JP2009089494A - 回転機の制御装置、制御システムおよび制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストで、低速回転時のみならず高速回転時においても正確な回転角を検出する。
【解決手段】クロック出力回路２３は、三角波に同期してクロック信号Ｓ１を出力し、同期励磁信号形成回路８は、それを低域濾波して励磁信号Ｓ２を出力する。最新データ形成部２４は、レゾルバ２からの余弦信号Ｓ３と正弦信号Ｓ４から余弦データＤｃと正弦データＤｓを生成する。第１の振幅演算部２５は、連続する２回のＡ／Ｄ変換値に対応した余弦データＤｃと正弦データＤｓに基づいて余弦振幅Ｌc1と正弦振幅Ｌs1を得る。第２の振幅演算部２８は、余弦平均値Ｎｃ、正弦平均値Ｎｓと最新の余弦データＤｃ、正弦データＤｓとの差分に基づいて余弦振幅Ｌc2と正弦振幅Ｌs2を得る。選択合成部３１は、低速回転時に余弦振幅Ｌc1、正弦振幅Ｌs1を選択し、高速回転時に余弦振幅Ｌc2、正弦振幅Ｌs2を選択する。
【選択図】図１

Description

本発明は、レゾルバの出力信号に基づいて回転機の回転角を検出し、回転機の巻線に流れる電流をＰＷＭ制御する回転機の制御装置、制御システムおよび制御方法に関する。

回転機例えばモータへの通電を制御するモータ制御装置は、通電相を最適化するためにモータの回転角を検出する回転角検出手段が必要となる。回転角検出手段としては、ホールＩＣを使用するのが一般的である。しかし、１回転中のトルク変動を極力抑制したい場合、モータの停止位置を制御する場合などには、より高い角度分解能を得るためにレゾルバを使用することが適切である。レゾルバを使用する場合、レゾルバの出力信号から回転角を得るための変換手段が必要となる。この変換手段としては、専用のレゾルバ／デジタル変換ＩＣ（例えば多摩川精機製の“ＡＵ６８０２”）が知られている。

特許文献１には、コストの低減を目的として専用の変換ＩＣを用いることなくモータの回転角を検出する手段が開示されている。図９は、特許文献１に記載された制御装置の構成を示している。モータ１にはレゾルバ２が配設されており、モータ１を駆動制御する制御装置３は、マイクロコンピュータ（マイコン）４、ドライブ回路５、インバータ主回路６、電流検出回路７、同期励磁信号形成回路８、増幅器９および差動増幅器１０から構成されている。電流検出回路７は、モータ１の巻線に流れる電流を検出し、その検出信号は、マイコン４のＡ／Ｄ変換器１２ａによりＡ／Ｄ変換される。

マイコン４のＰＷＭ回路１１は、ＰＷＭ変調における搬送波周期に同期したクロック信号Ｓ１を出力し、同期励磁信号形成回路８は、そのクロック信号Ｓ１を基に正弦波状の励磁信号Ｓ２を形成する。増幅器９は、励磁信号Ｓ２を増幅してレゾルバ２に印加する。

レゾルバ２から出力された余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４は、差動増幅器１０で増幅された後、搬送波周期に同期してマイコン４のＡ／Ｄ変換器１２ｂによりＡ／Ｄ変換される。マイコン４は、余弦信号Ｓ３、正弦信号Ｓ４について最新のデータと前回のデータとの差により余弦データＤｘ、正弦データＤｙを求め、関数arctanを実行してロータの回転角θを演算する。

この回転角検出手段は、専用のレゾルバ／デジタル変換ＩＣを使用しない点で低コストである。さらに、離散的に入力されるデータの差に応じた演算を行っているため、レゾルバ２の出力信号Ｓ３、Ｓ４の温度ドリフト、差動増幅器１０やＡ／Ｄ変換器１２ｂの温度ドリフトの影響を受けない点で優れている。
特開２００５−２１０８３９号公報

上記回転角検出手段では、離散的に入力される今回の最新のデータと前回のデータとを使用する。このため、その時間差つまり搬送波周期やＡ／Ｄ変換周期が、回転機の回転周期に対して十分短くない場合つまり回転機が高速の場合には、演算誤差が発生して正確な回転角が得られないという問題がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、低コストで、且つ、低速回転時のみならず高速回転時においても正確な回転角を検出して高効率運転を可能にする回転機の制御装置、制御システムおよび制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１記載の回転機の制御装置は、
レゾルバから出力される余弦信号および正弦信号に基づいて回転機の回転角を検出し、前記回転機の巻線に流れる電流をＰＷＭ制御する回転機の制御装置において、ＰＷＭ周期に同期した励磁基準信号を形成し前記レゾルバに供給する基準信号形成手段と、前記レゾルバから出力される余弦信号および正弦信号を前記ＰＷＭ周期に同期してＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段による２回のＡ／Ｄ変換値に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の振幅を得る第１の振幅演算手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段による過去のＡ／Ｄ変換値に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の各平均値を算出し、この平均値と前記Ａ／Ｄ変換手段による最新のＡ／Ｄ変換値との差に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の振幅を得る第２の振幅演算手段と、前記第１および第２の振幅演算手段により得られる各振幅を選択し合成する選択合成手段と、この選択合成手段から出力される合成された振幅に基づいて前記回転角を演算する回転角演算手段とを備えていることを特徴とする。

第１の振幅演算手段により得られる振幅を用いると、レゾルバや制御装置に生じるドリフトの影響を受けない正確な回転角が得られる。第２の振幅演算手段により得られる振幅を用いると、振幅演算処理の周期に依存する誤差の影響を受けない正確な回転角が得られる。従って、これら２つの振幅を選択し合成することにより、ドリフトによる誤差および処理周期による誤差をともに低減して正確な回転角を得られる。

本発明によれば、使用回転範囲の全域で正確な回転角が得られ、回転機を高効率に制御できる。

以下、本発明の一実施形態について図１ないし図７を参照しながら説明する。
図１は、電気的ブロックおよび機能的ブロックを組み合わせて示すモータ制御システムの構成図で、図９と同一部分には同一符号を付している。このモータ制御システム２０は、例えばハイブリッド車両における駆動モータや発電機を制御するのに好適である。制御装置２１は、レゾルバ２から出力される余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４に基づいてブラシレスＤＣモータ１（以下、モータ１と称す）の回転角θを検出し、モータ１の巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗをＰＷＭ制御するものである。

制御装置２１は、マイコン２２、ドライブ回路５、インバータ主回路６、電流検出回路７、同期励磁信号形成回路８、増幅器９および差動増幅器１０から構成されている。マイコン２２は、メモリに記憶された制御プログラムをＣＰＵが読み出して実行することにより、後述するＡ／Ｄ変換処理、振幅演算処理、選択合成処理、回転角演算処理、電流制御処理などを実行するようになっている。

電流検出回路７は、例えばインバータ主回路６の下アームとグランドとの間に挿入されたシャント抵抗（図示せず）から構成されている。マイコン２２は、内蔵のＡ／Ｄ変換器１２ａを介してシャント抵抗の端子間電圧を入力することにより、モータ１に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。

インバータ主回路６は、６個のスイッチング素子例えばＭＯＳＦＥＴ６up、６un、…が３アーム構成にブリッジ接続されたインバータである。マイコン２２のＰＷＭ回路１１は、三相上下アームに対する６つの通電信号をドライブ回路５を介してＭＯＳＦＥＴ６up、６un、…に出力し、以ってモータ１の巻線１ｕ、１ｖ、１ｗにＰＷＭ電圧が印加される。

マイコン２２に内蔵されたクロック出力回路２３は、電流制御処理に同期したクロック信号Ｓ１を出力し、同期励磁信号形成回路８（基準信号形成手段に相当）は、そのクロック信号Ｓ１を低域濾波することでＰＷＭ周期に同期した正弦波状の励磁信号Ｓ２を形成する。図２は、同期励磁信号形成回路８の構成を示している。入力されたクロック信号Ｓ１は、高調波を除去するための抵抗とコンデンサからなるローパスフィルタ５０、５１、５２とバッファ用のオペアンプ５３を介した後、増幅器５４に供給される。増幅器５４内のコンデンサＣ１は、基準電位Ｖｒに対する直流成分を除去するために挿入されている。また、抵抗Ｒ１、Ｒ２とコンデンサＣ２によって、出力信号である励磁信号Ｓ２の振幅と位相とが調整される。

励磁信号Ｓ２は、増幅器９を介して、モータ１に取り付けられたレゾルバ２の励磁コイルに印加される。レゾルバ２の出力コイルである余弦コイルおよび正弦コイルは、それぞれ余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４を出力する。差動増幅器１０は、余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４をそれぞれ増幅して出力する。マイコン２２は、内蔵のＡ／Ｄ変換器１２ｂ（Ａ／Ｄ変換手段に相当）を用いて余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４をＡ／Ｄ変換し、最新データ形成部２４においてＡ／Ｄ変換値に基づく余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４のデジタルデータすなわち余弦データＤｃおよび正弦データＤｓを生成する。

この余弦データＤｃおよび正弦データＤｓは、第１の振幅演算部２５（第１の振幅演算手段に相当）を構成する前回データ保持部２６と振幅検出部２７および第２の振幅演算部２８（第２の振幅演算手段に相当）を構成する平均値演算部２９と振幅検出部３０にそれぞれ与えられる。

第１の振幅演算部２５の振幅検出部２７は、連続する２回のＡ／Ｄ変換値に対応した余弦データＤｃおよび正弦データＤｓに基づいて余弦信号Ｓ３の振幅Ｌc1および正弦信号Ｓ４の振幅Ｌs1を得る第１の振幅演算処理を実行する。前回データ保持部２６は、メモリ、レジスタなどの記憶手段により構成されており、最新データ形成部２４から出力される余弦データＤｃおよび正弦データＤｓを回転角演算周期Ｔだけ遅延した余弦データＤczおよび正弦データＤszを出力する。

第２の振幅演算部２８は、平均値演算部２９において過去のＡ／Ｄ変換値に基づいて余弦信号Ｓ３の平均値Ｎｃおよび正弦信号Ｓ４の平均値Ｎｓを算出し、振幅検出部３０において平均値Ｎｃ、Ｎｓと最新のデータＤｃ、Ｄｓとの各差分に基づいて余弦信号Ｓ３の振幅Ｌc2および正弦信号Ｓ４の振幅Ｌs2を得る第２の振幅演算処理を実行する。

選択合成部３１（選択合成手段に相当）は、第１の振幅演算部２５により得られる振幅Ｌc1、Ｌs1および第２の振幅演算部２８により得られる振幅Ｌc2、Ｌs2を、回転速度演算部３３から与えられる回転角θに応じて選択・合成し、余弦振幅Ｌｃおよび正弦振幅Ｌｓを生成する選択合成処理を実行する。回転角演算部３２（回転角演算手段に相当）は、合成されたこれらの余弦振幅Ｌｃおよび正弦振幅Ｌｓから回転角θを演算する回転角演算処理を実行する。回転速度演算部３３は、回転角θに基づいて回転速度ωを算出する。なお、上述した他に、マイコン２２は、求めた回転角θを用いてモータ１をベクトル制御するため、回転速度偏差に基づいてｑ軸電流を制御する回転速度制御処理、およびｄ軸・ｑ軸電流偏差に基づいてｄ軸・ｑ軸電圧を制御する電流制御処理を実行可能となっている。

次に、本実施形態の作用について図３ないし図７も参照しながら説明する。
図４は、搬送波である三角波、クロック信号Ｓ１、励磁信号Ｓ２、余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４の波形図である。クロック出力回路２３は、三角波に同期してこれと同一周期のクロック信号Ｓ１を出力する。同期励磁信号形成回路８は、フィルタ作用により、方形波であるクロック信号Ｓ１から高調波成分および直流成分を除去した励磁信号Ｓ２を出力する。

励磁信号Ｓ２は増幅器９を介してレゾルバ２の励磁コイルに印加され、レゾルバ２から出力された余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４は、差動増幅器１０を介してマイコン２２に与えられる。同期励磁信号形成回路８のフィルタの遅れ時間ｔ１は、レゾルバ２の遅れ時間ｔ２と合わせて、クロック信号Ｓ１に対する余弦信号Ｓ３と正弦信号Ｓ４の遅れがほぼＰＷＭ周期の１／４になるように調整されている。これは、後述するＡ／Ｄ変換タイミングを余弦信号Ｓ３や正弦信号Ｓ４の最大振幅タイミングと一致させるためである。

図３は、マイコン２２のＣＰＵがＰＷＭ周期に同期して実行するＰＷＭ割込処理を示すフローチャートである。ＰＷＭ割込みは、ＰＷＭの搬送波である三角波のボトムおよびトップで発生する。ステップＳ１で、ボトムとトップの何れの割込みかを判定し、ボトムの割込みの場合にはステップＳ２でクロック信号Ｓ１のレベルをＨレベルとし、ステップＳ３で後述するステップＳ８、Ｓ１１で使用する係数Ｋを１に設定する。一方、トップの割込みの場合にはステップＳ４でクロック信号Ｓ１のレベルをＬレベルとし、ステップＳ５で係数Ｋを−１に設定する。

続いて、ステップＳ６でＡ／Ｄ変換器１２ｂを用いて余弦信号Ｓ３と正弦信号Ｓ４をＡ／Ｄ変換し、ステップＳ７で最新データ形成部２４の処理として最新の余弦データＤｃおよび正弦データＤｓを形成する。さらにステップＳ８に移行し、振幅検出部２７の第１の振幅演算処理として、前回のＰＷＭ割込み処理のステップＳ９で前回データ保持部２６に保存された前回の余弦データＤczおよび正弦データＤszと、最新の余弦データＤｃおよび正弦データＤｓを用いて以下の（１）式および（２）式により余弦振幅Ｌc1および正弦振幅Ｌs1を演算する。
余弦振幅Ｌc1＝（Ｄｃ−Ｄcz）×Ｋ …（１）
正弦振幅Ｌs1＝（Ｄｓ−Ｄsz）×Ｋ …（２）

続くステップＳ９で、余弦データＤｃおよび正弦データＤｓを余弦データＤczおよび正弦データＤszとして前回データ保持部２６に保存する。
Ｄcz＝Ｄｃ …（３）
Ｄsz＝Ｄｓ …（４）
以上のステップＳ８とＳ９が、第１の振幅演算部２５（第１の振幅演算ステップ）を形成する。

図５は、第１の振幅演算処理に係る波形図である。各Ａ／Ｄ変換タイミングにおいて、余弦信号Ｓ３から最新の余弦データＤｃが形成され、最新の余弦データＤｃと前回の余弦データＤczとの差分により矢印で示した余弦振幅Ｌc1が得られる。同様に、各Ａ／Ｄ変換タイミングにおいて、正弦信号Ｓ４から最新の正弦データＤｓが形成され、最新の正弦データＤｓと前回の正弦データＤszとの差分により矢印で示した正弦振幅Ｌs1が得られる。

さて、図３に示すフローチャートのステップＳ１０では、平均値演算部２９の処理として、以下の（５）式および（６）式により余弦データＤｃおよび正弦データＤｓの中点データとなる余弦平均値Ｎｃおよび正弦平均値Ｎｓを演算する。定数Ｘは、例えば１００００に設定されている。定数Ｘが過小であると、今回の割込みが三角波のボトムとトップの何れで発生したかにより平均値にずれが生じる。また、定数Ｘが過大であると、平均値の演算に遅れが生じる。
余弦平均値Ｎｃ＝（（Ｘ−１）Ｎｃ＋Ｄｃ）／Ｘ …（５）
正弦平均値Ｎｓ＝（（Ｘ−１）Ｎｓ＋Ｄｓ）／Ｘ …（６）

続いてステップＳ１１に移行し、振幅検出部３０の第２の振幅演算処理として、余弦平均値Ｎｃおよび正弦平均値Ｎｓと余弦データＤｃおよび正弦データＤｓを用いて、以下の（７）式および（８）式により余弦振幅Ｌc2および正弦振幅Ｌs2を演算する。
余弦振幅Ｌc2＝（Ｄｃ−Ｎｃ）×２Ｋ …（７）
正弦振幅Ｌs2＝（Ｄｓ−Ｎｓ）×２Ｋ …（８）
以上のステップＳ１０とＳ１１が、第２の振幅演算部２８（第２の振幅演算ステップ）を形成する。

図６は、第２の振幅演算処理に係る波形図である。各Ａ／Ｄ変換タイミングにおいて、余弦信号Ｓ３から最新の余弦データＤｃが形成され、それを用いて余弦平均値Ｎｃが演算される。そして、最新の余弦データＤｃと余弦平均値Ｎｃとの差分により矢印で示した余弦振幅Ｌc2が得られる。矢印は、余弦振幅Ｌc2の１／２に対応した長さで示している。同様に、各Ａ／Ｄ変換タイミングにおいて、正弦信号Ｓ４から最新の正弦データＤｓが形成され、それを用いて正弦平均値Ｎｓが演算される。そして、最新の正弦データＤｓと正弦平均値Ｎｓとの差分により矢印で示した正弦振幅Ｌs2が得られる。矢印は、正弦振幅Ｌs2の１／２に対応した長さで示している。

図３に示すフローチャートのステップＳ１２では、選択合成部３１による振幅の選択合成処理として、余弦振幅Ｌc1と正弦振幅Ｌs1、余弦振幅Ｌc2と正弦振幅Ｌs2、および合成係数Ｐ１、Ｐ２に基づいて、以下の（９）式および（10）式により余弦振幅Ｌｃおよび正弦振幅Ｌｓを演算する。この選択合成作用の詳細は後述する。
余弦振幅Ｌｃ＝Ｐ１×Ｌc1＋Ｐ２×Ｌc2 …（９）
正弦振幅Ｌｓ＝Ｐ１×Ｌs1＋Ｐ２×Ｌs2 …（10）

そして、続くステップＳ１３では、回転角演算部３２の回転角演算処理として、余弦振幅Ｌｃおよび正弦振幅Ｌｓの大小関係に応じて以下の８パターンに区別して回転角θを演算する。
［パターン１］Ｌｃ≧０ 且つ Ｌｓ≧０ 且つ ｜Ｌｃ｜≧｜Ｌｓ｜
回転角θ＝arctan（Ｌｓ／Ｌｃ） …（11）
［パターン２］Ｌｃ≧０ 且つ Ｌｓ≧０ 且つ ｜Ｌｓ｜≧｜Ｌｃ｜
回転角θ＝π／２−arctan（Ｌｃ／Ｌｓ） …（12）
［パターン３］Ｌｃ＜０ 且つ Ｌｓ≧０ 且つ ｜Ｌｓ｜≧｜Ｌｃ｜
回転角θ＝π／２＋arctan（Ｌｃ／Ｌｓ） …（13）
［パターン４］Ｌｃ＜０ 且つ Ｌｓ≧０ 且つ ｜Ｌｃ｜≧｜Ｌｓ｜
回転角θ＝π−arctan（Ｌｓ／Ｌｃ） …（14）
［パターン５］Ｌｃ＜０ 且つ Ｌｓ＜０ 且つ ｜Ｌｃ｜≧｜Ｌｓ｜
回転角θ＝π＋arctan（Ｌｓ／Ｌｃ） …（15）
［パターン６］Ｌｃ＜０ 且つ Ｌｓ＜０ 且つ ｜Ｌｓ｜≧｜Ｌｃ｜
回転角θ＝−π／２−arctan（Ｌｃ／Ｌｓ） …（16）
［パターン７］Ｌｃ≧０ 且つ Ｌｓ＜０ 且つ ｜Ｌｓ｜≧｜Ｌｃ｜
回転角θ＝−π／２＋arctan（Ｌｃ／Ｌｓ） …（17）
［パターン８］Ｌｃ≧０ 且つ Ｌｓ＜０ 且つ ｜Ｌｃ｜≧｜Ｌｓ｜
回転角θ＝−arctan（Ｌｓ／Ｌｃ） …（18）
ここで、８パターンに区別しているのは、関数arctan（アークタンジェント）の計算においてπ／２付近の計算精度が悪いために、０〜π／４の範囲のみを使用して計算を行うためである。

ステップＳ１４では、回転速度演算部３３の処理として（19）式により回転速度ωを演算する。θzは前回演算結果の回転角、Ｔは回転角演算周期である。
回転速度ω＝（θ−θｚ）／Ｔ …（19）

続いて、上記ステップＳ１２のレゾルバ振幅の選択合成における合成係数Ｐ１、Ｐ２とその作用について図７を参照しながら説明する。第１の合成係数Ｐ１と第２の合成係数Ｐ２は、０から１の範囲の値でＰ１＋Ｐ２＝１の関係を有し、回転速度ωに応じて図７（ａ）に示すように定められている。図７（ｂ）は、第１の振幅演算部２５から出力される余弦振幅Ｌc1、正弦振幅Ｌs1を用いた場合の回転角θの演算誤差Ｑ１、および第２の振幅演算部２８から出力される余弦振幅Ｌc2、正弦振幅Ｌs2を用いた場合の回転角θの演算誤差Ｑ２を示している。

第１の振幅演算部２５は、前回の余弦データＤcz、正弦データＤszと今回の余弦データＤｃ、正弦データＤｓとを用いて余弦振幅Ｌc1、正弦振幅Ｌs1を演算する。このため、演算誤差Ｑ１は、回転角演算周期Ｔと回転速度ωに応じて以下の（20）式のようになる。本実施形態の回転角演算周期Ｔは、割込み周期すなわちＰＷＭ周期の１／２に一致しており、図７に示す例では回転速度ωｐにおいて演算誤差Ｑ１が許容値に達する。
Ｑ１∝（Ｔ／２）×ω …（20）

一方、第２の振幅演算部２８は、平均値Ｎｃ、Ｎｓと最新のデータＤｃ、Ｄｓとの各差分に基づいて余弦振幅Ｌc2、正弦振幅Ｌs2を演算する。このため、演算誤差Ｑ２は、温度変化の影響を受けない短い時間範囲では略ゼロとなるが、制御装置２１が動作を開始して平均値Ｎｃ、Ｎｓが形成されるまでの長い期間では大きくなる（回転角θの信頼性が低くなる）。

従って、選択合成部３１は、運転開始直後および低速回転時には、第１の振幅演算部２５により演算された余弦振幅Ｌc1、正弦振幅Ｌs1を選択し、余弦振幅Ｌc1、正弦振幅Ｌs1の誤差が増大する高速回転時には、第２の振幅演算部２８により演算された余弦振幅Ｌc2、正弦振幅Ｌs2を選択して合成する。この選択切替をする選択回転速度ωａは、回転角θの検出許容値に基づいて、合成された余弦振幅Ｌｃおよび正弦振幅Ｌｓを用いた場合の回転角θの演算誤差が検出許容値以下になるように定められている。また、演算された回転角θが選択切替時に不連続にならないように、合成係数Ｐ１、Ｐ２は、選択回転速度ωａを中心とする適当な速度範囲内で回転速度ωに応じて徐々に（図７では比例して）変化する。

同様に、回転角演算周期Ｔが長い場合には、第１の振幅演算部２５により演算された余弦振幅Ｌc1、正弦振幅Ｌs1を選択し、回転角演算周期Ｔが短い場合には、第２の振幅演算部２８により演算された余弦振幅Ｌc2、正弦振幅Ｌs2を選択して合成する。例えばモータ１の回転中にＰＷＭ周波数を変化させる場合には、回転角演算周期Ｔが変化するため、合成係数Ｐ１、Ｐ２を適宜シフトすればよい。以上説明したように、合成係数Ｐ１、Ｐ２は回転速度ωおよび回転角演算周期Ｔに応じて定められる。

図３のフローチャートにおいて、マイコン２２は、ステップＳ１５で電流検出回路７から出力される検出信号をＡ／Ｄ変換器１２ａを介して入力する。これにより、モータ１の各相の巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを認識する。本実施形態では所謂ベクトル制御により電流を制御しており、ステップＳ１６では検出した回転角θに基づいて電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸、ｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。

ステップＳ１７では、変換した電流Ｉｄ、Ｉｑと指令電流Ｉdr（励磁電流）、Ｉdq（トルク電流）との各差分である電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに基づいて比例積分（ＰＩ）制御し、指令電圧Ｖｄ、Ｖｑを得る。ステップＳ１８では、検出した回転角θに基づいて指令電圧Ｖｄ、Ｖｑをモータ１に印加する各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、それをＰＷＭ回路１１に設定する。これにより、検出電流と指令電流との比較演算により電圧を決定しＰＷＭ制御する電流制御動作が実行される。

以上説明したように、本実施形態の制御装置２１は、相異なる誤差特性を持つ第１の振幅演算部２５と第２の振幅演算部２８とを備えている。第１の振幅演算部２５は、連続する２回のＡ／Ｄ変換値に対応した余弦データＤｃおよび正弦データＤｓに基づいて余弦振幅Ｌc1および正弦振幅Ｌs1を得る。マイコン２２は、運転開始直後および低速回転時に、この余弦振幅Ｌc1および正弦振幅Ｌs1を選択するので、レゾルバ２や制御装置２１に生じるドリフトの影響を受けることなく正確な回転角θが得られる。すなわち、制御装置２１の動作開始時における温度ドリフトなどの影響を受けず、モータ１の回転開始時の温度変化の著しいときにレゾルバ２に生じる温度ドリフトなどの影響を受けない。

第２の振幅演算部２８は、過去のＡ／Ｄ変換値に基づいて余弦平均値Ｎｃおよび正弦平均値Ｎｓを求め、この平均値Ｎｃ、Ｎｓと最新のデータＤｃ、Ｄｓとの各差分に基づいて余弦振幅Ｌc2、正弦振幅Ｌs2を得る。マイコン２２は、車両の加速時、高速運転時など一時的に発生する高速回転時に、この余弦振幅Ｌc2および正弦振幅Ｌs2を選択するので、回転角演算周期Ｔに依存する誤差の影響を受けない正確な回転角θが得られる。

このように、２つの振幅演算部２５、２８から出力される振幅Ｌc1、Ｌs1、振幅Ｌc2、Ｌs2を選択して合成することにより、ドリフトによる誤差および回転角演算周期Ｔによる誤差をともに低減できる。その結果、使用範囲全域で正確な回転角θが得られ、モータ１を高効率で制御できる。また、高応答且つ高信頼性のモータ制御システムを構成できる。さらに、専用のレゾルバ／デジタル変換ＩＣを使用しない点で低コストとなる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図８を参照しながら説明する。
図８（ａ）、（ｂ）は、それぞれ図７（ａ）、（ｂ）に相当する図である。選択合成部３１は、第１の実施形態と同様に低速回転時に余弦振幅Ｌc1、正弦振幅Ｌs1を選択する。そして、合成係数Ｐ１、Ｐ２は、選択回転速度ωｐ以上の速度領域で、選択合成された余弦振幅Ｌｃおよび正弦振幅Ｌｓを用いた場合の回転角θの演算誤差が検出許容値に等しくなるように定められている。その結果、合成係数Ｐ１は、選択回転速度ωｐ以下の速度領域で１となり、選択回転速度ωｐ以上の速度領域で徐々に減少する。また、合成係数Ｐ２は、選択回転速度ωｐ以下の速度領域で０となり、選択回転速度ωｐ以上の速度領域で徐々に増加する。

本実施形態によれば、選択回転速度ωｐ以上の領域で、回転角θの演算誤差が検出許容値に等しくなるように余弦振幅Ｌc1、正弦振幅Ｌs1が選択されて合成されるので、選択回転速度ωｐ以上の速度領域でも合成係数Ｐ１の大きさに応じて低ドリフトの効果が得られる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
上記各実施形態では、回転角演算周期ＴをＰＷＭ周期の１／２としたが、ＰＷＭ周期のｎ倍（ｎは自然数）としてもよい。
クロック信号Ｓ１は、ＰＷＭ周期に同期していれば、搬送波である三角波と同一周期である必要はない。例えば、クロック信号Ｓ１を、ＰＷＭ周期のｎ倍（ｎは自然数）の周期とし、それに対して余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４をＡ／Ｄ変換する周期を、ＰＷＭ周期のｎ／２倍とすればよい。また、クロック信号Ｓ１を、電流制御周期を基準としてそのｎ倍（ｎは自然数）の周期にする場合、Ａ／Ｄ変換周期は電流制御周期のｎ／２倍とすればよい。

選択合成部３１による選択合成方法は、上述したものに限られない。マイコン２２のリセット直後の所定期間は強制的に第１の振幅演算結果が選択されるようにしてもよい。
第１の振幅演算部２５は、今回の値と前々回（２回前）の値のように非連続の２回のＡ／Ｄ変換値に対応した余弦データＤｃおよび正弦データＤｓに基づいて余弦振幅Ｌc1および正弦振幅Ｌs1を演算してもよい。

計算精度の高さが要求されない場合には、関数arctanを用いた演算を８つのパターンに区別して行う必要はない。
回転機は発電機であってもよい。また、ブラシレスＤＣモータ以外のモータであってもよい。

本発明の第１の実施形態を示すモータ制御システムの構成図 同期励磁信号形成回路の構成図 ＰＷＭ割込処理を示すフローチャート 三角波、クロック信号Ｓ１、励磁信号Ｓ２、余弦信号Ｓ３および正弦信号Ｓ４の波形図 第１の振幅演算処理に係る波形図 第２の振幅演算処理に係る波形図 （ａ）は回転速度ωに対する合成係数Ｐ１、Ｐ２を示す図、（ｂ）は第１、第２の振幅演算部を用いたときの回転角θの演算誤差Ｑ１、Ｑ２を示す図 本発明の第２の実施形態を示す図７相当図 従来技術を示すモータ制御装置の構成図

符号の説明

図面中、１はブラシレスＤＣモータ（回転機）、２はレゾルバ、８は同期励磁信号形成回路（基準信号形成手段）、１２ｂはＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）、２０はモータ制御システム（回転機の制御システム）、２１は制御装置（回転機の制御装置）、２５は第１の振幅演算部（第１の振幅演算手段）、２８は第２の振幅演算部（第２の振幅演算手段）、３１は選択合成部（選択合成手段）、３２は回転角演算部（回転角演算手段）である。

Claims (6)

1. レゾルバから出力される余弦信号および正弦信号に基づいて回転機の回転角を検出し、前記回転機の巻線に流れる電流をＰＷＭ制御する回転機の制御装置において、
   ＰＷＭ周期に同期した励磁基準信号を形成し前記レゾルバに供給する基準信号形成手段と、
   前記レゾルバから出力される余弦信号および正弦信号を前記ＰＷＭ周期に同期してＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段による２回のＡ／Ｄ変換値に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の振幅を得る第１の振幅演算手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段による過去のＡ／Ｄ変換値に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の各平均値を算出し、この平均値と前記Ａ／Ｄ変換手段による最新のＡ／Ｄ変換値との差に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の振幅を得る第２の振幅演算手段と、
   前記第１および第２の振幅演算手段により得られる各振幅を選択し合成する選択合成手段と、
   この選択合成手段から出力される合成された振幅に基づいて前記回転角を演算する回転角演算手段とを備えていることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記選択合成手段は、前記回転機の回転速度に基づいた合成比により、前記第１および第２の振幅演算手段により得られる各振幅を合成することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記選択合成手段は、前記励磁基準信号の形成周期と前記回転機の回転速度とに基づいた合成比により、前記第１および第２の振幅演算手段により得られる各振幅を合成することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
4. 前記選択合成手段は、低速回転時に前記第１の振幅演算手段により得られる振幅を選択し、高速回転時は前記第２の振幅演算手段により得られる振幅を選択して合成することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の回転機の制御装置。
5. 回転機と、レゾルバと、このレゾルバから出力される余弦信号および正弦信号に基づいて前記回転機の回転角を検出し前記回転機の巻線に流れる電流をＰＷＭ制御する制御装置とを備えた回転機の制御システムにおいて、
   前記制御装置は、
   ＰＷＭ周期に同期した励磁基準信号を形成し前記レゾルバに供給する基準信号形成手段と、
   前記レゾルバから出力される余弦信号および正弦信号を前記ＰＷＭ周期に同期してＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段による２回のＡ／Ｄ変換値に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の振幅を得る第１の振幅演算手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段による過去のＡ／Ｄ変換値に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の各平均値を算出し、この平均値と前記Ａ／Ｄ変換手段による最新のＡ／Ｄ変換値との差に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の振幅を得る第２の振幅演算手段と、
   前記第１および第２の振幅演算手段により得られる各振幅を選択し合成する選択合成手段と、
   この選択合成手段から出力される合成された振幅に基づいて前記回転角を演算する回転角演算手段とを備えていることを特徴とする回転機の制御システム。
6. レゾルバから出力される余弦信号および正弦信号に基づいて回転機の回転角を検出し、前記回転機の巻線に流れる電流をＰＷＭ制御する回転機の制御方法において、
   前記回転角の検出ステップは、
   ＰＷＭ周期に同期した励磁基準信号を前記レゾルバに供給し、前記レゾルバから出力される余弦信号および正弦信号を前記ＰＷＭ周期に同期してＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換ステップと、
   ２回のＡ／Ｄ変換値に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の振幅を得る第１の振幅演算ステップと、
   過去に得られたＡ／Ｄ変換値に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の各平均値を算出し、この平均値と最新のＡ／Ｄ変換値との差に基づいて前記レゾルバの余弦信号および正弦信号の振幅を得る第２の振幅演算ステップと、
   前記第１および第２の振幅演算ステップにより得られる各振幅を選択し合成する選択合成ステップと、
   合成された振幅に基づいて前記回転角を演算する回転角演算ステップとを備えていることを特徴とする回転機の制御方法。

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