CN103780172A - 用于在启动期间校准永磁无刷电机的无传感器控制的电路与方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种用于控制无传感器BLDC中的电机切换的系统，所述无传感器BLDC具有有三个定子绕组的定子和永磁转子。系统包括控制器单元，所述控制器单元包含控制信号发生器、存储器装置、处理单元、信号采集装置和模数转换器。通过控制器单元控制的功率级具有多个开关，并且所述功率级用脉冲宽度调制信号驱动三个定子绕组中的两个绕组并留下三个定子绕组中的一个定子未受驱动。处理单元获得未驱动绕组上的解调制的测量电压。处理单元计算阈值，当解调制的测量的电压超过阀值时，功率级将在所述阈值下改变三个定子绕组中受驱动的两个绕组。

Description

用于在启动期间校准永磁无刷电机的无传感器控制的电路与方法
交叉引用
本申请案是2013年3月13日申请的标题为“Circuit and Method forSensorless Control of a Permanent Magnet Brushless Motor During Start-up”的美国申请案第13/800,327号的部分接续申请案，且本申请案请求2012年5月25日申请的标题为“Circuit and Method for Sensorless Control of a Brushless MotorDuring Start-up”的美国临时申请案第61/651,736号以及2012年8月23日申请的标题为“Method for Estimation of Current Influence on Motor VoltageResponse”的美国临时申请案第61/692,551号的权益，所述美国临时申请案全文以引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明通常涉及电机控制器，且更特定而言，涉及在启动期间校准永磁无刷电机的无传感器控制的系统和方法。
背景技术
有传感器的无刷电机技术是众所周知的且有益于低速下的最小缺陷控制和可靠旋转。有传感器的系统具有一或多个传感器，所述一或多个传感器与电机控制器连续通信，为所述电机控制器指示转子所处位置、转子的转速及转子是向前转还是反向转。有传感器的系统中的传感器增加成本并提供可破损或磨损的额外零件，增加耐久性和可靠性问题。无传感器系统可读取电源连接中的电流脉冲来确定旋转和速度。无传感器系统趋向于能够控制在较高速度（例如，每分钟转数（“RPM”））下的电机，但可能在极低的启动速度下遭受在负载下的“抖动”，导致性能不如有传感器的无刷电机。
抖动是无传感器无刷电机系统在初始启动速度下发生且通常在电机获得足够速度后就不再存在的现象。抖动产生的原因是，在低速或零速下，无传感器算法没有足够的信息来决定激励哪个绕组及以何种顺序激励绕组。用于启动无传感器系统的一种常见解决方案是激励一个绕组对来将转子锁定在已知位置。随后以预定义速率和PWM占空比换向电机绕组，直到转子达到用于使无传感器控制参与的足够高的速度。然而，尤其在存在随时间变化的负载时，即使是此解决方案也将在启动期间导致抖动。对于具有最小初始转矩或可预测的初始转矩的负载，可减少抖动或使抖动难以察觉。然而，一些电机应用/使用情景（例如使电动自行车开始上坡）需要用于启动的显著转矩，并且初始转矩是非常不可预测的。无传感器无刷电机系统的使用有时受阻于低速高转矩操作，例如电动车辆/自行车的攀岩或复杂和精细的场地赛，因为在这些困难情境中，可发生显著抖动并可能导致电机过早烧毁。
图1是处于三相功率级的电机控制系统10的方块图，如先前技术中所知。许多三相电机控制系统10包括具有控制信号发生器12的控制器、栅极驱动器14及功率级16。在无传感器控制情况下，还包括反馈电路，具体来说，为检测网络18和电流感测电路20，所述电流感测电路20利用感测电阻器RSENSE。一般来说，无传感器控制的目标是检测电机对施加的脉冲宽度调制（PWM）源电压Vpwr的响应来识别转子位置和运动。
类似地，电流感测电路20可用于检测横越受驱动绕组的电机电流的幅值和方向。经常使用低侧分流监控。图1图示用于低侧监控的常用配置。本领域技术人员可容易采用替代性电流感测技术，例如监控（包括高侧监控）每个逆变器支路中的相电流，且此替代性技术是本领域一般技术人员所熟知的。
控制信号产生器12通常由低电压源供电。因此，栅极驱动器14的功能包括将低电压控制信号移位到匹配功率级16的输入要求的电平。功率级16包括半导体开关装置。图1中图示MOSFET，但可使用其他装置，例如绝缘栅极双极型晶体管（insulated gate bipolar transistors；IGBT）。可使控制信号产生来自电源Vpwr的梯形（又称为方块或6步换向）或正弦波驱动。脉冲宽度调制通常在无刷DC（BLDC）电机控制中与梯形驱动一起使用。要求较低声频噪音或较低转矩波动的系统得益于正弦波驱动。
关于PWM驱动技术的本领域技术人员理解产生梯形控制、正弦波控制或其他控制的各种模式。可通过电机相和/或一或多个相电流上的电压检测电机对PWM驱动的响应。
如图1中所示，对于无刷DC电机控制，驱动功率级16，以使得电流流入第一电机相（例如，U相）中并离开第二电机相（例如，V相）。电机30中的转子（未图示）位置指定驱动哪个相位对来力图实现转子的最大转矩和平滑（无抖动）旋转。反馈控制用于推断转子位置。
图2是Y形连接电机30的图示说明，如先前技术中所知。所述图示说明中的Y形连接电机30具有单极对永磁转子32，所述单极对永磁转子32经定位以使得所述单极对永磁转子32的南极34接近U相36的绕组。在所述条件下，对本领域技术人员而言显而易见的是，W相38和V相40是适合驱动以便发起转子32旋转的相位对。永磁转子32的极性确定流经相位的电流的方向。因此，功率级16将W相38连接至Vpwr并将V相40连接至地面24，导致电流流入W相38中并离开V相40，如用电流箭头所表示。如图2中所示，电流流经线圈W相38和V相40的净效应是电磁体的形成，所述电磁体具有W相38处的北极和V相40处的南极。此电磁体在永磁N极42和形成在W相38处的电磁N极之间产生排斥力，并在永磁N极42和形成在V相38处的电磁S极之间产生吸引力。
由于N极和S极相互吸引，如果电磁体在此电流流动配置中持续足够长的时间，那么所得的转矩将使永磁N极42立即移动到V相40之后的位置并使永磁S极34立即移动到W相之前的位置，且将停止永磁转子32的旋转。为了保持永磁转子32的旋转，必须将功率级16换向到新的相位对。最佳换向点是转子位置相对于未驱动相位（未由Vpwr驱动的相位）的线圈的函数。在图2中，U相36是未驱动相位。理想情况下，转子角度将相对于与未驱动相位的线圈的对准跨越-30°到+30°。由于此60°的跨度是一次电气转动的六分之一，所以所述60°的跨度通常被称为一个六分周。
图3是由表1进一步定义的6步换向方法，如先前技术中所知。考虑到图2中所示的条件，在表1中概述且在图3中进一步图示通常被称为6步换向方法的步骤顺序的高级描述。
表1：用于图2中所示的Y形连接电机的六步换向顺序图2
顺序步骤 被驱动相位对 相对于相位的N极位置 转子角度
0 WV W+30°到V-30° 1.25-1.75
1 WU V-30°到V+30° 1.75-2.25
2 VU V+30°到U-30° 2.25-2.75
3 VW U-30°到U+30° 2.75-0.25
4 UW U+30°到W-30° 0.25-0.75
5 UV W-30°到W+30° 0.75-1.25
6步换向顺序导致一次电气转动。考虑到此简化的实例，应理解，当此六步方法完成时，将驱动被适当驱动的永磁转子进行一次机械转动。极对数量的增加导致每次机械转动的电气转动的数量的等量增加。比较表1和图2，应理解，图2图示顺序步骤0，其中从W相38推动永磁N极42并由吸引力拉到V相40。当永磁S极34到达U+30°位置时，功率级16换向到驱动电流从W相38到U相36的顺序步骤1，致使U相变成电磁S极。因此，U相36排斥或推动永磁S极34，且相38吸引S极，从而继续永磁转子32的顺时针运动。
其他人已经研发在启动期间无刷电机的无传感器控制的解决方案，同时所述解决方案涉及用于磁碟驱动器、光碟（compact disk；“CD”）驱动器及数字视频光盘/数字通用光盘（digital video disk/digital versatile disk；“DVD”）驱动器的主轴电机。然而，CD和DVD在启动期间不为转子转动提供显著的或变化的电阻。因为初始转矩是可预测的，所以可显著预编程性能参数。其他电机（例如用于电动踏板车的电机）可具有施加到电机的变化电阻。例如，为用于电动踏板车的电机确定的转矩可取决于电动踏板车上的重量和踏板车是面对斜坡、斜面还是在水平表面上。理想的，电机将在启动时刻校准以允许电机适当地补偿操作条件。
因此，迄今为止，行业中存在对于解决上述缺陷和不足的未解决的需求。
发明内容
本发明的实施方式提供用于校准电机控制器以有效识别换向电平的系统和方法。以构架简略地描述，除其他实施方式之外，系统的一个实施方式可如以下实施。系统控制无传感器BLDC中的电机切换，所述无传感器BLDC具有有三个定子绕组的定子和永磁转子。系统包括控制器单元，所述控制器单元包含控制信号发生器、存储器装置、处理单元、信号采集装置和模数转换器。由控制器单元控制的功率级具有多个开关，并且所述功率级用脉冲宽度调制信号驱动三个定子绕组中的两个绕组并留下三个定子绕组中的一个定子未受驱动。处理单元获得未驱动绕组上的解调制的测量电压。处理单元计算阈值，当解调制的测量电压超过阈值时，功率级将在所述阈值下改变三个定子绕组中受驱动的两个绕组。
本发明也可被看作提供用于校准电机控制器以有效地识别无传感器BLDC电机中的换向电平的方法。在这点上，除其他实施方式之外，所述方法的一个实施方式可通过以下步骤广泛地概括：获得未驱动绕组上的解调制的测量电压；以及设定阈值，当所述解调制测量的电压超过所述阈值时，电机将在所述阈值下切换三个绕组的集合中的受驱动的两个绕组。
在查阅以下图式和详细说明之后，本发明的其他系统、方法、特征和优点将对或将变得对本领域技术人员显而易见。旨在所有所述额外系统、方法、特征和优点包括在所述描述中、在本发明的范围之内及受到附随权利要求书的保护。
附图说明
参考以下图式将更好地理解本发明的许多方面。图式中的组件未必按比例绘制。而是着重于清楚说明本发明的原理。此外，在图式中，相同的元件符号指代遍及多个视图的相应部件。
图1是处于三相功率级的电机控制系统的方块图，如先前技术中所知。
图2是Y形连接电机的图示说明，如先前技术中所知。
图3是由表1进一步定义的6步换向方法，如先前技术中所知。
图4是根据本发明的示范性实施方式的处于三相功率级的电机控制系统的方块图。
图5是表示图2所示的电机相的解调制信号的图示说明。
图6为表示图2中所示的电机相的解调制信号在高转矩和电流的影响下的图示说明。
图7是根据本发明的示范性实施方式的图6中所示的U相上的解调制未驱动电压的部分的图示说明。
图8是根据本发明的示范性实施方式的示范性电压感测电路的图示说明，所述示范性电压感测电路可结合图4中的电机控制系统使用。
图9是根据本发明的示范性实施方式的示范性电流感测电路的图示说明，所述示范性电压感测电路可结合图4中的电机控制系统使用的。
图10是根据本发明的示范性实施方式的解调制的未驱动相位信号的图示说明，所述解调制的未驱动相位信号与图4的电机控制系统相关联。
图11是根据本发明的示范性实施方式的流程图的图示说明，所述流程图图示使用图4的电机控制系统110的方法。
具体实施方式
图4为根据本发明的示范性实施方式的用于无传感器无刷永磁DC电机30的处于三相功率级116的电机控制系统110的方块图。电机控制系统110包括控制器单元160，所述控制器单元160具有控制信号发生器112、存储器装置162、处理单元164、信号采集装置166及模数转换器170。控制信号发生器112将六个输入馈送到栅极驱动器114中。可由独立电源（未图示）供电的栅极驱动器114控制功率级116中的六个MOSFET开关168。开关的操作决定电流从电源Vpwr流动通过电机30中的定子绕组36、38、40。
电压感测电路118和电流感测电路120用于电机的闭合环路控制。功率级116具有成对分组的6个开关。每一开关对配置为半桥。每一开关具有控制输入。功率级116的输出馈送到3相BLDC电机绕组U36、V40、W38中。功率级116由电压源Vpwr供应，所述电压源Vpwr向绕组U36、绕组V40、绕组W38供应脉冲宽度调制信号。电压源Vpwr的电流返回路径通过电流感测电阻器RSENSE直通地面。用于梯形控制的脉冲宽度调制无刷DC电机30的功率级116通常一次激励三个绕组36、38、40的集合中的两个电机绕组。
在未驱动相位下可获得电压信号。所述电压信号可用于与PWM切换速率同步地解调制未驱动相电压来产生换向信号。当存在近零驱动电流时，换向信号具有1/2电气循环的周期性。所述换向信号的形状与永磁转子32对定子绕组36、38、40的作用有关。可通过仅考虑未驱动相位和PWM的两个不同驱动状态的切换之间的电压差来执行解调制。当将实质上大于零的电流驱动到主动端子对中时，信号具有新增的分量，所述新增的分量具有完整电气循环的周期性。
图5为表示图2和图3中所示的电机相的解调制的未驱动相位信号的图示说明。下标D指示信号来自解调制的未驱动绕组。在此，针对1/2电气循环图示相对于转子角度相互叠加的未驱动相位信号。可通过监控未驱动相位信号和以作为电机电流的函数的值换向来确定适当的换向时间，所述未驱动相位信号来源于解调制的未驱动相位信号。随着电流增加，比较值将改变，但图5表示通过驱动绕组的近零电流。
如图5中所示，虚线UD表示当U相36在换向顺序步骤0期间断开并且用PWM波从Vpwr驱动W相38和V相40时所产生的解调制信号。所述驱动组合为产生x轴上从旋转位置1.25到1.75点的大多数转矩的连接，所述从旋转位置1.25到1.75点为六分周位置。
如果用向右推的转矩驱动电机，当达到1.75点时，电机在适当方向上旋转，并且从WV相到WU相的换向应发生在1.75点处。同样，如果转子在正被顺时针电气驱动时逆时针旋转，例如在山坡上启动电动踏板车，那么UD具有介于1.25与1.75之间的负斜率。如果达到了1.25点，那么应切换到先前的换向相位UV或换向顺序步骤5。所述点与解调制的信号UD相关联，达到分别用于向前或向后换向的1.5或-1.5伏，在图5中图示为THRESHOLD（阈值）。当达到x-轴上的1.75时，在换向到WU相之后，随后将产生与V相40相关联的解调制信号，即VD。如果达到1.25（被迫反向），那么随后将产生与W相相关联的解调制信号，即WD。
如果来自永磁体的换向信号分量占主导地位，则直接确定换向时间。得到来自未驱动相位的换向信号，并且在达到预定值时，使电机提前到下一个相位或先前的相位。因为负载可能在与启动时所需旋转相反的方向上旋转，所以先前的相位超前很重要。对于最大转矩，重要的是换向电平相对精确。
当所需启动转矩高时，需要让实质上大于零的电流通过驱动绕组来产生高转矩。当驱动绕组电流很高时，更难根据未驱动相位信号确定换向断点。当电流已超出近零电平时，换向信号实质上相对于旋转位置变换。
图6是表示图2中所示的电机相的解调制信号在高转矩和电流的影响下的图示说明。在先前识别的换向断点处（当转子角度为1.25和1.75时）的解调制的未驱动绕组（UD）信号的适当值为0V和3V。因此，如图5中所示，如果电机控制器以用于换向的-1.5V和1.5V的阈值操作，则电机将不能获得借助适当电机换向所获得的最大有效转矩。在向前运动的情况下，换向将过早，导致转移到将提供较少转矩的换向顺序步骤。在电机向后旋转的情况下，换向可能太迟而不能根据先前的换向步骤实现高转矩。另外，在略高电流下，可能产生不能完全换向的结果，从而引导控制器错误地尝试在错误的方向上驱动电机。电流对解调制信号的效应对于偶数六分周和奇数六分周（与1、3、5对照的换向顺序步骤0、2、4）可能不同。电机特性指示与偶数六分周相关联的解调制信号的部分随着电流成比例地变化，并且与奇数六分周相关联的解调制信号的部分随着电流成反比列地变化。
图7是根据本发明的示范性实施方式的图6中所示的U相上的解调制未驱动电压的部分的图示说明。本文中所描述的用于电机配置的UD的理想的换向点是在转子角度在1.25和1.75处的时候。如图2中所示，相对于驱动绕组的所述转子位置在顺时针方向上产生最大转矩。然而，在没有传感器定义转子位置的情况下，解调制未驱动电压和阈值用于识别转子何时在1.25和1.75处。在驱动绕组上方的近零安培下，-1.5V和1.5V的阈值为有效的。在图7中，对于在驱动绕组上方的实质上大于零安培的电流，阈值需要为0V和3V。图7仅为大于零的电流的一个示范性图示说明。随着电流变化，UD波改变形状，虽然所述UD波不改变周期性。
同样地，可程序化电机控制器112以修改阈值作为通过驱动绕组的电流的函数，或所述电机控制器112可修改未驱动绕组（例如，UD）中的解调制电压作为电流的函数的表示。如相对于图5的图6中所示，可见可将大约+1.5V的修改值添加到上限阈值和下限阈值以在适当位置换向UD，或者可通过减去大约1.5V来修改UD信号以更好地将解调制电压校准到阈值。如可见，修改的阈值交错有在旋转角度1.25和1.75处的原始UD。类似地，修改的UD与在旋转角度1.25和1.75的原始阈值相交。关于所述概念的另一变化可涉及同时修改UD和阈值。
对阈值和/或解调制电压信号的修改可能比识别适当换向点的所述简单实例更复杂。上限阈值及下限阈值可由不同的值修改并可在相反（正/负）方向上移位。对UD波的修改可包括调整和/或修改波的斜率。可进行对UD波形和/或阈值的修改作为通过驱动相位的电流的函数或作为电压源Vpwr脉冲宽度调制信号的函数，所述电流由电流感测电路或模型撷取。
图8是根据本发明的示范性实施方式的示范性电压感测电路118,所述示范性电压感测电路118可结合图4中的电机控制系统110使用。电压感测电路118放置在功率级输出116和控制器单元信号采集装置166之间的第一控制环路的反馈路径中。电压感测电路118包括电阻器网络，所述电阻器网络包含耦接到一起的电阻R1、R2、R3、R4和R5，如图8所示。电压感测电路118具有连接到三个电机端子U36、V40、W38的三个输入。电压感测电路118叠加来自每个相位36、38、40的电机电压响应并根据对于信号采集166的输入要求的将结果按电平划分。结果包括未驱动相位上的电压。尽管相似的电机控制配置包括电压感测电路118，但所述电路经引导以撷取反EMF信号并定期地过滤掉未驱动相电压来得到更加清晰的反EMF信号。
图9是根据本发明的示范性实施方式的示范性电流感测电路120，所述示范性电流感测电路120可结合图4中的电机控制系统110使用。电流感测电路120放置在电流感测电阻器RSENSE与控制器单元信号采集装置166之间的第二控制环路的反馈路径中。电流感测电路120的电源电压电平与控制器单元160的电源电压电平大致相同。如图4中所示，电流感测电路120包括放大器174，所述放大器174经配置用于横越RSENSE的电压差分测量。设置放大器174的输入共模电压和增益，使得放大器输出在大致中间供应处来促进监控在正反方向上流动的RSENSE电流。
电机控制系统110可用于控制电机30，例如图2中所示的电机30。图10为根据本发明的示范性实施方式的解调未驱动相位信号的图示说明，所述解调制未驱动相位信号与电机控制系统110相关联。信号V和信号W为电机30的两个端子上的驱动信号。图10图示具有补充驱动的占空比为50%的PWM。通常，驱动相电压将为介于接地电压与电源电压之间的值。取决于电机尺寸和构造以及其他因素，典型的切换频率在1kHz到25Khz范围中。在未驱动相位下的信号在图10中图示为信号U。信号U根据转子位置改变，所述转子位置改变定子中的磁场。通过测量在高bn电平和低an电平之间的信号U上的电压差得到解调制未驱动相位信号UD，所述解调制未驱动相位信号UD组成解调制。将所述解调制信号与确定的阈值（例如图5中所示的阈值）比较，且所述解调制信号用于确定换向断点，在换向断点处功率级输出将切换到待驱动的下一个绕组对。图10中UD的图示说明类同于图5中的UD曲线的1.25到1.75转子角度部分。
图11是根据本发明的示范性实施方式的流程图的图示说明，所述流程图图示使用图4的电机控制系统110控制无传感器BLDC电机中的电机切换的方法。应注意，流程图中的任何过程描述或方块应理解为表示包括一或多个指令的模块、区段、代码的部分或步骤，所述一或多个指令用于实施过程中的特定逻辑功能，并且替代实施包括在本发明的范围内，在本发明中，如将由本发明的所属领域中的技术人员理解，根据所涉及的功能性，可自图示或论述的次序（包括实质上同时地或以相反次序）执行功能。
如图11中所示，获得未驱动绕组上的解调制的测量电压。解调制的测量电压可通过以下方式获得：在三个绕组的集合中的两个绕组上驱动脉冲宽度调制信号（方块202）、测量三个绕组的集合中的未驱动绕组的电压（方块204）以及解调制测量的电压（方块206）。设定阈值，当解调制的测量的电压超过阈值时，电机将在所述阈值下切换三个绕组的集合中的受驱动的两个绕组（方块208）。
未驱动相电压可用电压感测电路118和解调制测量，如图10中所示。当解调制测量的电压超过所述阈值时，电机将切换三个绕组的集合中受驱动的两个绕组。可在稍后重复所述过程以更新阈值。在一个实施方式中，当电机启动以由用户使用时，执行所述设定阈值的过程，并且重复所述过程直到转子速度足够基于反EMF计算转子位置，如本领域中所熟知的。类似地，如果在操作期间，转子以反EMF用于转子位置计算的速度操作并且随后减速到反EMF不再有效的水平,那么可重复所述阈值设定过程。通过实时动态地设定阈值，系统能够对改变电机特性和操作条件负责，所述电机特性和操作条件在启动时呈现并在使用期间演变。
如本文中所描述的，电机（例如用于电动踏板车的电机）可具有施加到电机的变化初始转矩。例如，为用于电动踏板车的电机确定的转矩可取决于电动踏板车上的重量和踏板车是面对斜坡、斜面还是在水平表面上。因此，在电机开始施加转矩时，对于启动，获得解调制的测量电压是有用的。更详细地说，在用电机施加转矩之前，对于电机的每一次启动，获得解调制的测量电压是有用的。过程可花较短时间，（例如，所述时间为电机开始施加转矩之前由用户启动时的几秒钟），从而允许电机控制器实时收集信息，以为了更好的用户体验显著减轻电机的抖动。
从电源Vpwr提供初始脉冲宽度调制信号以施加近零电流到驱动绕组，所述驱动绕组将提供允许电机控制器计算近零换向阈值的解调制的测量电压。通过维持低驱动电流，电机控制器可运行完6步换向顺序而不显著移动转子。例如，见图5，可见针对所述特定电机配置的大约2.5V的UD值以及大约0V的VD值和大约-2.5V的WD值指示转子角度位置大约为2.0，换向顺序步骤1将从所述位置提供最初转矩。
可从电源Vpwr提供另一脉冲宽度调制信号以施加实质上大于零的电流到驱动绕组，所述驱动绕组将提供允许电机控制器计算对解调制的测量电压的电流效应的解调制的测量电压。脉冲宽度调制信号可具有50%的占空比。当电流为实质上大于零时，可预期电流的延长应用将转矩施加到转子。为实现最小转子运动的初始校准，针对每一换向顺序步骤施加有限数量的脉冲宽度调制信号循环是有用的。见图6，可见针对所述特定电机配置的大约4V的UD值以及大约0V的VD值和大约-1.6V的WD值指示转子角度位置大约为2.0。更确切地说，电机控制器可校准电机上的驱动绕组中的电流影响。
在启动时，在收集信息和校准系数以考虑实质上大于零的电流同时，据信，如果转子（并且因此滑板车、钻头或类似电机驱动产品）保持静止，用户将更舒适。保持低电流并限制来自电源Vpwr的脉冲宽度调制信号的持续时间将对实现所述目标有用。另外，因为循序地进行完换向顺序步骤为驱动转子的手段，所以非循序地进行完换向顺序步骤以最小化驱动转子可为有用的。例如，以0、3、1、4、2、5的次序进行完换向顺序步骤可帮助最小化转子运动和/或保持转子在一个机械旋转之下旋转。为使用户满意，还可能需要在启动相位期间施加机械力以阻止转子旋转。
所述实时校准的目的之一可为校准换向阈值。图5图示用于示范性电机的换向步骤0、1和2的解调制的测量电压。预期在近零电流下的换向步骤3、4和5的解调制的测量电压分别与换向步骤0、1和2的解调制的测量电压相反。近零电流的正换向阈值可大致计算为解调制的测量电压的平方的和的平方根，并且负换向阈值可为正换向阈值的负数。针对实质上大于零的电流的启动顺序可用于校准基于通过驱动绕组的电流的补偿模型，其中补偿模型修改阈值。
在启动以后，用户将开始使用电机，所述电机将固有地包括旋转转子。当转子旋转足够快以得到清晰的反EMF信号时，可根据反EMF信号计算换向。当转子以一速度旋转（低于所述速度，反EMF可用于六分周识别）时，电机控制器可继续获得解调制的测量电压并校准补偿模型作为驱动绕组和/或脉冲宽度调制信号中的电流的函数。继续或重复校准的补偿模型可用于调整阈值或解调制的测量电压数据以改进换向点识别。适当的换向点识别确保适当的换向顺序步骤用来最大化需要的旋转方向上的可得转矩。
改变受驱动的两个绕组的步骤可包含：在解调制的测量电压已超过阈值达设定时段之后，改变驱动的相位。未驱动电压信号可遭受噪音，并且所述噪音可引起过早地和临时地超过阈值。验证到解调制的测量电压继续超过阈值达一段时间减小由于噪音而非适当识别的转子位置而超过阈值的可能性。
可将阈值设定为脉冲宽度调制信号的函数。举例来说，随着脉冲宽度调制信号VPWR的振幅增加，阈值的绝对值应增加以适当补偿值也在增加的未驱动绕组电压。可预设阈值并可修改阈值作为脉冲宽度调制信号的特性的函数。类似的，可在电机控制器内修改解调制的测量电压值作为脉冲宽度调制信号的函数，以允许解调制的测量电压值在适当转子旋转角处与阈值相交。解调制的测量电压可通过调整解调制的测量电压而修改。
虽然脉冲宽度调制信号可用于计划修改阈值或解调制的测量电压的方式，但可能有用的另一值为驱动绕组之上的电流。电机控制器可使用电流感测电路以识别驱动绕组上的电流值。可修改解调制的测量电压作为通过驱动绕组的电流的函数。可修改阈值作为通过驱动绕组的电流的函数。
解调制的测量电压或阈值可使用基于电机的特性和电机的操作条件中的至少一个的补偿模型修改。例如，补偿模型可为多项式、样条、对数曲线或三角的模型。电机的特性可包括电阻、电感、反EMF常数、凸极性、惯性、摩擦损耗、涡电流与磁滞损耗以及磁铁材料属性。电机的操作条件可包括驱动相位中的电流（可测量或模型化所述电流）、施加到定子的电压、温度、转矩及速度。每一六分周可与不同补偿模型相关联。
第一示范性换向断点计算
将脉冲宽度调制信号提供至一电平下的两个绕组，所述电平提供两个绕组之上的近零平均电流（IMIN）。获得第一电压数据集合，所述第一电压数据集合表示横跨至少整个六分周的未驱动相位36上的电机电压响应信号。对应于第一未驱动电压数据集合中的每一数据点，收集表示驱动相电流的第一电流数据集合。用提供中间电平驱动相电流（又称为Imid）的脉冲宽度调制信号重复过程，并且用提供近似最大驱动相电流（又称为Imax）的脉冲宽度调制信号再次重复过程。
基于第一电流数据集合和第二电流数据集合计算表示电流的中间电平值的影响的第一系数集合。
CoeffmidCurrent =(V MTR (I mid )-VMTR(Imin))/(Imid-Imin)
其中VMTR为基于未驱动相位36的解调制电机电压响应信号。
基于第一电流数据集合和第三电流数据集合计算表示电流的最大电平值的影响的第二系数集合。
Figure BDA00003246000600131
与偶数六分周相比，在奇数六分周中，电流对换向信号的效应是不同的。因此，针对偶数六分周和奇数六分周产生所述第一系数集合和第二系数集合。
CoeffmidCurrent（奇数）
CoeffmidCurren（偶数）
Coeffmaxcurrent（奇数）
CoeffmaxCurrent（偶数）
所得系数值可在特定条件下直接使用。举例来说，如果应用因为电机驱动已知负载以特定的电流运行，那么系数可储存在查找表中。在每一操作电流电平下，系数可随后从表读取并用以补偿所述电流的未驱动相位信号。
修改阈值和/或解调制电压的另一方法包括将所得系数值转化为偶数六分周和奇数六分周的斜率和截距值，所述斜率和截距值通常可随后应用于电流值的广泛集合。斜率和截距值储存在存储器中。
作为电流的函数的系数计算为：
系数(I)=斜率*Iavg+截距
在所述方程式中，Iavg为在所示实例中通过不同配置的放大器174获得的平均驱动相电流，所述放大器174监控低侧分流电阻器并且通常描述为图4和图9中的电流感测方块。在PWM循环的开启部分和关闭部分中取样和数字化放大器输出。数字化地处理所述值以产生PWM循环中的平均电机相电流。可从存储器装置162获得斜率和截距值。六分周奇偶性决定使用奇数六分周还是偶数六分周的斜率和截距数据。
斜率有效地计算为ΔV/ΔI，因此系数（I）具有电阻单元。
作为电流的函数的校正因子随后计算为：
VCF(I)=Iavg＊系数(I)
控制器单元存储器装置162含有表示电机特性的常数值。换向断点的一或多个常数值储存在存储器装置162中。斜率和截距值储存在存储器装置162中。
处理单元164基于储存和测量的数据执行算术运算。具体地说，计算校正因子VCF(I)，并且解调制在未驱动相上的电机电压响应。处理单元164反转每隔一个六分周中的解调制信号的极性,以使得解调制信号相对于施加的转矩的方向的斜率绝对与六分周无关。处理单元164使用根据绕组电流的校正因子修改解调制信号。处理单元164基于换向断点之间解调制信号的斜率计算解调制信号的方向，从而确定旋转方向。将在连续的换向断点之间取得的第一调制信号数据点和第二解调制信号数据点之间的差别与阈值比较。大于阈值的差值指示正斜率，而小于阈值的差值指示负斜率。通过与阈值比较的方式定义斜率是任意的。例如，小于阈值的差值也可同样定义正斜率。
处理单元164将修改的/校正的解调制信号与储存的向前换向断点进行比较。具有大于向前换向断点值的值的经修改解调制信号和经确定的向前旋转方向的组合的至少一次出现导致处理单元164控制控制信号112以将功率级116换向到下一个相位对。在换向之前要求多次出现令人满意的条件可增加系统稳健性。处理单元164将修改的/校正的解调制信号与储存的反向换向断点进行比较。具有小于反向换向断点值的值的修改的解调制信号和经确定的反向旋转方向的组合的至少一次出现导致处理单元164控制PWM112以将功率级116换向到前一个相位对。在换向之前要求多次出现令人满意的条件可增加系统稳健性。
可以若干方式获得横跨驱动绕组的平均电流，所述方式包括测量和建模，所述方式中的一些方式对于本领域技术人员是熟知的。一种可用于获得横跨驱动绕组的电流的方法是平均化由模数转换器和电流感测机制测量的电流。如上文所论述，平均电流用以修改阈值和解调制的测量电压中的至少一个。
当转子相对于其他电机特性和操作条件旋转得足够快时，可获得可靠的反EMF信号。使用可靠的反EMF信号来控制从驱动对到驱动对的换向在本领域中是众所周知的。因此，本文中所公开的技术经设计用于在转子未移动或以可获得可靠的反EMF信号的速度旋转时控制换向。当转子的旋转速度超过速度阈值以使得可获得可靠的反EMF信号时，电机控制切换到反EMF换向技术。
应强调，本发明的上述实施方式（特别是，任何“优选的”实施方式）仅为实施的可能实例，仅阐述所述实施方式用于清楚理解所公开的系统和方法的原则。可在实质上不背离本发明的精神和原则的情况下对本发明的上述实施方式作出变更和修改。所有所述修改和变更旨在包括在本发明的范围内并且受到随附权利要求书的保护。

Claims (24)

1.一种控制在无传感器BLDC电机中的电机切换的方法，所述方法包含以下步骤：
获得未驱动绕组上的解调制的测量电压；以及设定阈值，当所述解调制测量的电压超过所述阈值时，电机将在所述阈值下切换三个绕组的集合中的受驱动的两个绕组。
2.根据权利要求1所述的方法，其中获得所述未驱动相位上的所述解调制的测量电压进一步包含模型化所述电机。
3.根据权利要求1所述的方法，其中获得所述未驱动相位上的所述解调制的测量电压进一步包含：
在三个绕组的集合中的两个绕组上驱动脉冲宽度调制信号；
测量三个绕组的所述集合中的所述未驱动绕组的电压；以及
解调制所述测量电压。
4.根据权利要求3所述的方法，其中获得所述解调制的测量电压进一步包含：在所述电机开始施加转矩时，获得所述解调制的测量电压。
5.根据权利要求3所述的方法，其中获得所述解调制的测量电压进一步包含：在每一所述电机开始施加转矩的实例中，获得所述解调制的测量电压。
6.根据权利要求3所述的方法，其中获得所述解调制的测量电压进一步包含：在所述电机由用户使用时，实时获得所述解调制的测量电压。
7.根据权利要求3所述的方法，其中获得所述解调制的测量电压进一步包含：在所述转子保持实质上静止时，获得所述解调制的测量电压。
8.根据权利要求7所述的方法，其中绕组的所述集合正向所述转子施加近似零的转矩。
9.根据权利要求3所述的方法，其中针对多达六个六分周的集合获得所述解调制的测量电压，并且其中非连续的六分周经驱动以获得所述解调制的测量电压。
10.根据权利要求9所述的方法，其中针对六个六分周的集合获得所述解调制的测量电压，并且所述阈值经计算为近似所述解调制的测量电压的平方的和的平方根。
11.根据权利要求3所述的方法，所述方法进一步包含：校准基于通过所述两个绕组的电流的补偿模型，其中所述补偿模型修改所述解调制的测量电压。
12.根据权利要求11所述的方法，其中针对至少一个六分周获得所述解调制的测量电压，所述六分周具有通过所述两个绕组的至少两个不同电流强度。
13.根据权利要求3所述的方法，所述方法进一步包含：校准基于通过所述两个绕组的电流的补偿模型，其中所述补偿模型修改所述阈值。
14.根据权利要求3所述的方法，其中所述脉冲宽度调制信号具有50%的占空比。
15.根据权利要求3所述的方法，其中获得所述解调制的测量电压进一步包含：当所述转子以一速度旋转时，获得所述解调制的测量电压，所述速度低于反EMF可用于六分周识别的速度。
16.根据权利要求15所述的方法，所述方法进一步包含：校准基于通过所述两个绕组的电流的补偿模型，其中所述补偿模型修改所述解调制的测量电压。
17.根据权利要求15所述的方法，所述方法进一步包含：校准基于通过所述两个绕组的电流的补偿模型，其中所述补偿模型修改所述阈值。
18.根据权利要求3所述的方法，所述方法进一步包含：识别绕组对以驱动最大化在所述所需旋转方向上的可得转矩。
19.根据权利要求1所述的方法，其中所述电机为三相永磁电机。
20.一种用于控制无传感器BLDC电机中的电机切换的系统，所述电机包含具有三个定子绕组的定子和永磁转子，所述系统包含：
控制器单元，所述控制器单元包含控制信号发生器、存储器装置、处理单元、信号采集装置和模数转换器；
功率级，所述功率级具有多个开关，其中所述功率级接收来自所述控制信号发生器的控制信号和来自电源的功率信号，其中所述功率级驱动所述三个定子绕组中的两个绕组，并留下所述三个定子绕组中的一个定子未受驱动；
其中所述处理单元获得所述未驱动绕组上的解调制的测量电压；以及
其中所述处理单元计算阈值，当所述解调制的测量的电压超过所述阀值时，所述功率级将在所述阈值下改变所述三个定子绕组中的受驱动的两个绕组。
21.根据权利要求20所述的系统，其中所述控制器单元附接到所述电机。
22.根据权利要求20所述的系统，所述系统进一步包含储存在所述电机存储器中的补偿模型，其中所述补偿模型将所述阈值和所述解调制的测量电压中的至少一个修改为电机特性和操作条件中的至少一个的函数。
23.根据权利要求20所述的系统，所述系统进一步包含闸，在所述功率级驱动所述两个绕组时，所述闸将所述转子保持在实质上静止的位置中。
24.根据权利要求20所述的系统，其中在启动后程序化所述控制器单元以将所述受驱动绕组以非循序顺序换向直到计算所述阈值，从而在电机启动期间最小化所述转子的运动。
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