CN104247239A - 以最大功率效率控制开关式电源 - Google Patents

Abstract

控制电路(200)可操作为生成用于控制开关式电源(100)的占空比的控制信号(D)。控制电路(200)包括：参考信号生成器(210)，可操作为接收指示开关式电源(100)的输入电压(V_in)的信号，并且生成参考信号(V_R)，该参考信号(V_R)是输入电压(V_in)的函数；以及偏移参考信号生成器(220)，可操作为通过组合参考信号(V_R)和偏移信号(V_offset)来生成偏移参考信号(V_{R_offset})，该偏移参考信号(V_{R_offset})独立于输入电压(V_in)。控制电路(200)还包括误差信号生成器(230)，被布置成接收指示开关式电源(100)的输出电压(V_out)的信号，并且可操作为基于偏移参考信号(V_{R_offset})并基于输出电压(V_out)来生成误差信号(V_E)。控制电路(200)还包括占空比控制信号生成器(250)，可操作为根据误差信号(V_E)来生成用于控制开关式电源(100)的占空比的控制信号(D)。

Description

以最大功率效率控制开关式电源

技术领域

本发明一般地涉及开关式电源(有时称为开关模式电源或开关的模式电源)领域，并且更具体地涉及开关式电源的占空比的控制。

背景技术

开关式电源(SMPS)是一种公知类型的功率转换器，其由于其小的尺寸和重量以及高效率而具有多种应用范围。例如，SMPS被广泛用于个人计算机和便携式电子设备，诸如手机。SMPS通过以高频率(通常几十到几百kHz)开关诸如功率MOSFET的开关元件来实现这些优点，其中开关的频率或占空比定义了效率，输入电压以该效率被转换成期望输出电压。

在大多数SMPS拓扑中，输出电压V_out与输入电压V_in直接成比例：

V_out∝nDV_in

                                               等式(1)在上面的等式1中，D是开关的占空比，并且如果在SMPS中使用变压器，则n＝n_s/n_p是变换比(次级侧打开的数量n_s除以初级侧打开的数量n_p)，或者如果没有使用变压器，则n＝1。占空比对实现高的转换器效率是重要的，并且100％的占空比通常会产生最大的效率。

已知用于控制SMPS的占空比的许多不同的控制策略。

一种控制方法在固定比率转换器或中间总线转换器(IBC)中使用，这还被称为未调转换器。这些缺少输出电压的所有控制，但是以最大化的占空比运行。因为转换机几乎在除开关期间所需要的死区时间之外的100％的时间传送能量，所以这产生最大化的功率效率。通过该策略，输出电压根据上述等式1随着输入电压而变化。例如在US 7,2720,21、US 7,558,083、US 7,564,702和US 7,269,034中公开了具有不同的拓扑的未调转换器。此外，由称为负载点(POL)调节器的第二层SMPS来处理电压的窄调节，该功率架构被称为中间总线架构(IBA)，例如如US 7,787,261中所公开的。

半调节转换器以变化的占空比为代价来补偿变化的输入电压(线性调节(line regulation))，这降低了功率效率。这样的转换器的一个示例在US 7,787 261中被公开。转换器负载可以影响输出电压，使得其随着负载增加而减小，该现象称为下垂。因为SMPS的输出具有LC滤波器，那么负载瞬变使得输出电压振荡，并且仅固有的寄生电阻抑制振荡。

例如如在US,7,787,261中公开的准调节总线转换器仅在输入电压范围的一部分中被线性调节，而在输入电压范围的其他部分中，其是未调节的，使用100％的占空比来最大化效率。这产生了增加的输入电压范围而不增加输出电压范围。

输出调节转换器通过输出电压的反馈来补偿变化的负载状况和输入电压改变。通常添加电压前馈以减少由于输入电压瞬变而导致的输出电压扰动。该类型的调节以较低的效率为代价提供最稳定的输出电压。

不论使用的控制策略如何，优选地使SMPS的输出电压在所有的条件下都保持处于其期望水平。然而，输入电压的瞬变和改变将导致输出电压几乎立即改变。这可能在SMPS的输出电压中引入大的改变。通常，只有SMPS的输出滤波器中的惯性将降低该影响。

所有上述控制策略在输出电压容差、瞬态响应和功率效率方面都具有缺陷。此外，这些变量中的许多变量是相关的，并且优化一个使得其它的变差。

发明内容

鉴于在已知的SMPS控制策略中的问题，本发明的目的在于提供一种装置和方法，该装置和方法用于生成控制信号来以使得高功率效率得以保持的方式控制SMPS的占空比，同时与已知策略相比，提高对瞬态的输出电压响应和其他操作特性。

总体而言，本发明对固定比率的转换器引入了负载调节，并且同时最大化效率，并且一个实施例在保持占空比接近100％的同时改善了对由于输入电压的瞬变而导致的输出电压振荡的抑制。这里所描述的用于控制SMPS的占空比的方案还允许在期望输入和输出压带的大范围的组合上实现高度有效的SMPS操作，期望输入和输出压带可以由用户彼此独立地定义。

更具体地，本发明提供了一种控制电路，该控制电路可操作为生成用于控制开关式电源的占空比的控制信号。控制电路包括参考信号生成器，该参考信号生成器可操作为接收指示开关式电源的输入电压的信号，并且生成参考信号，该参考信号是输入电压的函数；以及偏移参考信号生成器，该偏移参考信号生成器可操作为通过组合参考信号和偏移信号来生成偏移参考信号，该偏移参考信号独立于输入电压。控制电路还包括误差信号生成器，该误差信号生成器被布置成接收指示开关式电源的输出电压的信号，并且可操作为基于偏移参考信号并基于输出电压来生成误差信号。控制电路还包括占空比控制信号生成器，该占空比控制信号生成器可操作为根据误差信号来生成用于控制开关式电源的占空比的控制信号。

本发明还提供了一种生成用于控制开关式电源的占空比的控制信号的方法。该方法包括：接收指示开关式电源的输入电压的信号，以及接收指示开关式电源的输出电压的信号。该方法还包括生成参考信号，该参考信号是输入电压的函数。偏移参考信号是通过组合参考信号和偏移信号而生成的，偏移信号独立于输入电压。误差信号是基于偏移参考信号并且基于输出电压来生成的。然后，根据误差信号来生成用于控制开关式电源的占空比的控制信号。

附图说明

现在将参考附图仅通过实例的方式来描述本发明的实施例，在附图中：

图1是根据本发明的第一实施例的用于生成用于控制开关式电源的控制信号的控制电路和开关式电源的框图；

图2是示出根据本发明的第一实施例的控制电路的进一步的细节的框图；

图3是示出由本发明的第一实施例的控制电路执行的过程的流程图；

图4是示出根据本发明的第一实施例的控制电路的再进一步的细节的框图；

图5图示了SMPS输出电压根据输入电压的变化；

图6图示了根据本发明的实施例、针对两个示例性固定变换比的SMPS输出电压根据输入电压的变化以及由偏移参考信号生成器生成的变化；

图7是示出了第一实施例的控制电路与SMPS互连使得控制电路可以控制SMPS的占空比的电路图；

图8是示出在图7的控制电路中产生的用于对SMPS中的元件进行开关的控制信号的时序图；

图9示出了根据本发明的第二实施例的控制电路；

图10图示了本发明的第二实施例中SMPS输出电压根据SMPS输入电压的变化；

图11是图示SMPS输出电压根据输入电压变化的另一示意图，其示出了第二实施例的偏移参考信号生成器在第一和第二操作模式之间切换的能力如何允许在SMPS中使用较高的变换比；

图12是图示SMPS的功率输出如何随着输入电压而变化的示意图，并且示出了第二实施例的偏移参考信号生成器在第一和第二操作模式之间切换的能力如何提高SMPS的功率输出；

图13是图示当由根据本发明的第二实施例的控制电路来控制SMPS时SMPS的输出电抗器中的脉动电流如何随着输入电压而变化；

图14示出第二实施例的控制电路与SMPS互连，使得控制电路可以控制SMPS的占空比的电路图；

图15示出了在与本发明的实施例的测试比较中所使用的常规DC-DC SMPS；

图16示出了来自测试比较的实验结果，该测试比较针对0A的负载电流情况下输入电压从38V步进到55V的情况将本发明的第一实施例的性能与已知未调转换器作比较；

图17示出了来自测试比较的实验结果，该测试比较针对0A的负载电流情况下输入电压从38V步进到55V的情况将本发明的第一实施例的性能与已知未调转换器作比较，但是其中该实施例控制SMPS以使负载调节的电源具有最小占空比；

图18示出了来自测试比较的实验结果，该测试比较针对33A的负载电流情况下输入电压从38V步进到55V的情况将本发明的第一实施例的性能与已知未调转换器作比较；

图19示出了来自测试比较的实验结果，该测试比较针对0A的负载电流情况下输入电压从55V步进到38V情况将本发明的第一实施例的性能与已知未调转换器作比较；

图20示出了来自测试比较的实验结果，该测试比较针对38V的输入电压时正负载从0A步进到33A的情况将本发明的第一实施例的性能与已知未调转换器作比较；

图21示出了来自测试比较的实验结果，该测试比较针对38V的输入电压时正负载从33A步进到0A的情况将本发明的第一实施例的性能与已知未调转换器作比较；

图22示出了来自测试比较的实验结果，该测试比较针对输入电压从55V步进到38V的情况将本发明的第二实施例的性能与已知转换器以及其中转换器仅操作于第二操作模式的实施例的修改进行比较；以及

图23示出了包括下垂处理的第一实施例的控制电路的修改。

具体实施方式

如将在下面详细说明的，本发明的实施例提供了用于开关式电源的控制电路，该控制电路保持高功率效率并且在面对输入电压瞬变或输出处负载电流瞬变时仍改善输出电压响应。控制电路使用参考信号生成器来生成参考信号,该参考信号是输入电压的函数，并且偏移参考信号生成器用于通过组合参考信号与偏移信号来生成偏移参考信号，该偏移独立于输入电压。基于偏移参考信号的SMPS的占空比的控制使得SMPS有效地进行操作，就如同具有随着输入电压变化的可变变压器匝数比一样。如将在下文中解释的，该参考电压的偏移允许在可以由用户彼此独立地定义的期望输入和输出压带的大范围组合上实现高度有效的SMPS操作，由此提高了SMPS在跨大范围应用中的可用性。

[第一实施例]

图1描绘了开关式电源(SMPS)100和控制电路200的顶层框图。控制电路200被布置成接收指示SMPS 100的输入电压V_in和输出电压V_out的信号。这些信号可以包括电压本身的模拟信号或者包含定义由测量设备(未示出)所测量的电压值的信息的数字信号。基于指示SMPS输入电压的信号以及指示输出SMPS电压的信号，控制电路200可操作为生成用于控制SMPS 100的占空比的控制信号D。应当理解，可以独立于SMPS 100制造并且销售控制电路200。

图2是控制电路200的示意性框图。控制电路200包括参考信号生成器210、偏移参考信号生成器220、误差信号生成器230，可选地调节器240，占空比控制信号生成器250、以及可选地接口模块260，经由该接口模块260，可以如下所述来调整参考信号生成器210和偏移参考信号生成器220的设置。

参考信号生成器210被布置成接收指示SMPS 100的输入电压V_in的信号，并且可操作为生成依赖于输入电压V_in的可变参考信号V_R。更具体地，参考信号生成器210被布置为根据输入电压V_in的函数生成参考信号V_R。可以由参考信号生成器210根据用户的指令来改变这里表示为f(V_in)的该函数，用户的指令可以经由接口模块260进行传递。

偏移参考信号生成器220可操作为通过组合由参考信号生成器210生成的参考信号V_R和偏移信号V_offset来生成偏移参考信号V_{R_offset}，该偏移信号V_offset独立于输入电压V_in。

应当注意，参考信号生成器210和偏移参考信号生成器220的功能可以被组合到控制电路200的单个组件，该单个组件在单个步骤中，生成电压形式的偏移参考信号V_{R_offset}，其为与输入电压V_in相关的偏移，该偏移的大小独立于V_in。

误差信号生成器230被布置成接收指示SMPS 100的输出电压V_out的信号以及由偏移参考信号生成器220生成的偏移参考信号V_{R_offset}。误差信号生成器230可操作为基于偏移参考信号V_{R_offset}并且基于输出电压V_out来生成误差信号V_E。为了比较，在传统的充分调节的转换器中，控制电路测量SMPS的输出电压V_out，并且然后，将此与设置由于产生期望输出电压的恒定参考信号作比较。

然后，该误差信号V_E被馈送到可选的调节器240，或者如果没有提供该调节器240，则误差信号V_E被馈送到占空比控制信号生成器250。调节器240可以被提供以根据误差信号V_E来生成定义占空比的信号。

占空比控制信号生成器250被布置成接收调节器240的输出(或者如果没有提供设置调节器，则为误差信号V_E)，并且可操作为生成控制SMPS 100的占空比所需要的控制信号D。

图3是示出由图2的控制电路200执行的用于生成用于控制SMPS 100的占空比的控制信号D的处理操作的流程图。

参考图3，在步骤S301中，参考信号生成器210从SMPS 100接收指示输入电压V_in的信号。接收到的信号可以是SMPS 100的输入电压V_in的模拟表示，或者其可以是数字表示。

在步骤S302，误差信号生成器230接收指示SMPS 100的输出电压V_out的信号。接收到的信号可以类似地是SMPS 100的输出电压V_out的模拟表示，或者其可以是其数字表示。

在步骤S303，参考信号生成器210根据输入电压V_in的函数生成可变参考信号V_R。该函数f(V_in)可以例如是线性函数，其中参考信号生成器210通过使接收到的信号(其指示输入电压V_in)乘以比例因子来生成该可变参考信号V_R。函数f(V_in)替代地可以是接收到的信号的非线性函数，例如二次或更高阶的多项式函数，并且其可以具有一个或多个不连续。函数f(V_in)还可以是针对输入电压V_in的两个或更多个工作区域分段定义的。通常，参考信号生成器210在步骤S303中根据输入电压V_in的任何函数生成参考信号V_R，使得当输入电压V_in是零时，参考信号V_R是零(换言之，其图(plot)通过原点的函数)。

在步骤S304，偏移参考信号生成器220通过组合在步骤S303处生成的参考信号V_R和偏移信号V_offset来生成偏移参考信号V_{R_offset}。如上所述，偏移信号V_offset不取决于输入电压V_in，并且可以通过偏移参考信号生成器220本身来生成，如在本实施例中，或者其可以在控制电路200的外部生成，并且由偏移参考信号生成器220来接收。在任何一种情况下，偏移参考信号生成器220例如通过将这些信号加在一起来将参考信号V_R与偏移信号V_offset组合，如在本实施例中。如上所述，参考信号生成器210和偏移参考信号生成器220的功能可以被组合到控制电路200中的单个组件，其在单个步骤中生成电压形式的偏移参考信号V_{R_offset}，其是与输入电压V_in相关的偏移，该偏移的大小独立于V_in。在该情况下，步骤S303和S304被组合为单个步骤。

在步骤S305，误差信号生成器230基于偏移参考信号V_{R_offset}和输出电压V_out二者来生成误差信号V_E。

可选地，该过程然后可以进行步骤S306，在该步骤处，调节器240调节误差信号V_E以生成定义占空比的信号。

在步骤S307，占空比控制信号生成器250生成用于控制SMPS100的占空比的控制信号D。所生成的控制信号D取决于误差信号V_E，并且如果执行S306的调节步骤，那么根据定义占空比的信号来生成控制信号D。

现在将参考图4来描述控制电路200的操作的其他细节，图4示出了在图2中所示的组件可采取的示例性形式。具体地，图4图示了使得能够生成偏移参考信号的偏移参考信号生成器220的示例性配置、以及参考信号生成器210、误差信号生成器230、调节器240和占空比控制信号生成器250的示例性实现。

如图4所示，参考信号生成器210被配置为实现乘法函数，具体地被配置为使指示SMPS输入电压V_in(其在本文被称为并且在附图中被标记为V_in)的接收到的信号乘以缩放因子k，其可以被设定为等于变压器匝数比n(其中n＝n_s/n_p并且n_s是变压器的次级侧(secondary side)绕组的匝数，并且n_p是SMPS 100的变压器的初级侧(primary side)绕组的匝数)和SMPS 100的标称占空比D_nom。应当注意，如果SMPS 100不具有变压器，那么n被设置为等于1。

因此，可变参考信号V_R是根据以下等式通过使SMPS 100的输入电压Vin乘以缩放因子k来生成的。

V_R＝kV_in   等式(2)

此外，在本实施例中，参考信号生成器210被配置为允许缩放因子k由用户来设置。更具体地，参考信号生成器210被配置成从接口模块260接收指示来自用户的输入的信号，其可以由用户经由诸如小键盘或触摸屏的输入设备输入他对缩放因子k的选择、调整或设置来提供。参考信号生成器210被布置为根据指示用户的输入的接收到的信号来设置因子k。然而，应当注意，更一般地，参考信号生成器210可以被布置为根据接收到的信号来设置上述函数f(V_in)的一个或多个参数，该函数f(V_in)使参考信号V_R与输入电压V_in相关，该函数不需要与V_in是线性的。

如图4所示，在本实施例中，偏移参考信号生成器220包括：偏移信号生成器221，其可操作为生成可变偏移信号V_offset；以及加法器222，其被布置为将参考信号V_R与由此接收到的可变偏移信号V_offset相加，并且向误差信号生成器230输出对这些信号求和的结果作为偏移参考信号V_{R_offset}。

更具体地，偏移信号生成器221被布置为从接口模块260接收信号，以及例如通过放大和/或滤波或者以其他方式处理接收到的信号来使用接收到的信号生成可变偏移信号V_offset。因此，偏移信号V_offset是接收到的信号的函数，但是其独立于SMPS输入电压V_in。根据特定SMPS实现的要求，偏移信号生成器221替代地可以被配置成在不对其进行处理的情况下将从接口模块260(或直接从控制电路200外部的信号源)接收到的信号中继到加法器222。

更具体地，在本实施例中，偏移信号生成器221被布置成接收指示经由接口模块260从用户输入的信号，并且被布置为根据指示用户的输入的信号来生成偏移信号V_offset。例如，接口模块260可以被配置成提供在控制电路200和诸如小键盘或触摸屏的输入设备之间的接口，经由该接口，用户可以输入偏移信号生成器221在控制电路200的操作期间要生成的电压偏移量。

现在将参考图5和图6来说明用户能够指定要被应用的电压偏移量的有用性。

图5图示了作为SMPS输出电压V_out根据输入电压V_in的线性变化。在图5中所示的直线的斜率k由(V_outmax-V_outmin)/(V_inmax–V_inmin)给出，其中V_outmax，V_outmin，V_inmax和V_inmin定义了SMPS 100的输入和输出电压范围的端值，如所图示的。通过用户能够选择k的值(通过使K的值以上述方式可调整，或者通过在制造时配置参考信号生成器210来使用k的具体值执行其操作)，可以使SMPS模拟与SMPS100的变压器中实际存在的变压器匝数比不同于的变压器匝数比。此外，通过对参考电压添加偏移，用户能够将SMPS 100设置为跨任何期望的电压范围以期望的电压转换特性进行操作。因此，通过组合偏移信号V_offset和由参考信号生成器210生成的参考信号V_R，所获得的偏移参考信号V_{R_offset}可以更一般地如下表达：

V_{R_offset}＝kV_in+V_offset   等式(3)

定义偏移参考信号V_{R_offset}和输入电压V_in之间的任何期望线性关系的能力允许用户确保在较低输入电压值处实现较高输出电压的优点，同时限制较高输入电压值处的输出电压的大小。因此，变得能够在较低的输入电压处获得增加的输出功率水平或较低的输出电流。换言之，通过能够调整偏移信号V_offset，用户能够调整控制电路200以控制SMPS 100跨越期望的电压范围进行操作，就如同其具有取决于输入电压的变压器匝数比。现在将通过设计示例来说明能够进行这些调整的有用性。

设计示例的SMPS是DC-DC降压转换器，其具有40-60V的输入电压范围和10-12V的期望输出电压范围。使用n₁＝1：5以及n₂＝1.4的固定变压器比产生图6中所示的虚线。根据图6中的这些图表明显的是，对于在40和60V之间的输入电压，固定变压器比率n₁和n₂都不允许转换器输出10-12V的期望范围中的输出电压。

然而，期望电压范围内的电压转换可以通过将k和偏移电压V_offset设置为适当的值来实现。更具体地，可以根据k＝(V_outmax-V_outmin)/(V_inmax–V_inmin)来设置k的值，这在本示例中产生k＝(12-10)/(60-40)＝0.1。另一方面，偏移电压由下式给出：

$V_{\mathrm{offset}}=\frac{(V_{\mathrm{in}\max }{V}_{\mathrm{out}\min }-V_{\mathrm{out}\max }{V}_{\mathrm{in}\min })}{(V_{\mathrm{in}\max }-V_{\mathrm{in}\min })}$ 等式(4)

在本设计示例中，根据等式4将V_offset计算为6V。

要在设计示例的变压器中使用的变压器匝数比n_s:n_p需要满足以下条件：

$\frac{n_s}{n_p}>k$ 等式(5)

因此，在本设计实例中，变压器的匝数比需要大于0.1。

为了在SMPS 100的温度改变时保持有效和稳定的操作，偏移信号生成器221可以附加地或替换地被布置成经由接口模块260接收指示SMPS 100的组件(例如变压器)的测量的温度的信号，并且根据指示测量的温度的接收信号来生成偏移信号V_offset。

替代地，本实施例的偏移信号生成器221可以附加地或替换地被布置成经由接口模块260接收指示SMPS 100的输出负载的信号，并且被配置为根据指示输出负载的接收信号来生成偏移信号V_offset。提供这样的取决于负载的偏移将有利地允许SMPS 100的输出电压V_out是可调的，从而减少在SMPS 100及其负载之间的传输损耗。例如，在所谓的“中间总线结构”(IBA)功率系统中，其中SMPS 100构成中间总线转换器(IBC)，其将系统输入电压转换成中间总线电压(IBV)，该中间总线电压(IBV)应用于将IBC连接到一个或多个负载点(POL)调节器的中间总线，偏移信号生成器221可以接收指示由IBC输出到POL调节器的电流和电压输出的信号，并且调整IBV从而优化针对主要负载水平的系统效率。对于优化IBA功率系统的效率的该方案的进一步细节，读者参考WO2012/007055。

再次参考图4，在本实施例中的误差信号生成器230采取差分计算器的形式，其将所生成的偏移参考信号V_{R_offset}与指示SMPS 100的输出电压V_out的信号作比较。为了实现这一点，在该实施例中，找到在输出电压V_out和偏移参考信号V_{R_offset}之间的差以生成误差信号V_E：

V_E＝V_{R_offset}-V_out  等式(6)

然后，将该误差信号被馈送到PID调节器形式的调节器240。PID调节器的输出是处于稳态，并且是获得独立于负载电流的所需要的V_out所需要的占空比。

然后，PID调节器240的输出被馈送到占空比控制信号生成器250，其包括脉冲宽度调制(PWM)电路，其将占空比(来自PID调节器240)变换成控制SMPS 100中的开关元件的脉宽调制信号D。

总之，根据以上第一实施例的描述可以理解，控制电路200将负载调节引入否则将是固定比率的转换器。代替使用固定占空比，占空比可以根据负载要求，并且根据SMPS 100的输入电压V_in而变化。这是使用输入电压V_in和输出电压V_out来生成占空比控制信号D来实现的。这改善了由于输入电压瞬变而导致的输出的震荡的衰减，同时为了最大效率而保持接近100％的占空比。

为了保持良好的负载调节和瞬态响应，必须引入用于标称占空比D_nom的设计余量。本发明人执行的仿真和测量示出，百分之几的余量就够了，产生例如D_nom≈97％。因此，实施例的功率效率几乎是最大的，并且与固定比率转换器相比没有被减小很多，但是实施例提供了改善的瞬态响应和负载调节。

应当注意，因为实施例的占空比被控制得接近100％的自然边界，所以应当采用避免积分饱和的方法。例如，公知的积分值的饱和电路系统可以被用于解决该问题。

图7描绘了SMPS 100与上述控制电路200的集成。在该附图中，示出了典型的SMPS 100。该SMPS 100的操作通过六个晶体管Q1至Q6的控制来实现。以100％的最大占空比运行该SMPS 100将导致最大化的功率效率。该电路指向使用变压器T1的DC-DC转换器。H桥被提供以生成根据开关元件Q1至Q4形成的AC信号。具体地，Q1和Q4将首先被接通，并且Q2和Q3被关断。这生成了跨变压器的初级线圈的正摆动信号由此导致通量的改变。结果，跨变压器的次级线圈感生电压。然后，Q6可以被接通并且Q5被关闭，以提供信号的整流。类似地，通过关闭Q1、Q4和Q6并且打开Q2、Q3和Q5以从该周期的负部分获取能量来逆向执行该过程以生成负摆动信号。

如图7所示，并且如以上参考前面的附图所述，控制电路200具有指示SMPS 100的输入电压V_in和输出电压V_out的输入。基于这些输入，该控制电路200生生成各种占空比控制信号D，用于控制开关式电源100的各个开关元件，如下所述。在该情况下，接地参考是在次级侧。

图8描绘了作为来自控制电路200的输出用于控制SMPS 100的占空比的各种控制信号的以示例性时序图。控制信号涉及图7中所示的SMPS 100的开关元件。在图7和图8的以下说明中，因子k以示例的方式被取为nD_nom。

如图8中所示，Q1和Q4的控制信号(标记为D_Q1和D_Q4)与Q2和Q3的控制信号(标记为D_Q2和D_Q3)的反紧密匹配。这在变压器T1的初级侧生成交替的正和负电压的周期。这在变压器T1中感生变化的通量，并且由此跨变压器T1的次级侧感生电压。

在Q1和Q4的控制信号的结束与Q2和Q3的控制信号的开始之间的小的定时间隙t_gap是由于在本实施例中D_nom不确切地是100％而是大约97％而导致的。结果，Q1和Q4的“打开时间(ON-time)”的长度基本上是T/2×D_nom，其中T是周期的长度。类似地，Q2和Q3的“打开时间”基本上也是T/2×D_nom。控制电路200通过控制定时间隙t_gap的大小来控制“打开时间”以保持良好的负载调节和瞬态响应。

图8还示出了Q5和Q6的典型控制信号(标记为D_Q5和D_Q6)。如所示的，在Q1和Q4的前半“打开周期”的结束时，Q5被接通，同时Q6接通。这生成导通路径用于允许电感器L1放电到电容器C1和负载R。此后，Q6被切断，并且Q5保持接通以执行对来自变压器T1的次级侧的信号的整流。

[第二实施例]

现在将参考图9和图14描述根据本发明的第二实施例的控制电路200'。

如可以根据图4和图9的比较理解的，第一和第二实施例的控制电路200和200'具有许多共同特征，并且因此将不重复这些共同组件的结构和功能的描述。然而，第二实施例的偏移参考信号生成器220'不同于第一实施例，并且现在将具体描述控制电路200'的该组件的结构和操作。

在第一操作模式(在此也称为“调节比”模式)中，偏移参考信号生成器220'可操作为用作上述第一实施例的偏移参考信号生成器220。然而，与第一实施例的偏移参考信号生成器220形成对照，第二实施例中的偏移参考信号生成器220'还可以以第二模式(在此也称为为“充分调节”模式)操作，以生成被设置为期望电平的预定参考信号V_Rdes。V_Rdes的大小可以被设置为固定值，或者可以使其可由SMPS操作者调整。因此，在操作期间，V_Rdes保持恒定，除非由操作者改变。

如将在下文中解释的，偏移参考信号生成器220'被配置成当输入电压V_in超过阈值时以第二模式操作，并且当输入电压V_in等于或小于阈值时以第一模式操作。

为了比较，在仅可以使用充分调节的控制策略的已知的充分调节转换器中，控制电路测量SMPS 100的输出电压V_out，并且然后将其与等于期望输出电压或与期望输出电压直接成比例的恒定参考信号作比较，而不提供切换为采用取决于SMPS的输入电压的可变参考电压的操作的模式。相反，如这里所说明的，在本发明的第二实施例中，由偏移参考信号生成器220'输出的信号在第一操作模式中是SMPS 100的输入电压V_in的函数，并且在偏移参考信号生成器220'的第二操作模式中是恒定的。

第二实施例的控制电路200'在第一操作模式中所执行的操作与第一实施例的控制电路200所执行的相同。另一方面，当偏移参考信号生成器220'在第二操作模式(即充分调节)操作时所进行的传统的处理操作是公知的并且因此，这里将不描述。

如图9所示，第二实施例的偏移参考信号生成器220'包括参考信号选择器223，其用于控制在偏移参考信号生成器220'的的第一操作模式和第二操作模式之间进行切换。更具体地，如图9中所示，参考信号选择器223可操作用于接收来自例如精确参考的预定的参考信号VRdes、以及来自加法器222的偏移参考信号VR_offset，并且然后根据以下等式来选择这些接收到的信号中的较小一个作为要提供给误差信号生成器230的参考信号：

V_R＝min{V_{R_offset}，V_Rdes}   等式7在等式7中，“min”表示最小值函数，该最小值函数选择操作数的最小值。在图10中图示了作为输入电压V_in的函数的输出电压V_out。

存在与偏移参考信号生成器220'的根据现行SMPS输入电压水平来从上述两个操作模式中的一个切换为另一个的能力相关联的显著优点。

例如，如可以根据图11中示意性示出的SMPS输出电压V_out随着输入电压V_in的变化而理解的，与偏移参数信号生成器220’被配置成仅以调节比率模式操作的情况相比，使用上述充分调节和调节比率操作模式的组合(即上述第一和第二模式的组合)允许在SMPS100中实现更高的变压器匝数比。如图11所示，组合所需要的匝数比n₁大于当操作被限制为调节比率模式时所需要的匝数比n₂。

此外，如图12中所示，其中控制策略采用上述充分调节操作模式和调节比率操作模式的组合，输出电压V_out是在整个工作区域中较大，这允许在不增加作为设计中的限制因子的输出电流的情况下增加输出功率P_out。

图13是图示SMPS输出电流脉动I_ripple随着输入电压V_in变化的示意图。当偏移参考信号生成器220'以调节比率模式进行操作时，输出电流脉动I_ripple是恒定的并且独立于输入电压V_in，这与组合控制策略的充分调节部分形成对比，其中电流脉动I_ripple随着输入电压V_in而增加。这意味着，对于给定脉动需要，单纯调节比率可以使用比组合控制策略更小的的电感器。然而，在有源电流共享中，较大的电感器是优选的。

图14示出了包括SMPS 100和被布置成生成用于控制SMPS 100的占空比的控制信号的控制电路200’的电源系统。除了偏移参考信号生成器220’在以第一和第二模式操作之间进行切换之外，图14中所示的电源系统的组件及其交互与以上参考图7所述的那些相同。

[实验结果]

本发明人已经进行了模拟实验，以将使用由根据本发明的实施例的控制电路所控制的SMPS 100与未调SMPS的性能作比较，以示出由本发明的实施例所作出、在输入电压瞬变和负载瞬变行为方面的改善。

更具体地，发明人将图7中所示以及以上具体示出的SMPS 100和控制电路200的性能与图15中所示的SMPS 100进行了比较。图15中所示的SMPS 100与图7中所示的SMPS 100相同，但是其以未调节模式操作，并且因此不受益于本发明的实施例的控制电路200的控制。

在该实验中，SMPS 100具有38-55V的输入电压范围以及4：1的变压器比率，产生9.5-13.75V的理想输出电压范围。最大输出负载电流是33 A。图16至图21示出了实验的结果。

在图16中，对于其中100微秒的上升时间并且0 A的负载电流的情况下输入电压从30V步进上升到55V的场景，示出了固定比率(4:1)未调转换器和根据本发明的实施例的根据控制电路200所控制的负载调节转换器的输入电压瞬变。

与负载调节转换器相比，未调转换器显示出随着大的过冲的快速输出电压增加以及随着较小衰减的大的振动。

本发明人已经发现，调节转换器中的电压下沉是由于在输入电压的测量中的延迟而导致，并且还发现了减少该延迟将减少该下沉。

本发明人还发现，用于防止在负载调节转换器的输出电压中的初始下沉的另一解决方案是使用控制电路200来执行控制以限制占空比的范围，以便于应用最小占空比，例如70％。这防止占空比控制信号生成器250以低于70％的占空比输出控制信号D。

因此，图16的模拟(在100微秒的上升时间并且0 A的负载电流的情况下电压从38V上升到55V)被重复，将70％的最小占空比应用到负载调节转换器。在图17中示出了该结果。如图17所示，下沉被移除，并且振动的衰减通过应用最小占空比阈值而被改善。

图18示出了执行与在图16中相同的模拟，但是以33A的全负载电流而不是0A执行的结果。这通过未调转换器中的稳态压降图示了负载调节，因为未调转换器的初始和最终输出电压低于理想水平，这由负载调节转换器来呈现。还应当看出，负载调节转换器的衰减远优于未调转换器。

图19示出了在100微秒中在0 A的负载电流的情况下在负的输入电压从55 V步降到38V的期间SMPS 100的输出电压V_out。应当看出，负载调节转换器的衰减远优于未调转换器。

图20示出了在38V的输入电压处在1微秒中正的负载从0A步进到33A的结果。调节的转换器具有伴随衰减的振荡的减少的下冲(undershoot)，而未调转换器具有更多的下冲和更少衰减的振荡。稳态输出电压还示出了改善的负载调节，即，输出电压不取决于负载电流，因为未调转换器的最终输出电压远远低于负载调节转换器的所呈现的期望水平。

类似地，图21描绘了在38V的输入电压处1微秒中从33A到0A的负的负载步进。同样，负载调节转换器呈现出伴随更大的振荡衰减的较少过冲。

在偏移参考信号生成器220'可以根据上述第二实施例在充分调节模式和调节比模式操作之间进行切换的情况下，在图22中示出了从55V步降到38V的输入电压的模拟的结果。更具体地，图22示出了当采用非调节的固定比率、调节比以及调节比和充分调节的组合(即，线性/负载调节)操作模式所获得的模拟结果的比较。在所有情况下，下降时间是100微秒，并且负载电流是0A。

在组合的调节比中，充分调节的情况是V_Rdes＝12V，可以观察到，该方案将输出电压箝位到V_Rdes＝12V。此外，与其他两个控制策略相比，振荡的衰减被改善，主要由于较小的输出范围。

[修改例和变体]

可以在不背离本发明的范围的情况下，对实施例作出许多修改和变化。

例如，虽然所述实施例的控制电路200、200'是提供用于控制SMPS 100的占空比的控制信号的独立单元，但是控制单元200、200'替代地可以被包含在SMPS 100内。

此外，控制电路200、200'可以在不损失性能的情况下使用模拟或数字电子器件来实现。在控制电路200、200'的数字实现中，参考信号生成器210、偏移参考信号生成器220、误差信号生成器230和/或调节器240可以被实现为软件组件，其可以形成可由诸如微处理器的可编程信号处理装置执行的计算机程序、模块、对象或指令序列的至少一部分。

上述第二实施例的偏移参考信号生成器220'被配置为通过参考信号选择器223选择参考信号V_Rdes和V_{R_offset}中较小者而在其第一和第二操作模式之间进行切换，该参考信号V_Rdes和V_{R_offset}分别通过参考源和偏移参考信号生成器220生成。然而，该切换可以替代地通过将指示SMPS输入电压的信号与阈值作比较并且然后根据该比较的结果来生成V_Rdes或V_{R_offset}来执行。

该调节器240可以是任何类型，并且并非具体地是PID调节器。例如，其可以是PI、PD或超前滞后补偿调节器或另一类型的调节器。

如上述实施例中详细描述的控制策略可以通过电压前馈补偿来补充。

因为SMPS 100可以是分离的SMPS 100，那么控制电路200可以被置于变压器T1的初级或次级侧。然而，优选是位于次级侧。根据控制电路200、200'的布置，然后SMPS 100的输出电压或SMPS 100的输入电压V_in中的一个必须传输通过隔离屏障。存在许多公知的技术来实现这一点，例如在打开时段期间对SMPS 100的变压器T1的次级侧对电压进行采样是对输入电压的良好测量，包括变压器比率n。

此外，控制电路200、200'不限于控制全桥、具有同步整流的中心抽头的次级侧变压器的SMPS拓扑，如图8和图10所示。替代地，上述本发明的实施例将与很多拓扑结构一起同样良好地工作，包括推挽式、半桥和正向转换器拓扑。上述控制电路200或200'可以由具有单绕组次级侧变压器的SMPS一起使用，并且还与在次级侧具有二极管整流的SMPS一起工作。

发明人已经发现，本发明的实施例的上述控制电路在通过有源下调实现时工作得特别好，该有源下调支持无源电流共享或若干相同SMPS转换器的并联。

图24示出了包含有源下调的第一实施例的控制电路200的修改。在该变体中，通过测量输出电流I_out，并且然后根据以下等数修改误差信号的计算来获得有源下调：

V_E＝min{kV_in+V_offset，V_Reds}-V_out-I_out-R_droop等式8

在以上等式8中，如果在SMPS中存在，则n＝n_s/n_p是变压器匝数比，V_out是SMPS 100的输出电压，I_out是SMPS 100的输出电流，并且R_droop是人工抗下垂。

还应当理解，图3的流程图中所示的过程处理可以以与所示出不同的顺序来执行。例如，图3中的步骤S301和S302可以被交换，或者步骤S302可以在步骤S303之后执行。

本发明的实施例的上述描述是为了说明和描述的目的而呈现。并非意在穷举或将本发明限制于所公开的形式。替代地，修改和变化可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下进行。

Claims (21)

1.一种控制电路(200；200’；200”)，可操作为生成用于控制开关式电源(100)的占空比的控制信号(D)，所述控制电路(200；200’；200”)包括：

参考信号生成器(210)，可操作为接收指示所述开关式电源(100)的输入电压(V_in)的信号，并且生成参考信号(V_R)，所述参考信号(V_R)是所述输入电压(V_in)的函数；

偏移参考信号生成器(220)，可操作为通过将所述参考信号(V_R)和偏移信号(V_offset)进行组合来生成偏移参考信号(V_{R_offset})，所述偏移信号(V_offset)独立于所述输入电压(V_in)；

误差信号生成器(230)，被布置成接收指示所述开关式电源(100)的输出电压(V_out)的信号，并且可操作为基于所述偏移参考信号(V_{R_offset})并基于所述输出电压(V_out)来生成误差信号(V_E)；以及

占空比控制信号生成器(250)，可操作为根据所述误差信号(V_E)来生成用于控制所述开关式电源(100)的所述占空比的所述控制信号(D)。

2.根据权利要求1所述的控制电路(200；200’；200”)，其中所述偏移参考信号生成器(220)包括可操作为生成可变偏移信号(V_offset)的偏移信号生成器(221)。

3.根据权利要求2所述的控制电路(200；200’；200”)，其中所述偏移信号生成器(221)被布置成接收指示所述开关式电源(100)的测量的温度的信号，并且被布置成根据所述测量的温度来生成所述偏移信号(V_offset)。

4.根据权利要求2所述的控制电路(200；200’；200”)，其中所述偏移信号生成器(221)被布置成接收指示所述开关式电源(100)的输出负载的信号，并且被布置成根据所述输出负载来生成所述偏移信号(V_offset)。

5.根据权利要求2所述的控制电路(200；200’；200”)，其中所述偏移信号生成器(221)被布置成接收指示来自用户的输入的信号，并且被布置成根据所接收的信号来生成所述偏移信号(V_offset)。

6.根据任何一项前述权利要求所述的控制电路(200；200’；200”)，其中所述参考信号生成器(210)被布置成接收指示来自用户的输入的信号，并且被布置成根据所接收的信号来设置使所述参考信号(V_R)与所述输入电压(V_in)相关的函数。

7.根据任何一项前述权利要求所述的控制电路(200’)，其中所述偏移参考信号生成器(220)可以以第一模式操作以通过将所述参考信号(V_R)和所述偏移信号(V_offset)进行组合来生成所述偏移参考信号(V_{R_offset})，并且可以以第二模式操作以生成独立于所述输入电压(V_in)的预定参考信号(V_Rdes)；所述偏移参考信号生成器(220)被配置成当所述输入电压(V_in)超过阈值时以所述第二模式操作，并且当所述输入电压(V_in)等于或小于所述阈值时以所述第一模式操作。

8.根据权利要求7所述的控制电路(200’)，其中所述偏移参考信号生成器(220)包括参考信号选择器(223)，所述参考信号选择器(223)可操作为选择所生成的偏移参考信号(V_{R_offset})和所述预定参考信号(V_Rdes)中的较小者，以用于由所述偏移参考信号生成器(220)输出。

9.根据任何一项前述权利要求所述的控制电路(200；200’；200”)，其中所述偏移参考信号生成器(220)包括加法器(222)，所述加法器被布置成将所述偏移信号(V_offset)添加到所述参考信号(V_R)。

10.根据任何一项前述权利要求所述的控制电路(200；200’；200”)，其中所述误差信号生成器(230)被布置成通过从所述开关式电源(100)的所述输出电压(V_out)和所述偏移参考信号(V_{R_offset})之一中减去所述开关式电源(100)的所述输出电压(V_out)和所述偏移参考信号(V_{R_offset})中的另一个来生成所述误差信号(V_E)。

11.根据任何一项前述权利要求所述的控制电路(200”)，其中所述误差信号生成器(230)被布置为接收指示所述开关式电源(100)的输出电流(I_out)的信号，并且可操作为基于所述偏移参考信号(V_{R_offset})、所述输出电压(V_out)和所述输出电流(I_out)来生成所述误差信号(V_E)。

12.一种开关式电源(100)，具有根据任何一项前述权利要求所述的控制电路(200；200’；200”)。

13.一种生成用于控制开关式电源(100)的占空比的控制信号(D)的方法，所述方法包括：

接收(S301)指示所述开关式电源(100)的输入电压(V_in)的信号；

接收(S302)指示所述开关式电源(100)的输出电压(V_out)的信号；

根据所述输入电压(V_in)的函数生成(S303)参考信号(V_R)；

通过将所述参考信号(V_R)和偏移信号(V_offset)进行组合来生成(S304)偏移参考信号(V_{R_offset})，所述偏移参考信号(V_{R_offset})独立于所述输入电压(V_in)；

基于所述偏移参考信号(V_{R_offset})并基于所述输出电压(V_out)来生成(S305)误差信号(V_E)；以及

根据所述误差信号(V_E)来生成(S307)用于控制所述开关式电源的所述占空比的所述控制信号(D)。

14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括生成(S304)可变偏移信号(V_offset)。

15.根据权利要求14所述的方法，进一步包括：

接收指示所述开关式电源(100)的测量的温度的信号，

其中根据所述测量的温度来生成(S304)所述偏移信号(V_offset)。

16.根据权利要求14所述的方法，进一步包括：

接收指示所述开关式电源(100)的输出负载的信号，

其中根据所述输出负载来生成(S304)所述偏移信号(V_offset)。

17.根据权利要求14所述的方法，进一步包括：

接收指示来自用户的输入的信号，

其中根据所接收的信号来生成(S304)所述偏移信号(V_offset)。

18.根据权利要求13-17中的任何一项所述的方法，进一步包括：

接收指示来自用户的输入的信号；以及

根据所接收的信号来改变使所述参考信号(V_R)与所述输入电压(V_in)相关的函数。

19.根据权利要求13-18中的任何一项所述的方法，其中通过从所述开关式电源(100)的所述输出电压(V_out)和所述偏移参考信号(V_{R_offset})之一中减去所述开关式电源(100)的所述输出电压(V_out)和所述偏移参考信号(V_{R_offset})中的另一个来生成所述误差信号(V_E)。

20.根据权利要求13-19中的任何一项所述的方法，进一步包括：

接收指示所述开关式电源(100)的输出电流(I_out)的信号；以及

基于所述偏移参考信号(V_{R_offset})、所述输出电压(V_out)和所述输出电流(I_out)来生成所述误差信号(V_E)。

21.根据权利要求13-20中的任何一项所述的方法，其中通过将所述偏移信号(V_offset)添加到所述参考信号(V_R)来生成所述偏移参考信号(V_{R_offset})。