CN108482142A - 用于降低具有多个三相电驱动装置的电气化车辆动力传动系统中的噪声的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于降低具有多个三相电驱动装置的电气化车辆动力传动系统中的噪声的系统和方法。电机被配置有至少两组相绕组。多个功率开关被配置为选择性地将电压端子连接到每个相绕组。控制器被配置为：根据每组相绕组的以由开关频率定义的间隔被更新的开关模式来操作功率开关，其中，所述开关模式被更新使得在每个间隔期间所述开关模式是不同的。

Description

用于降低具有多个三相电驱动装置的电气化车辆动力传动系 统中的噪声的系统和方法
技术领域
本申请总体上涉及一种用于驱动电气化车辆中的电机的多逆变器系统的控制系统。
背景技术
电气化车辆(包括混合动力电动车辆(HEV)和电池电动车辆(BEV))依靠牵引电池向用于推进的牵引马达提供电力，并且依靠牵引电池与牵引马达之间的电力逆变器将直流(DC)电转换为交流(AC)电。典型的AC牵引马达是三相马达，三相马达可由三个正弦信号提供电力，所述三个正弦信号中的每个以120度的相位分离被驱动。牵引电池被配置为在特定电压范围内操作，并且提供最大电流。牵引电池可选地被称作高电压电池。然而，电机的改善的性能可通过在不同的电压范围内进行操作来实现，所述电压范围通常高于牵引电池的端电压。同样地，用于驱动车辆电机的电流需求通常被称作高电流。
此外，很多电气化车辆包括DC-DC转换器(还被称作可变电压转换器(VVC))，以将牵引电池的电压转换为电机的操作电压水平。电机(可包括牵引马达和发电机)可能需要高电压和高电流。由于电压需求和电流需求，电池模块和电力电子模块通常持续通信。电池模块提供针对车辆控制算法的信息，所述信息包括电池电压、电池电流和电池荷电状态(SOC)。
发明内容
一种车辆包括电机，所述电机被配置有至少两组相绕组。所述车辆还包括多个功率开关，所述多个功率开关被配置为选择性地将电压端子连接到每个相绕组。所述车辆还包括控制器，所述控制器被配置为：根据每组相绕组的以由开关频率定义的间隔被更新的开关模式来操作功率开关，其中，所述开关模式被更新使得在每个间隔期间所述开关模式是不同的。
一种用于操作具有至少两组相绕组的电机的方法包括：由控制器操作多个功率开关，所述多个功率开关被配置为：根据每组相绕组的以由开关频率定义的间隔被更新的开关模式，选择性地将电压端子连接到每个相绕组，其中，所述开关模式被更新使得在每个间隔期间所述开关模式是不同的。
一种电气化动力传动系统包括电机，所述电机被配置有至少两组相绕组。所述电气化动力传动系统还包括多个功率开关，所述多个功率开关被配置为选择性地将电压端子连接到每个相绕组。所述电气化动力传动系统还包括控制器，所述控制器被配置为：在间隔期间，根据每组相绕组的空间向量调制状态的序列来操作功率开关，所述序列在所述间隔期间针对每组相绕组定义不同的零向量模式。
附图说明
图1是由双电力转换单元驱动的六引线电驱动装置和储能系统的示图。
图2是示出传动系和储能组件的电气化车辆的示图。
图3是电力电子模块的电力逆变器的示图。
图4是包括经由电力逆变器与马达连接的牵引电池和DC-DC转换器的混合动力车辆动力传动系统的示图。
图5是包括经由双电力逆变器与六引线马达连接的牵引电池的混合动力车辆动力传动系统的示图。
图6是与四个电力逆变器连接的混合动力车辆牵引马达的示图。
图7是被用于电机控制的向量空间的示图。
图8是描绘使用两个相邻的预定义向量构建参考向量的示例的示图。
图9是两个逆变器的开关状态的示例性时序图，示例性时序图示出了在开关间隔期间使用不同的开关模式。
图10是两个逆变器的开关状态的示例性时序图，示例性时序图示出了在开关间隔期间使用不同数量的零向量。
图11是用于控制多个逆变器以降低噪声的可行操作序列的流程图。
具体实施方式
在此描述本公开的实施例。然而，将理解的是，所公开的实施例仅为示例，并且其它实施例可采用各种形式和替代形式。附图不必按比例绘制；可夸大或最小化一些特征以示出特定组件的细节。因此，在此公开的具体结构和功能细节不应被解释为具有限制性，而仅仅作为用于教导本领域技术人员以多种形式利用本发明的代表性基础。如本领域普通技术人员将理解的是，参考任一附图示出和描述的各种特征可与在一个或更多个其它附图中示出的特征组合，以产生未明确示出或描述的实施例。示出的特征的组合提供用于典型应用的代表实施例。然而，与本公开的教导一致的特征的各种组合和变型可被期望用于特定的应用或实施方式。
图1描绘了具有电气化动力传动系统的车辆。电气化动力传动系统可包括电驱动装置8，电驱动装置8由第一电力转换单元4和第二电力转换单元6电驱动，第一电力转换单元4和第二电力转换单元6电连接到储能单元2。
储能单元2的电压水平可与电力转换单元4和6的输入电压不同，DC-DC转换器(也被称作可变电压转换器(VVC))可电连接在电力转换单元4和6与储能单元2之间。例如，考虑到电压为200V的储能单元2和需要120kW的功率来提供推进的电驱动装置8。电力转换单元的输入总线可被配置为在提供300A的电流时提供400V的电压或者在提供600A的电流时提供200V的电压，以产生所需要的120kW的电驱动装置功率。电驱动装置8可被配置为适应于在其下进行操作的不同的输入电压。然而，关于选择哪个输入电压的抉择可能受到电力转换单元4和6的电力电子器件的限制。例如，如果200V的储能单元2直接连接到200V/600A的DC总线，则电力转换单元4和6的功率开关必须工作在200V/600A。这种电压/电流组合可能成本过高，因为较低电压下的高电流需求可能由于满足这些规格的功率开关可能昂贵而不够经济节约。相比之下，按照400V/300A操作的功率开关可能性价比更高。为了匹配200V的输入电压和期望的400V的DC总线电压，DC/DC转换器(例如，VVC)可被用于使电压从200V提升至400V。VVC的使用为电气化动力传动系统添加额外的功率开关和电感器，从而增加了尺寸和成本。此外，VVC通常在电力电路中作为级联连接件进行连接，因此，在储能单元充电和放电循环期间产生两次功率损耗。这引起了额外的功率损耗并且降低了车辆燃料经济性。
为了降低成本并改善电气化动力传动系统的封装，期望去除DC/DC转换器(例如，VVC)。然而，需要一种实用且经济的方式来提供电力需求而无需承担高电流组件(例如，用于120kW逆变器的200V/600A组件)的成本。一种解决方案是实现一种并联的电力转换模块结构，所述并联的电力转换模块结构将储能单元的电力分配给电机的多个扇区(section)。电力在缠绕着定子齿的绕组中流动，以在定子齿内感应出磁场。这种电气化动力传动系统构造使得每个电力转换模块4和6被用于将磁场集中在定子齿，定子齿专有地(exclusively)位于电机的单个扇区中。例如，电力转换模块系统将电力分配给第一电力转换模块和第二电力转换模块。第一电力转换模块4仅将电力提供给在电机的第一扇区中的缠绕定子齿的绕组，而第二电力转换模块6仅将电力提供给在电机的第二扇区中的缠绕定子齿的绕组。这里，电机的第一扇区可以是电机的一半，电机的第二扇区可以是电机的另一半。通过与电机的旋转轴重合的平面来限定电机的多个扇区。
图2描绘了可被称作插电式混合动力电动车辆(PHEV)的电气化车辆112。插电式混合动力电动车辆112可包括机械地连接至混合动力传动装置116的一个或更多个电机114。电机114能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置116机械地连接至发动机118。混合动力传动装置116还机械地连接至驱动轴120，驱动轴120机械地连接至车轮122。电机114能在发动机118启动或关闭时提供推进和减速能力。电机114还可用作发电机，并且能够通过回收在摩擦制动系统中通常将作为热损失掉的能量来提供燃料经济性效益。电机114还可通过允许发动机118以更高效的转速运转并允许混合动力电动车辆112在特定状况下以发动机118关闭的电动模式运转而减少车辆排放。电气化车辆112还可以是电池电动车辆(BEV)。在BEV配置中，发动机118可不存在。在其它配置中，电气化车辆112可以是没有插电能力的全混合动力电动车辆(FHEV)。
牵引电池或电池组124储存可被电机114使用的能量。牵引电池124可提供高电压直流电(DC)输出。牵引电池124可电连接至一个或更多个电力电子模块126。一个或更多个接触器142可在断开时将牵引电池124与其它组件隔离，并且可在闭合时将牵引电池124连接到其它组件。电力电子模块126还电连接至电机114，并提供在牵引电池124与电机114之间双向传输能量的能力。例如，牵引电池124可提供DC电压，而电机114可使用三相交流电(AC)来运转。电力电子模块126可将DC电压转换为三相AC电流来运转电机114。在再生模式下，电力电子模块126可将来自用作发电机的电机114的三相AC电流转换为与牵引电池124兼容的DC电压。
车辆112可包括在牵引电池124和电力电子模块126之间电连接的可变电压转换器(VVC)152。VVC 152可以是被配置为增大或升高由牵引电池124提供的电压的DC/DC升压转换器。通过增大电压，电流需求可被降低，从而导致电力电子模块126和电机114的布线尺寸减小。此外，电机114可在更高的效率和更低的损耗下运转。
牵引电池124除了提供用于推进的能量之外，还可为其它车辆电气系统提供能量。车辆112可包括DC/DC转换模块128，DC/DC转换模块128将牵引电池124的高电压DC输出转换成与低电压车辆负载兼容的低电压DC电源。DC/DC转换模块128的输出可电连接至辅助电池130(例如，12V电池)，以用于对辅助电池130进行充电。低电压系统可电连接至辅助电池130。一个或更多个电负载146可连接至高电压总线。电负载146可具有关联的控制器，所述控制器适时地操作并控制电负载146。电负载146的示例可以是风扇、电加热元件和/或空调压缩机。
电气化车辆112可被配置为通过外部电源136对牵引电池124进行再充电。外部电源136可连接到电插座。外部电源136可电连接至充电器或电动车辆供电设备(EVSE)138。外部电源136可以是由公共电力公司提供的配电网或电网。EVSE 138可提供电路和控制，以调节和管理电源136与车辆112之间的能量传输。外部电源136可向EVSE 138提供DC电力或AC电力。EVSE 138可具有用于插入到车辆112的充电端口134中的充电连接器140。充电端口134可以是被配置为从EVSE 138向车辆112传输电力的任何类型的端口。充电端口134可电连接至充电器或车载电力转换模块132。电力转换模块132可对从EVSE 138供应的电力进行调节，以向牵引电池124提供合适的电压水平和电流水平。电力转换模块132可与EVSE 138进行接口连接，以协调对车辆112的电力传输。EVSE连接器140可具有与充电端口134的对应凹槽匹配的引脚。可选地，被描述为电耦合或电连接的各种组件可使用无线感应耦合来传输电力。
可提供一个或更多个车轮制动器144，以使车辆112减速并阻止车辆112移动。车轮制动器144可以是液压致动的、电致动的或者它们的某种组合。车轮制动器144可以是制动系统150的一部分。制动系统150可包括用于操作车轮制动器144的其它组件。为简单起见，附图描绘了制动系统150与车轮制动器144中的一个之间的单一连接。制动系统150与其它车轮制动器144之间的连接被隐含。制动系统150可包括控制器，以监测和协调制动系统150。制动系统150可监测制动组件并控制车轮制动器144以使车辆减速。制动系统150可对驾驶员命令做出响应并且还可自主运转以实现诸如稳定性控制的功能。当制动系统150的控制器被另一控制器或子功能请求时，制动系统150的控制器可实现施加被请求的制动力的方法。
车辆112中的电子模块可经由一个或更多个车辆网络进行通信。车辆网络可包括用于通信的多个信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(CAN)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(IEEE)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并且可包括来自辅助电池130的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过CAN或离散信号进行传输。车辆网络可包括协助在模块之间传输信号和数据的任何硬件组件和软件组件。虽然车辆网络在图1中未被示出，但是可隐含了车辆网络可连接到在车辆112中存在的任何电子模块。可存在车辆系统控制器(VSC)148来协调各个组件的操作。
VVC 152可被配置为升压转换器。VVC 152可包括可通过接触器142连接至牵引电池124的端子的输入端子。VVC 152可包括连接至电力电子模块126的端子的输出端子。VVC152可被操作为使输出端子处的电压高于输入端子处的电压。车辆112可包括监测和控制VVC 152中的多个位置处的电参数(例如，电压和电流)的VVC控制器。在一些配置中，VVC控制器可作为VVC 152的一部分被包括。VVC控制器可确定输出电压基准VVC控制器可基于电参数和电压基准确定足够使VVC 152实现期望的输出电压的控制信号。在一些配置中，控制信号可被实现为脉冲宽度调制(PWM)信号，其中，PWM信号的占空比是变化的。控制信号可在预定频率下进行操作。VVC控制器可使用控制信号来命令VVC 152提供期望的输出电压。操作VVC 152的特定控制信号可与由VVC 152提供的电压升高量直接相关。
参照图2，VVC 152可升高或“提高(step up)”由牵引电池124提供的电力的电势。牵引电池124可提供高电压(HV)DC电力。在一些配置中，牵引电池124可提供150伏特与400伏特之间的电压。接触器142可串联电连接在牵引电池124与VVC 152之间。当接触器142闭合时，HV DC电力可从牵引电池124被传输到VVC 152。输入电容器可与牵引电池124并联电连接。输入电容器可稳定总线电压并减小任何电压纹波和电流纹波。VVC 152可接收HV DC电力，并根据占空比来升高或“提高”输入电压的电势。通常，输出电容器电连接在VVC 152的输出端子与电力电子模块126的输入之间，以稳定总线电压并减小VVC 152的输出处的电压纹波和电流纹波。
参照图3，系统300被提供用于控制电力电子模块(PEM)126。图3的PEM 126被示出为包括多个开关302(例如，IGBT)，所述多个开关302被配置为共同操作为具有第一相桥(phase leg)316、第二相桥318和第三相桥320的逆变器。尽管逆变器被示出为三相转换器，但是逆变器可包括额外的相桥。例如，逆变器可以是四相转换器、五相转换器、六相转换器等。此外，PEM 126可包括多个转换器，PEM 126中的每个逆变器包括三个或更多个相桥。例如，系统300可控制PEM 126中的两个或更多个逆变器。PEM 126还可包括具有高功率开关(例如，IGBT)的DC至DC转换器，以经由升压、降压或它们的组合将电力电子模块输入电压转换为电力电子模块输出电压。
如图3所示，逆变器可以是DC至AC转换器。在操作中，DC至AC转换器通过DC总线304从DC电力链路(power link)306接收DC电力，并将DC电力转换为AC电力。DC总线304可包括正极侧导体304A和负极侧或返回侧导体304B。DC总线304可连接到PEM 126的电压端子322和324。电压端子322和324可提供DC总线304与PEM 126之间的连接点。正极侧导体304A可连接到正极侧电压端子322。负极侧导体304B可连接到负极侧电压端子324。电压端子322和324可连接到PEM 126内的将DC总线304延伸到PEM 126内的导体。AC电力经由相电流ia、ib和ic传输，以驱动AC电机，所述AC电机也被称作电机114(诸如在图3中描绘的三相永磁同步马达(PMSM)114)。在这个示例中，DC电力链路306可连接到DC牵引电池124，以向DC总线304提供DC电力。在另一示例中，逆变器可操作为将来自AC电机114(例如，发电机)的AC电力转换为DC电力的AC至DC转换器，其中，DC总线304可将DC电力提供至DC电力链路306。此外，系统300可控制其它电力电子拓扑结构中的PEM 126。
继续参照图3，逆变器中的相桥316、318和320中的每个均包括功率开关302，功率开关302可由多种类型的可控开关来实现。功率开关302被配置为选择性地将电压端子322和324连接到电机的每个相绕组。在一个实施例中，每个功率开关302可包括二极管和晶体管(例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT))。图3中的二极管被标记为Da1、Da2、Db1、Db2、Dc1和Dc2，而图3的IGBT分别被标记为Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1和Sc2。功率开关Sa1、Sa2、Da1和Da2是三相转换器的相桥A的一部分，相桥A在图3中被标记为第一相桥A 316。类似地，功率开关Sb1、Sb2、Db1和Db2是三相转换器的相桥B 318的一部分，并且功率开关Sc1、Sc2、Dc1和Dc2是三相转换器的相桥C 320的一部分。逆变器可根据逆变器的特定构造而包括任意数量的功率开关302或电路元件。二极管(Dxx)与IGBT(Sxx)并联连接，然而，由于为了适当的操作，极性是相反的，因此该构造通常被称作反向并联连接。这种反向并联构造中的二极管还被称作续流二极管。
如图3所示，可设置电流传感器CSa、CSb和CSc以分别感测相桥316、318和320中的电流。图3示出了与PEM 126分离的电流传感器CSa、CSb和CSc。然而，根据PEM 126的构造，电流传感器CSa、CSb和CSc可被集成为PEM 126的一部分。图3中的电流传感器CSa、CSb和CSc被安装成分别与相桥A、B和C(即，图3中的相桥316、318和320)串联，并分别提供用于系统300的反馈信号ias、ibs和ics(也在图3中示出)。反馈信号ias、ibs和ics可以是由逻辑器件(LD)310处理的原始电流信号，或者可被嵌入关于分别流过相桥316、318和320的电流的数据或信息，或者可利用所述数据或信息进行编码。此外，功率开关302(例如，IGBT)可包括电流感测能力。电流感测能力可包括被配置有可提供表示ias、ibs和ics的数据/信号的电流镜像输出。所述数据/信号可指示分别流过相桥A、B和C的电流的方向、幅值或者方向和幅值两者。
再次参照图3，系统300包括逻辑器件(LD)或控制器310。控制器或LD 310可由多种类型的电子装置和/或基于微处理器的计算机或控制器或者它们的组合来实现。为了实现控制PEM 126的方法，控制器310可执行被嵌入有所述方法或利用所述方法编码并且被存储在易失性存储器312和/或永久性存储器312中的计算机程序或算法。可选地，逻辑可被编码到离散逻辑、微处理器、微控制器或存储在一个或更多个集成电路芯片上的逻辑阵列或门阵列中。如图3中的实施例所示，控制器310接收并处理反馈信号ias、ibs和ics以控制相电流ia、ib和ic，使得相电流ia、ib和ic根据多种电流模式或电压模式流过相桥316、318和320并进入电机114的对应的绕组。例如，电流模式可包括流入和流出DC总线304或DC总线电容器308的相电流ia、ib和ic的模式。图3中的DC总线电容器308被示出为与PEM 126分离。然而，DC总线电容器308可被集成为PEM 126的一部分。
系统还可包括连接到电机114的转速和/或位置反馈传感器326。例如，位置反馈传感器326可以是输出指示旋转角度的信号的旋转变压器。位置反馈传感器326可输出由控制器310接收的信号。控制器310可根据反馈信号确定电机114的旋转角度和电机114的转速。控制器310可包括用于处理、转换、缩放和/或过滤位置反馈信号的接口电路。
如图3所示，诸如计算机可读存储器的存储介质312(以下称为“存储器”)可存储被嵌入有所述方法或利用所述方法编码的计算机程序或算法。此外，存储器312可存储关于PEM 126中的各种操作状况或组件的数据或信息。例如，存储器312可存储关于流过各个相桥316、318和320的电流的数据或信息。如图3所示，存储器312可以是控制器310的一部分。然而，存储器312可被布置在控制器310可访问的任何合适的位置。
如图3所示，控制器310向电力转换器系统126发送至少一个控制信号236。电力转换器系统126接收控制信号236以控制逆变器126的开关模式，从而控制流过各个相桥316、318和320的电流。所述开关模式是逆变器中的功率开关302的开关状态的集合。一般而言，逆变器126的开关模式确定逆变器如何转换DC电力链路306与电机114之间的电力。
为了控制逆变器126的开关配置，逆变器126基于控制信号236将逆变器126中的每个功率开关302的开关状态改变为闭合状态或断开状态。在示出的实施例中，为了将功率开关302切换到闭合状态或断开状态，控制器或LD 310向每个功率开关302提供栅极电压(Vg)，从而驱动每个功率开关302的开关状态。栅极电压Vga1、Vga2、Vgb1、Vgb2、Vgc1和Vgc2(在图3中示出)控制各个功率开关302的开关状态和特性。虽然逆变器在图3中被示出为电压驱动的器件，但是逆变器可以是电流驱动的器件，或者可由将功率开关302在闭合状态与断开状态之间进行切换的其它策略来控制。控制器310可基于电机114的转速、镜像电流或IGBT开关的温度来改变每个IGBT的栅极驱动。栅极驱动的变化可根据多个栅极驱动电流被选择，在所述多个栅极驱动电流中，栅极驱动电流的变化与IGBT开关速度的变化成比例。
还如图3所示，相桥316、318和320中的每个包括两个开关302。然而，在相桥316、318和320中的每个中仅有一个开关可以在不会使DC电力链路306短路的情况下处于闭合状态。因此，在每个相桥中，下方开关的开关状态通常与对应的上方开关的开关状态相反。上方开关通常被称作高侧开关(即，302A、302B、302C)，下方开关通常被称作低侧开关(即，302D、302E、302F)。因此，相桥的高状态指的是相桥中的上方开关处于闭合状态并且下方开关处于断开状态。类似地，相桥的低状态指的是相桥的上方开关处于断开状态并且下方开关处于闭合状态。作为结果，具有电流镜像能力的IGBT可以是所有IGBT、IGBT的子集(例如，Sa1、Sb1、Sc1)或单个IGBT。
在图3中示出的三相转换器示例的激活状态期间会出现两种情况：(1)两个相桥处于高状态，而第三个相桥处于低状态，或者(2)一个相桥处于高状态，而另外两个相桥处于低状态。因此，三相转换器中的一个相桥(可被定义为逆变器的指定激活状态的“参考”相)处于与另外两个具有相同状态的相桥(或者“非参考”相)的状态相反的状态。因此，非参考相在逆变器的激活状态期间均处于高状态或者均处于低状态。
固态器件(SSD)(诸如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或双极结型晶体管(BJT))广泛用于各种车辆应用和工业应用(诸如，电动马达驱动、电力逆变器、DC-DC转换器以及电力模块)。IGBT和MOSFET的操作是电压控制的，其中，所述IGBT和MOSFET的操作是基于施加到IGBT或MOSFET的栅极的电压的，而BJT的操作是电流控制的，其中，所述BJT的操作是基于施加到BJT的基极的电流的。这里，SSD或高功率继电器的使用可被用于控制、改变或调节车辆的电池与电机之间的电流。
图4是包括经由马达逆变器406连接到马达408的牵引电池402和DC-DC转换器404的典型的混合动力车辆动力传动系统400的示图。牵引马达408仅由单个马达逆变器406驱动。牵引马达408与齿轮410和车轴连接，齿轮410和车轴被配置为提供推进力以驱动车轮412A和412B。与行星齿轮416和发电机418连接的内燃发动机414也产生推进力。发电机418可被用于将旋转能转换为电能(通常为AC电力)。AC电力通过发电机逆变器420被转换为DC电力，发电机逆变器420与马达逆变器406并联连接。在这个系统中，逆变器功率是400V/300A下的120kW。电力路径包括串联的两个损耗，DC-DC转换器(例如，VVC)404作为第一损耗，马达逆变器406作为第二损耗。
图5是包括经由两个电力逆变器506A和506B连接到六引线的马达508的牵引电池502的电气化车辆动力传动系统500的示图。这里，马达逆变器506A和506B被用于独立驱动单个牵引马达508。第一个300A的逆变器506A驱动第一组相绕组522。第二个300A的逆变器506B驱动第二组相绕组524。牵引马达508连接到齿轮510和车轴，齿轮510和车轴被配置为提供推进力以驱动车轮512A和512B。与行星齿轮516和发电机518连接的内燃发动机514也产生推进力。发电机518可被用于将旋转能转换为电能(通常为AC电力)。AC电力通过发电机逆变器520转换为DC电力，发电机逆变器520与马达逆变器506A和506B并联连接。这个系统的额定值可以是120kW或(200V/300A)+(200V/300A)，即，马达逆变器506A和506B的功率之和。然而，由于没有DC-DC转换器，因此没有DC-DC转换器功率损耗。此外，图4中的马达逆变器406的功率损耗基本等于马达逆变器506A和506B的功率损耗，并且，在一些配置中，由于流过逆变器的电流更小，使得马达逆变器的功率损耗更小。
图6是具有牵引马达602的混合动力车辆系统600的示图，其中，牵引马达602与四个电力逆变器604A、604B、604C和604D连接。第一个150A的逆变器604A驱动第一组相绕组606。第二个150A的逆变器604B驱动第二组相绕组608。第三个150A的逆变器604C驱动第三组相绕组612。第四个150A的逆变器604D驱动第四组相绕组610。这里，可通过增加用于驱动牵引马达的逆变器的数量来增大用于驱动电机的可用功率。在这个系统中，总功率是120kW或(200V/150A)+(200V/150A)+(200V/150A)+(200V/150A)，即，马达逆变器604A、604B、604C和604D的功率之和，然而，如果使用与马达逆变器506A和506B类似的马达逆变器，则总功率将是240kW或4*(200V/300A)。
逆变器126的控制器310可被配置为实现针对功率开关302的开关控制策略。用于操作功率开关302的不同的开关控制策略是可用的。所述方法可被表征为PWM开关模式和非PWM开关模式。PWM开关模式在功率开关302的栅极驱动处利用PWM信号。PWM开关模式的示例包括空间向量PWM(SVPWM)和不连续PWM(DPWM)。非PWM开关模式的示例包括六步控制和选择性谐波消除(SHE)。开关策略在噪声和开关损耗方面具有不同的特性。此外，控制信号的开关频率可能受到一些开关策略的约束。SVPWM可具有噪声低但损耗大的特性。DPWM开关策略可具有噪声水平和损耗水平中等的特性。六步开关策略可具有噪声量大且损耗小的特性。SHE开关策略可具有噪声低且损耗水平中等的特性。逆变器的典型设计目标是尽可能地使噪声和损耗两者最小化。开关策略的选择通常限定了将被实现的噪声和损耗特性。
在使用多个逆变器来控制单个电机的多三相(MTP)系统中，每个逆变器的开关策略的选择可能是灵活的。如所讨论的，开关控制策略在噪声和损耗水平之间提供不同水平的折衷。在MTP系统的情况下，多于一个的逆变器操作以控制电机的额外的相桥。一个选择是利用相同的控制策略来控制每组相桥。也就是说，针对每组相桥产生相同的开关模式。在这种情况下，所产生的任何电磁噪声对于每组相桥都将是相同的。为了改变噪声特性，可控制相桥组以实现相同的参考电压向量，但是可应用不同的开关模式。例如，可针对逆变器中的一个颠倒开关状态的施加顺序。结果是可以以稍微不同的方式实现相同的电压。每个间隔内的电流和电压的变化率在逆变器之间可以是不同的。这可导致每个逆变器之间的噪声特性的不同。针对逆变器使用共同的开关策略限制系统接收所选择的策略固有的约束。然而，通过以不同的开关控制策略操作每个逆变器，系统可实现在可听噪声、电流纹波和振动方面的改善。
以不同的方式操作每个逆变器的控制策略可降低噪声特征(noisesignature)。在一些配置中，每个逆变器可使用SVPWM策略，在SVPWM策略中，每个逆变器在不同的开关频率下操作。在一些配置中，可使用六步控制策略来控制逆变器中的一个逆变器，而可使用SVPWM策略来控制逆变器中的另一逆变器。在一些配置中，可修改SVPWM控制的逆变器，以产生噪声补偿波形来补偿由六步控制的逆变器产生的噪声。在一些配置中，可使用在相同的开关频率下操作的PWM策略来控制逆变器。例如，一个逆变器可使用SVPWM策略来操作，而另一逆变器使用DPWM策略来操作。结果是每个逆变器产生可能以更低的幅值在频谱上扩展的不同的噪声特征。
通过向相绕组施加三相交流电来操作三相AC电机。参照图3，电机的相桥可被标记为a、b和c。施加到每个相桥的相电流可以以120度的相位角差分离。例如，每个交流相电流可具有相同的幅值，但是具有与其它相桥偏移正120度或负120度的相位角。
从控制的角度来看，出于控制的目的而操纵三个相的量是麻烦的。为了改善这种情况，已经开发各种方法来简化控制策略。向量控制策略是基于通过使用坐标变换将交流三相信号变换为二维DC信号的。可使用第一变换将三相信号变换为二维空间。可在二维坐标系统中执行控制操作。可使用第二变换在三维坐标系统中输出控制信号。针对电机的参考电压或电流向量可被表示为具有α轴702和β轴704的二维向量。这两个轴定义了向量空间。
电机的典型控制策略包括空间向量调制策略。空间向量调制策略可通过确定二维向量空间中的参考电压或电流向量来进行操作。可基于电机的期望的扭矩和转速来计算参考向量。空间向量调制策略可通过基于功率开关302的状态的组合定义开关模式或向量来进行操作。在二维空间内，可定义与功率开关302的开关状态的各种组合对应的特定向量。
表示特定开关状态的向量可在图7所描绘的向量空间700内被表示。例如，第一向量u1 712可沿α轴702被表示。第一向量712还可由被表示为(100)的开关状态进行表示。括号中的三个坐标标识每个相桥的功率开关302的关联状态。每个坐标与不同的相桥对应。第一个坐标与第一相桥(“a”)对应，并且指示功率开关302A和302D的状态。第二个坐标与第二相桥(“b”)对应，并且指示功率开关302B和302E的状态。第三个坐标与第三相桥(“c”)对应，并且指示功率开关302C和302F的状态。坐标值“1”指示功率开关被操作为将关联的相桥连接至与DC总线304连接的正极侧电压端子322。例如，针对第一相桥(“a”)，功率开关302A可在导通状态下操作，功率开关302D可在截止状态下操作。坐标值“0”指示功率开关被操作为将关联的相桥连接至与DC总线304连接的负极侧电压端子324。例如，针对第一相桥(“a”)，功率开关302A可在截止状态下操作，功率开关302D可在导通状态下操作。可类似地针对其它相桥(“b”和“c”)定义状态。表1描绘了针对每个可能的坐标的开关状态。
表1
第二向量u2 714可被定义为具有(110)的开关状态。第三向量u3 716可被定义为具有(010)的开关状态。第四向量u4 718可沿α轴702的负方向被定义为具有(011)的开关状态。第五向量u5 720可被定义为具有(001)的开关状态。第六向量u6 722可被定义为具有(101)的开关状态。向量u1至向量u6可被称作活动向量。第一零向量u0 724可被定义为具有(000)的开关状态。第二零向量u7 726可被定义为具有(111)的开关状态。第一零向量724和第二零向量726使得所有相桥/绕组连接到公共DC总线导体。
参考电流/电压可在向量空间中被表示为上面定义的向量的某种组合。参考可被表示为向量空间中的具有大小和角度(相对于α轴702的角度)的向量。参考向量可在向量空间中作为电机转速的函数而旋转。参考向量角度可以是电机旋转角度的函数。向量的大小可取决于扭矩大小。参考向量可由上面定义的向量的组合形成。获知向量的大小和角度允许上面定义的向量的组合被确定。图8描绘了参考向量V 750的示例。向量V 750可由第一活动向量u1 712和第二活动向量u2 714的组合构成。向量V1 752可沿第一活动向量u1 712被定义，向量V2 754可沿第二活动向量u2 714被定义。向量V1 752和向量V2 754的向量相加得到向量V 750。注意，当参考向量在向量空间中旋转时，参考向量可位于两个不同的空间向量之间。
空间向量调制策略可选择两个最接近参考向量的活动向量。另外，确定每个活动向量被应用的时间量。两个最接近的活动向量可以是参考向量V 750位于其间的两个活动向量。当参考向量750在向量空间中旋转时，将在整个旋转的过程中使用不同的活动向量对。针对每个应用的向量的应用时间可相对于由开关频率定义的间隔(例如，由预定频率定义的时间段)。开关频率定义功率开关302的状态改变的速率。开关周期可被定义为开关频率的倒数。控制器310可计算分配给活动向量和零向量中的每个的开关周期的比例。分配给每个活动向量的开关周期的比例取决于参考向量V 750的大小以及分量向量V1 752和V2754的大小。分配给每个活动向量的开关周期的比例还取决于参考向量V 750在向量空间内的相对角度(例如，V 750与α轴702之间的角度)。
一旦计算出针对每个活动向量的应用持续时间，则可通过应用零向量中的一个或两个持续开关周期内的剩余时间来填充间隔内的任何剩余时间。因此，电机的每个相桥的功率开关302可被切换至导通持续通过空间向量调制策略定义的时间。
功率开关的状态可在每个开关周期被输出。为了实现不同大小的向量，在每个开关周期内应用活动向量和零向量的组合。当参考向量V 750的大小减小时，可向零向量分配开关周期的较大比例。开关频率可定义逆变器输出开关模式的速率。开关模式可以以开关频率被更新。在一些配置中，开关模式可在开关周期(例如，开关频率的倒数)的整数倍时被更新。在这种情况下，开关模式可在开关周期的整数倍时改变，并且随后在开关周期的下一个整数倍期间被输出。
针对每个间隔，取决于参考向量V 750位于哪些向量(上面定义的ux)之间，应用两个或更多个活动状态持续关联的应用时间。可以以任何顺序应用活动状态和零状态持续对应的应用时间，以实现参考电压向量750。在一些应用中，活动向量和零向量的模式可被排序，使得在每个转换处仅有一个功率开关302发生变化。这样的选择可有助于降低开关损耗。
在MTP系统中，超过一个的逆变器运转以控制电机的额外的相桥。例如，参照图5，牵引马达508由逆变器506A和506B控制。一种可行的控制选择是利用相同的控制策略来控制每个相绕组(组522和524)。也就是说，针对每组相绕组产生相同的开关模式。在这种情况下，对于每组相绕组来说，产生的任何噪声将是相同的。为了改变噪声特性，可控制相绕组的组以实现相同的参考电压向量但是对每组相绕组应用不同的开关模式。例如，可针对逆变器中的一个颠倒开关状态的应用顺序。结果是，可实现相同的电压，但采用了稍微不同的方式。电流和电压在每个间隔内的变化率可在逆变器之间略有不同。这可导致每个逆变器之间的噪声特性有所不同。
用于对每组绕组应用不同的开关模式的第一种技术是改变逆变器之间的开关状态的顺序。为了实现上述改变，可选择相同的参考向量、相同的向量和应用时间。可在每个开关间隔内针对每个逆变器以不同的方式应用开关状态。例如，可以以彼此相反的顺序应用开关状态的顺序。净效应(net effect)是实现相同的参考向量，但开关模式不同。因此，每个电机的可听噪声特性将不同。如果使用相同的开关模式，则可听噪声特性会是相同的且效果可以是累加的。也就是说，当使用相同的开关模式时，可感知到更多可听噪声。通过使用不同的开关模式，噪声频谱可被扩展，从而使得噪声的幅值更低。
图9描绘了在一个开关间隔内的可行的开关状态序列，其中，开关状态的序列在控制具有两组相绕组的电机(例如，图5的牵引马达508)的两个逆变器之间翻转。可针对第一组绕组(例如，图5的522)定义第一开关模式800。针对该示例，假设了与图8的V 750类似的参考电压。用于产生参考向量V 750的开关状态包括由u1 712定义的第一活动向量和由u2714定义的第二活动向量的组合。另外，可利用零向量u0 724和u7 726的某种组合。在开关间隔812内，第一开关模式800可包括与活动向量和零向量对应的多个状态。在该示例中，通过应用u0 724持续T1 822的持续时间来实现第一零状态804。第一开关模式800随后改变为第一活动状态806(通过应用向量u1 712实现)并持续T2 824的持续时间。第一开关模式800随后改变为第二活动状态808(通过应用向量u2 714实现)并持续T3 826的持续时间。第一开关模式800随后改变为第二零状态810，第二零状态810通过应用零向量u7 726持续T4 828的持续时间来实现。注意，T1 822、T2824、T3 826和T4828的和等于开关间隔812。
可针对第二组绕组(例如，图5的524)定义第二开关模式802。在开关间隔812内，第二开关模式802也包括与活动向量和零向量对应的多个状态。在该示例中，通过应用向量u7726持续T1 822来实现第一零状态814。第二开关模式802随后改变为第一活动状态816(通过应用向量u2 714实现)，第一活动状态816被应用持续T5 832的持续时间。持续时间T5 832与持续时间T3 826相同。第二开关模式802随后改变为第二活动状态818(通过应用向量u1712实现)并持续T6 830的持续时间。持续时间T6 830与持续时间T2 824相同。第二开关模式802随后改变至第二零状态820，第二零状态820通过应用零向量u0持续T4828的持续时间来实现。
第一开关模式800与第二开关模式802之间的一个差别是在两个模式之间以不同的方式应用零向量。一旦针对开关间隔计算了零向量持续时间，则控制器必须确定如何在两个零向量之间分配零向量持续时间。典型的分配方式是将零向量持续时间划分成处于开关间隔的开始处的第一间隔和处于开关间隔的结束处的第二间隔。一些控制策略(例如，DPWM)可将整个零向量持续时间分配给零向量中的一个。
图10描绘了在开关周期期间针对具有两组相绕组的电机(例如，图5的牵引马达508)的可行开关模式的另一示例。可针对第一组绕组(例如，图5的522)定义第一开关模式850。在开关间隔812内，第一开关模式850可包括与活动向量和零向量对应的多个状态。在该示例中，通过应用u0 724持续T7 862的持续时间来实现第一零状态854。第一开关模式850随后改变为第一活动状态856(通过应用向量u1 712实现)并持续T8864的持续时间。第一开关模式850随后改变为第二活动状态858(通过应用向量u2714实现)并持续T9866的持续时间。第一开关模式850随后改变为第二零状态860，第二零状态860通过应用零向量u7持续T10868的持续时间来实现。注意，T7 862、T8 864、T9 866和T10 868的总和等于开关间隔812。
可针对第二组绕组(例如，图5的524)定义第二开关模式852。在开关间隔812内，第二开关模式852也包括与活动向量和零向量对应的多个状态。在该示例中，通过应用u7 726持续T11 876的持续时间来实现第一零状态870。第二开关模式852随后改变为第一活动状态872(通过应用向量u2 714实现)并持续T12 878的持续时间。持续时间T12 878与持续时间T9866相同。第二开关模式852随后改变为第二活动状态874(通过应用向量u1 712实现)并持续T13 880的持续时间。持续时间T13 880与持续时间T8864相同。第二开关模式852不具有第二零向量状态。
第一开关模式850与第二开关模式852之间的一个差别是每个模式在每个开关间隔812内利用不同数量的零向量。例如，可通过SVPWM策略得到第一开关模式850，并且可通过DPWM策略得到第二开关模式852。两个模式实现相同的参考向量，但使用不同的序列对功率开关302进行切换。结果是每组相绕组的噪声特性是不同的。与使用相同的开关模式对相绕组的组进行切换相比，这样的操作引起不同的可听噪声特性。
注意，后面的开关间隔以类似的方式进行处理。参考向量750将在向量空间中旋转。当参考向量750旋转时，将选择不同的活动向量对。在后面的间隔中，开关状态以及对应的持续时间可随参考向量旋转而变化。
图11描绘了用于控制具有多组相绕组的电机的可行操作序列的流程图。在操作1000，可计算参考向量。可基于期望的动力传动系统扭矩和电机的角位置来计算参考向量。在操作1002，可基于参考向量在向量空间中的位置来确定在下一个开关间隔期间的开关状态。开关状态可被选择以使得参考向量位于选择的开关状态之间。在操作1004，可确定每个开关状态的持续时间。所述持续时间可以是基于参考向量的大小和角度以及沿选择的向量的分量的大小的。在操作1006，可选择零向量状态。零向量选择可取决于正在实施的特定策略。例如，可在每个间隔内仅使用零向量中的一个来控制多组相绕组中的一组，而可使用两个零向量来控制多组相绕组中的另一组。零向量的持续时间也可被计算。在操作1008，可针对每组相绕组产生不同的开关模式。也就是说，针对控制相绕组的组的逆变器中的每个逆变器产生不同的开关模式。在操作1010，在间隔内输出开关模式。根据在开关模式中产生的状态的序列和时序来控制功率开关302。处理随后可在每个间隔被重复执行。
控制器310可被配置为：根据如所描述的针对每组相绕组得出的开关模式来针对每组相绕组操作功率开关302。开关模式可以以由开关频率定义的间隔被更新。为了降噪，控制器310可被配置为针对每组功率开关302选择彼此不同的开关模式。也就是说，在每个间隔内以不同的开关模式控制与每组相绕组关联的功率开关。当开关模式在由开关频率定义的间隔期间使用不同的序列时，开关模式被认为是不同的。如果相同的序列在时间上移位(例如，一个模式相对于另一个模式发生相移)，则开关模式不被认为是不同的。
开关模式针对与每组相绕组对应的每个功率开关定义操作状态的序列。开关模式还定义每个操作状态的持续时间。开关模式可被选择，以在每组相绕组内实现间隔期间的相同的平均电流或电压。开关模式状态和持续时间被用于控制功率开关的栅极驱动，以控制每组相绕组的电压和电流。
控制器310可被配置为基于在每个间隔内对零向量的选择而区分开关模式。零向量对应于这些开关模式，在这些开关模式下，所有功率开关被操作以将与某组关联的所有相绕组连接到公共电压端子持续某持续时间。一种用于区分开关模式的方法是在间隔内针对每组相绕组使用不同的零向量。另外，可使用不同的零向量序列。例如，可应用零向量使得每个相绕组不在同一时间输出相同的零向量。另一种用于区分开关模式的方法是针对每组相绕组使用不同数量的零向量。例如，一组相绕组可使用一个零向量，而另一组相绕组可在同一间隔期间使用两个零向量。
逆变器和电机的操作策略的目标是使由动力传动系统产生的可听噪声的量最小化。由电气化动力传动系统发出的可听噪声可受逆变器的操作频率(也就是，PWM信号操作的频率)的影响。另外，在由频率的倒数定义的间隔内的开关模式也可影响可听噪声。例如，使用完全相同的开关模式对两个逆变器进行操作会对可听噪声产生累加效应。两个逆变器可产生相同模式的可听噪声。通过在间隔内以不同的开关模式对逆变器进行操作可导致由逆变器产生的可听噪声的模式的差异。通过产生不同的可听噪声模式，得到的可听噪声的总和可以不那么明显或者以更小的幅值在更宽的频谱上扩展。
在此公开的处理、方法或算法可被传送到处理装置、控制器或计算机，或者通过所述处理装置、控制器或计算机实现，其中，所述处理装置、控制器或计算机可包括任何现有的可编程电子控制单元或专用电子控制单元。类似地，所述处理、方法或算法可以以多种形式被存储为可由控制器或计算机执行的数据和指令，其中，所述多种形式包括但不限于信息永久地存储在非可写存储介质(诸如，只读存储器(ROM)装置)中以及信息可变地存储在可写存储介质(诸如，软盘、磁带、致密盘(CD)、随机存取存储器(RAM)装置以及其它磁介质和光学介质)中。所述处理、方法或算法也可在软件可执行对象中实现。可选地，可使用适当的硬件组件(诸如，专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、状态机、控制器或者其它硬件组件或装置)或者硬件组件、软件组件和固件组件的组合来整体或部分地实现所述处理、方法或算法。
虽然以上描述了示例性实施例，但是并不意在这些实施例描述权利要求所涵盖的所有可能形式。说明书中所使用的词语是描述性词语而非限制性词语，并且应理解的是，可在不脱离本公开的精神和范围的情况下做出各种改变。如前所述，可将各个实施例的特征进行组合以形成本发明的可能未被明确描述或示出的进一步的实施例。尽管针对一个或更多个期望特性，各个实施例可能已经被描述为提供优点或优于其它实施例或现有技术的实施方式，但是本领域普通技术人员应认识到，根据具体的应用和实施方式，一个或更多个特征或特性可被折衷以实现期望的整体系统属性。这些属性可包括但不限于成本、强度、耐用性、生命周期成本、市场性、外观、包装、尺寸、可维护性、重量、可制造性、装配的容易性等。因此，被描述为在一个或更多个特性方面不如其它实施例或现有技术的实施方式的实施例并非在本公开的范围之外，并且可被期望用于特定的应用。

Claims (19)

1.一种车辆，包括：
电机，被配置有至少两组相绕组；
多个功率开关，被配置为选择性地将电压端子连接到每个相绕组；
控制器，被配置为：根据每组相绕组的以由开关频率定义的间隔被更新的开关模式来操作功率开关，其中，所述开关模式被更新使得在每个间隔期间所述开关模式是不同的。
2.如权利要求1所述的车辆，其中，所述开关模式定义与所述至少两组相绕组中的一组对应的每个功率开关的操作状态的序列。
3.如权利要求2所述的车辆，其中，所述开关模式还定义每个操作状态的持续时间。
4.如权利要求1所述的车辆，其中，所述开关模式定义一个或更多个零状态，所述一个或更多个零状态是以下的操作状态，针对所述操作状态，与所述至少两组相绕组中的一组对应的功率开关被操作以将所述至少两组相绕组中的所述一组的所有相绕组连接到公共电压端子持续一段持续时间。
5.如权利要求4所述的车辆，其中，所述开关模式在每个间隔期间定义不同的零状态。
6.如权利要求4所述的车辆，其中，所述开关模式在每个间隔期间定义不同数量的零状态。
7.如权利要求1所述的车辆，其中，所述间隔由周期的整数倍定义，所述周期由所述开关频率定义。
8.一种用于操作具有至少两组相绕组的电机的方法，包括：
由控制器操作多个功率开关，所述多个功率开关被配置为：根据每组相绕组的以由开关频率定义的间隔被更新的开关模式，选择性地将电压端子连接到每个相绕组，其中，所述开关模式被更新使得在每个间隔期间所述开关模式是不同的。
9.如权利要求8所述的方法，还包括，其中，所述开关模式定义一个或更多个零状态，所述一个或更多个零状态是以下的操作状态，在所述操作状态期间，与所述至少两组相绕组中的一组对应的功率开关被操作以将所述至少两组相绕组中的所述一组的所有相绕组连接到公共电压端子持续一段持续时间。
10.如权利要求9所述的方法，其中，所述开关模式在每个间隔期间定义不同的零状态。
11.如权利要求9所述的方法，其中，所述开关模式在每个间隔期间定义不同数量的零状态。
12.如权利要求8所述的方法，还包括：由控制器通过周期的整数倍对所述开关模式进行更新，所述周期由所述开关频率定义。
13.一种电气化动力传动系统，包括：
电机，被配置有至少两组相绕组；
多个功率开关，被配置为选择性地将电压端子连接到每个相绕组；
控制器，被配置为：在间隔期间，根据每组相绕组的空间向量调制状态的序列来操作功率开关，所述序列在所述间隔期间针对每组相绕组定义不同的零向量模式。
14.如权利要求13所述的电气化动力传动系统，其中，零向量模式定义一个或更多个零向量，其中，与所述至少两组相绕组中的一组关联的所有功率开关被操作以将所有关联的绕组连接到电压端子中的公共电压端子。
15.如权利要求13所述的电气化动力传动系统，其中，控制器还被配置为：针对每个序列产生零向量模式，使得每个序列在间隔期间定义不同数量的零向量。
16.如权利要求13所述的电气化动力传动系统，其中，控制器还被配置为：针对每个序列产生零向量模式，使得不存在两个序列定义在间隔期间同时输出相同的零向量的零向量模式。
17.如权利要求13所述的电气化动力传动系统，其中，间隔对应于与功率开关的开关频率关联的周期。
18.如权利要求17所述的电气化动力传动系统，其中，控制器还被配置为：以与所述周期的整数倍对应的速率对所述序列进行更新。
19.如权利要求13所述的电气化动力传动系统，其中，控制器还被配置为：产生所述序列，以实现所述间隔期间的相同的平均电流。
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