。

旋转机械可以发电机。并且，也可以是无刷直流电动机以外的电动机。

Claims

1、一种旋转机械的控制装置，具备：

基准信号形成器，形成与PWM周期同步的励磁基准信号，并将该励磁基准信号供给到设置于上述旋转机械上的旋转变压器；

A/D转换器，与上述PWM周期同步地对从上述旋转变压器输出的余弦信号以及正弦信号进行A/D转换；

第1振幅计算器，根据上述A/D转换器对于上述余弦信号的2次的A/D转换值来计算上述旋转变压器的余弦信号的振幅，根据上述A/D转换器对于上述正弦信号的2次的A/D转换值来计算上述旋转变压器的正弦信号的振幅；

第2振幅计算器，根据上述A/D转换器过去的A/D转换值来计算上述旋转变压器的余弦信号的平均值以及正弦信号的平均值，根据上述余弦信号的平均值与上述A/D转换器对于上述余弦信号的最新的A/D转换值的差来计算上述旋转变压器的余弦信号的振幅，根据上述正弦信号的平均值与上述A/D转换器对于上述正弦信号的最新的A/D转换值的差来计算上述旋转变压器的正弦信号的振幅；

合成器，将通过上述第1振幅计算器得到的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅、与通过上述第2振幅计算器得到的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅进行合成；

转角计算器，根据从上述合成器输出的合成后的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅，计算上述旋转机械的转角；以及

PWM控制器，根据通过上述转角计算器计算的转角，对上述旋转机械的线圈中流动的电流进行PWM控制。

2、如权利要求1所述的旋转机械的控制装置，其中，

上述合成器，使用根据上述旋转机械的转速的合成比，将通过上述第1以及第2振幅计算器得到的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅进行合成。

3、如权利要求2所述的旋转机械的控制装置，其中，

上述合成器，还使用根据上述励磁基准信号的形成周期的合成比，将通过上述第1以及第2振幅计算器得到的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅进行合成。

4、如权利要求2所述的旋转机械的控制装置，其中，

上述合成器，在以选择转速为中心的规定速度范围内，随着上述转速的增加，逐渐减小通过上述第1振幅计算器得到的上述余弦信号以及正弦信号的振幅的合成比例，并且逐渐增加通过上述第2振幅计算器得到的上述余弦信号以及正弦信号的振幅的合成比例；在比上述速度范围低的转速时，将通过上述第1振幅计算器得到的上述余弦信号以及正弦信号的振幅的合成比例设为1；在比上述速度范围高的转速时，将通过上述第2振幅计算器得到的上述余弦信号以及正弦信号的振幅的合成比例设为1。

5、如权利要求2所述的旋转机械的控制装置，其中，

上述合成器，在比选择转速低的转速时，将通过上述第1振幅计算器得到的上述余弦信号以及正弦信号的振幅的合成比例设为1；在上述选择转速以上的转速时，随着上述转速的增加，逐渐减少通过上述第1振幅计算器得到的上述余弦信号以及正弦信号的振幅的合成比例，并且逐渐增加通过上述第2振幅计算器得到的上述余弦信号以及正弦信号的振幅的合成比例。

6、如权利要求4所述的旋转机械的控制装置，其中，

上述选择转速被确定为，在使上述旋转机械旋转的所有转速中，通过上述转角计算器计算的上述旋转机械的转角的误差为检测允许值以下。

7、如权利要求5所述的旋转机械的控制装置，其中，

上述选择转速以上的速度范围中的上述合成比如下确定，即通过上述转角计算器计算的上述旋转机械的转角的误差与检测允许值相等。

8、如权利要求1所述的旋转机械的控制装置，其中，

上述合成器，在低速旋转时选择通过上述第1振幅计算器得到的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅、在高速旋转时选择通过上述第2振幅计算器得到的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅来进行合成。

9、一种旋转机械的控制系统，具备：

旋转机械；

设置于上述旋转机械上的旋转变压器；以及

控制装置，根据从上述旋转变压器输出的余弦信号以及正弦信号来检测上述旋转机械的转角，并对上述旋转机械进行PWM控制；

上述控制装置具备：

基准信号形成器，形成与PWM周期同步的励磁基准信号，并将该励磁基准信号供给到上述旋转变压器；

10、一种旋转机械的控制方法，具备：

A/D转换步骤，向设置于上述旋转机械上的旋转变压器供给与PWM周期同步的励磁基准信号，与上述PWM周期同步地对从上述旋转变压器输出的余弦信号以及正弦信号进行A/D转换；

第1振幅计算步骤，根据上述余弦信号的2次的A/D转换值来计算上述旋转变压器的余弦信号的振幅，根据上述正弦信号的2次的A/D转换值来计算上述旋转变压器的正弦信号的振幅；

第2振幅计算步骤，根据过去所得到的A/D转换值来计算上述旋转变压器的余弦信号的平均值以及正弦信号的平均值，根据上述余弦信号的平均值与上述余弦信号的最新的A/D转换值的差来计算上述旋转变压器的余弦信号的振幅，根据上述正弦信号的平均值与上述正弦信号的最新的A/D转换值的差来计算上述旋转变压器的正弦信号的振幅；

合成步骤，将通过上述第1振幅计算步骤得到的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅、与通过上述第2振幅计算步骤得到的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅进行合成；

转角计算步骤，根据合成后的上述旋转变压器的余弦信号以及正弦信号的振幅来计算上述旋转机械的转角；以及

PWM控制步骤，根据所计算的转角对上述旋转机械的线圈中流动的电流进行PWM控制。