CN104335469B - 以最大化功率效率来控制开关模式电源 - Google Patents

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Abstract

提供一种可操作以生成控制开关模式电源(100)的占空比的控制信号(D)的控制电路。控制电路包括：输入端子(205)，用于接收指示开关模式电源(100)的输入电压(Vin)的信号；以及参考信号发生器(210)，可操作以根据接收信号来生成作为输入电压(Vin)的函数的参考信号(VR)。控制电路还包括误差信号发生器(230)，其设置成接收指示开关模式电源(100)的输出电压(Vout)的信号，并且可操作以基于参考信号(VR)并且基于输出电压(Vout)来生成误差信号(VE)。控制电路还包括：低通滤波器(225)，连接在输入端子(205)与误差信号发生器(230)之间，与参考信号发生器(210)串联；以及占空比控制信号发生器(250)，可操作以根据误差信号(VE)来生成控制开关模式电源(100)的占空比的控制信号(D)。

Description

以最大化功率效率来控制开关模式电源
技术领域
一般来说，本发明涉及开关模式电源（有时称为开关模式电力源或开关模式功率源）的领域，以及更具体来说，涉及开关模式电源的占空比的控制。
背景技术
开关模式电源(SMPS)是一种因其尺寸小、重量轻和效率高而具有不同范围的应用的众所周知类型的电源转换器。例如，SMPS广泛用于个人计算机和便携电子装置、例如蜂窝电话中。SMPS通过以高频率(通常为数十至数百kHz)开/关例如功率MOSFET等开关元件，来实现这些优点，其中开/关的频率或占空比定义将输入电压转换成预期输出电压的效率。
在大多数SMPS拓扑中，输出电压Vout与输入电压Vin成正比。
等式1
在上式1中，D是开/关的占空比，以及n = ns/np是在SMPS中使用变压器时的变压比(次级侧的匝数ns除以初级侧的匝数np)，或者在没有使用变压器时n=1。占空比是实现高转换器效率的关键，以及100%的占空比一般将产生最大效率。
用于控制SMPS的占空比的多个不同控制策略是已知的。
一种控制方法用于固定比率转换器或者中间总线转换器(IBC)(其又称作未调节转换器)中。这些全部缺乏对输出电压的控制，但是以最大化占空比运行。这产生最大化功率效率，因为转换器在几乎100%的时间传递能量，除了开/关期间所需的空载时间之外。通过这种策略，输出电压按照上式1随输入电压而改变。例如在US 7272021、US 7558083、US7564702和US 7269034中公开具有不同拓扑的未调节转换器。此外，电压的窄调节能够由称作负载点(POL)调节器的第二层SMPS来照管，这个功率架构称作中间总线架构(IBA)，例如在US 7787261中公开。
半调节转换器以变化占空比为代价来补偿变化输入电压(线调节率)，这降低功率效率。在US 7787261中公开这种转换器的示例。转换器负载能够影响输出电压，从而使它随增加负载而降低，即称作下调的现象。由于SMPS的输出具有LC滤波器，所以负载瞬变使输出电压振荡，并且仅固有寄生电阻阻尼振荡。
例如US 7787261中公开的准调节总线转换器仅在输入电压范围的一部分中经过线调节，而在输入电压范围的其它部分，它们是未调节的，使用100%占空比来使效率为最大。这产生增加的输入电压范围，而没有增加输出电压范围。
输出调节转换器通过输出电压的反馈来补偿变化负载条件和输入电压变化。常常添加电压前馈，以便降低因输入电压瞬变引起的输出电压扰动。这种类型的调节以较低效率为代价来提供最稳定的输出电压。
不管所使用的控制策略，优选的是使SMPS的输出电压在所有条件下均保持在其预期电平。但是，输入电压的瞬变和变化将使输出电压几乎立即发生变化。这能够引起SMPS的输出电压的大变化。通常，只有SMPS的输出滤波器中的惯性将降低这种影响。
所有上述控制策略在输出电压容差、瞬态响应和功率效率方面均具有缺陷。此外，许多这些变量是相关的，并且优化一个使其它变差。
发明内容
鉴于已知SMPS控制策略中的问题，本发明旨在提供用于生成按照如下方式来控制SMPS的占空比的控制信号的设备和方法：使得与已知策略相比，保持高功率效率，同时改进对瞬变和其它操作特性的输出电压响应。
此外，本文所述的占空比控制方案解决发明人已经确认的如下问题：当SMPS的输出连接到能够吸取大电流的负载(例如，大电容器)并且被要求对SMPS的输入电压的变化进行快速响应时，输出电流可暂时上升到不希望的高电平。瞬变输出电流增加可足以损坏SMPS，或者如果SMPS提供有过电流保护(OCP)机制，则至少使OCP跳闸并且因而使电力输送中断。
如下面将进行说明，按照本发明的一实施例的SMPS控制电路允许避免对SMPS的这种损坏或者OCP触发，同时仍然使SMPS能够对迅速输入电压变化进行快速响应。作为另一优点，控制电路允许在SMPS的输入和输出的高频噪声均被抑制，由此简化对SMPS的滤波要求。
更具体来说，本发明提供一种控制电路，其可操作以生成控制开关模式电源的占空比的控制信号。控制电路包括：输入端子，用于接收指示开关模式电源的输入电压的信号；以及参考信号发生器，在操作上(直接地或者经由一个或多个电气组件间接地)连接到输入端子，以便接收指示开关模式电源的输入电压的信号，参考信号发生器可操作以根据接收信号来生成作为输入电压的函数的参考信号。控制电路还包括误差信号发生器，其设置成接收指示开关模式电源的输出电压的信号，并且可操作以基于参考信号并且基于输出电压来生成误差信号。控制电路还包括：低通滤波器，连接在输入端子与误差信号发生器之间，与参考信号发生器串联；以及占空比控制信号发生器，可操作以根据误差信号来生成控制开关模式电源的占空比的控制信号。
本发明还提供一种由控制电路来生成控制开关模式电源的占空比的控制信号的方法。该方法包括参考信号生成过程，其中包括：接收指示开关模式电源的输入电压的信号；以及生成作为输入电压的函数的参考信号，其中至少一个低通滤波操作作为参考信号生成过程的一部分来执行，使得参考信号是经滤波的信号。该方法还包括误差信号生成过程，其中包括：接收指示开关模式电源的输出电压的信号；以及基于参考信号并且基于输出电压来生成误差信号。该方法还包括占空比控制信号生成过程，其中包括根据误差信号来生成控制开关模式电源的占空比的控制信号。
附图说明
现在仅作为实例、参照附图来描述本发明的实施例，附图包括：
图1是按照本发明的第一实施例、用于生成控制开关模式电源的控制信号的开关模式电源和控制电路的框图；
图2是示出按照本发明的第一实施例的控制电路的进一步细节的框图；
图3示出对于正和负电压瞬变具有不同时间常数的模拟低通滤波器的示例；
图4是示出由按照本发明的第一实施例的控制电路所执行的过程的流程图；
图5是示出按照本发明的第一实施例的控制电路的又一细节的框图；
图6示出作为输入电压的函数的SMPS输出电压的变化；
图7示出作为两个示范固定变压比的输入电压的函数的SMPS输出电压的变化连同按照本发明的一实施例的偏移参考信号发生器所生成的变化；
图8是示出第一实施例的控制电路与SMPS进行互连、以使得控制电路能够控制SMPS的占空比的电路图；
图9是示出在图8的控制电路中产生的、用于开/关SMPS中的元件的控制信号的时序图；
图10示出按照本发明的第二实施例的控制电路；
图11示出作为本发明的第二实施例中的SMPS输入电压的函数的SMPS输出电压的变化；
图12是示出作为输入电压的函数的SMPS输出电压的变化的另一个示意图，其示出第二实施例的偏移参考信号发生器在第一与第二操作模式之间进行切换的能力如何允许较高变压比用于SMPS中；
图13是示出SMPS的功率输出如何随输入电压而改变的示意图，并且示出第二实施例的偏移参考信号发生器在第一与第二操作模式之间进行切换的能力如何增加SMPS的功率输出；
图14是示出SMPS的输出扼流圈中的纹波电流在SMPS由按照本发明的和二实施例的控制电路来控制时如何随输入电压而改变的示意图；
图15是示出第二实施例的控制电路与SMPS进行互连、以使得控制电路能够控制SMPS的占空比的电路图；
图16示出实验结果，其示出在电压阶跃施加到背景示例SMPS的输入时发生的大负载电流瞬变；
图17示出实验结果，其示出、在与图16相同的实验条件下、在按照本发明的一实施例的SMPS中发生的负载电流瞬变的有效抑制；以及
图18示出以包含下调处理对第一实施例的控制电路的修改。
具体实施方式
如下面将详细说明，按照本发明的一实施例的控制电路包括低通滤波器，其连接在控制电路的输入端子(其接收指示SMPS的输入电压的信号)与控制电路的误差信号发生器(其用来使用基于接收信号的信号来生成误差信号)之间。控制电路使用误差信号来生成用于控制SMPS占空比的控制信号。低通滤波器限制输入电压发生变化时的SMPS输出电压变化的转换速率并且因而限制SMPS负载电流的伴随变化，以及因此在抑制负载电流瞬变(其原本响应输入电压波动而发生)方面以及在抑制SMPS的输入和输出电压线的噪声方面是有效的。
除了上述参考信号发生器之外，控制电路可以可选地包括偏移参考信号发生器，以用于通过将参考信号与偏移信号相结合来生成偏移参考信号，该偏移与输入电压无关。在使用这种偏移参考信号发生器的情况下，基于偏移参考信号对SMPS的占空比的控制使SMPS有效地操作，好像具有随输入电压而改变的可变变压器匝比一样。如下面将进行说明的，这个参考电压的偏移允许对于可相互无关地由用户所定义的预期输入和输出电压频带的大范围的组合来实现极有效的SMPS操作，由此改进SMPS跨大范围应用的可用性。
[第一实施例]
图1示出开关模式电源(SMPS)100和控制电路200的顶级框图。控制电路200设置成接收指示SMPS 100的输入电压Vin和输出电压Vout的信号。这些信号可包括电压本身的模拟信号或者包含定义测量设备(未示出)所测量的电压值的信息的数字信号。基于指示SMPS输入电压的信号以及指示输出SMPS电压的信号，控制电路200可操作以生成控制SMPS 100的占空比的控制信号D。将会理解，控制电路200能够与SMPS 100分开制作和销售。
图2是控制电路200的示意框图。控制电路200包括：输入端子205；参考信号发生器210；可选的偏移参考信号发生器220；低通滤波器225；误差信号发生器230；可选的调节器240；占空比控制信号发生器250；以及可选的接口模块260，经由其，可如以下所述来调整参考信号发生器210和偏移参考信号发生器220(若包含的话)的设定。
参考信号发生器210设置成经由输入端子205来接收指示SMPS 100的输入电压Vin的信号，并且可操作以生成可变参考信号VR，其取决于输入电压Vin。更具体来说，参考信号发生器210设置成生成作为输入电压Vin的函数的参考信号VR。本文中表示为f(Vin)的这个函数能够由参考信号发生器210按照用户指令(其可经由接口模块260来传递)来改变。
偏移参考信号发生器220可操作以通过将参考信号发生器210所生成的参考信号VR与偏移信号Voffset相结合，来生成偏移参考信号VR_offset，偏移信号Voffset与输入电压Vin无关。
应当注意，参考信号发生器210和偏移参考信号发生器220的功能可结合为控制电路200的单个组件，其在单个步骤生成采用相对输入电压Vin而偏移的电压的形式的偏移参考信号VR_offset，偏移的大小与Vin无关。
低通滤波器225可以是用于对信号进行低通滤波以去除其高频分量的任何适当类型的低通滤波器。低通滤波器225可以是数字滤波器，或者它可在模拟域中、例如按照要求作为简单一阶RC滤波器或者更复杂的滤波器网络来实现。
如同本实施例中一样，低通滤波器225可设置成以第一时间常数来响应SMPS 100的输入电压Vin的增加，以及以与第一时间常数不同的第二时间常数来响应SMPS 100的输入电压Vin的降低。要实现有效噪声抑制，第一时间常数优选地设置为不小于输出滤波器时间常数的值。第一时间常数的值将取决于容许涌入电流电平和输出电容，但是在许多实际应用中将处于从0.3 ms至3 ms的范围之内。第二时间常数例如可处于从60微秒至0.6 ms的范围之内。这种低通滤波器225可使用两个电阻器R1、R2和两个二极管D1、D2(其按照所示方式连接到滤波器电容器Cfilter)如图3所示来实现。
两个时间常数优选地是用户可调的，使得用户能够按照连接到SMPS 100的输出的负载电容器的电容对它们进行调整，以便将电容器的充电和放电电流的大小保持在相应预定的值范围之内。在模拟实现中，例如通过在滤波器电路中使用可变取电阻器和/或电容器，使时间常数是用户可调的。可类似地制作对上升/下降输入信号具有相同时间常数的低通滤波器，以允许时间常数由用户来调整。
再次参照图2，误差信号发生器230设置成接收指示SMPS 100的输出电压Vout的信号以及偏移参考信号VR_offset，其由偏移参考信号发生器220来生成并且由低通滤波器225来滤波。误差信号发生器230可操作以基于经滤波的偏移参考信号VR_offset并且基于输出电压Vout来生成误差信号VE。为了进行比较，在常规完全调节转换器中，控制电路测量SMPS的输出电压Vout，并且这然后与恒定参考信号(其设置成产生预期输出电压)进行比较。
误差信号VE然后馈入可选调节器240中，或者如果没有提供调节器240，则误差信号VE馈入占空比控制信号发生器250中。可提供调节器240，以根据误差信号VE来生成定义占空比的信号。
占空比控制信号发生器250设置成接收调节器240的输出(或者在没有提供调节器时的误差信号VE)，并且可操作以生成控制SMPS 100的占空比的所需控制信号D。
图4是示出由图2的控制电路200所执行、以用于生成控制SMPS 100的占空比的控制信号D的处理操作的流程图。
参照图4，在步骤S301，参考信号发生器210接收指示来自SMPS 100的输入电压Vin的信号。接收信号可以是SMPS 100的输入电压Vin的模拟表示，或者它可以是数字表示。
在步骤S302，误差信号发生器230接收指示SMPS 100的输出电压Vout的信号。接收信号类似地可以是SMPS 100的输出电压Vout的模拟表示，或者它可以是其数字表示。
在步骤S303，参考信号发生器210生成作为输入电压Vin的函数的可变参考信号VR。函数f(Vin)例如可以是线性函数，其中参考信号发生器210通过将接收信号(其指示输入电压Vin)与比例因子相乘，来生成可变参考信号VR。函数f(Vin)备选地可以是接收信号的非线性函数、例如次级或高阶多项式函数，并且它可具有一个或多个不连续点。函数f(Vin)可也对输入电压Vin的两个或更多工作区来逐个定义。一般来说，参考信号发生器210在步骤S303生成作为使得参考信号VR在输入电压Vin为零时为零的输入电压Vin的任何函数(换言之，其曲线经过原点的函数)的参考信号VR。
在步骤S304，偏移参考信号发生器220通过将在步骤S303所生成的参考信号VR与偏移信号Voffset相结合，来生成偏移参考信号VR_offset。如上所述，偏移信号Voffset与输入电压Vin不相关，并且如同本实施例中一样可由偏移参考信号发生器220来生成，或者它可在控制电路200外部生成并且由偏移参考信号发生器220来接收。在任一种情况下，偏移参考信号发生器220例如如同本实施例中一样通过将这些信号加起来，将参考信号VR与偏移信号Voffset相结合。如上所述，参考信号发生器210和偏移参考信号发生器220的功能可结合为控制电路200的单个组件，其在单个步骤生成采用相对输入电压Vin而偏移的电压的形式的偏移参考信号VR_offset，偏移的大小与Vin无关。在这种情况下，步骤S303和S304可结合为单个步骤。
在步骤S305，低通滤波器225对偏移信号发生器220所生成的偏移参考信号VR_offset进行滤波。
在步骤S306，误差信号发生器230基于经滤波的偏移参考信号VR_offset和输出电压Vout来生成误差信号VE。
可选地，该过程然后可继续步骤S307，其中调节器240调节误差信号VE，以生成定义占空比的信号。
在步骤S308，占空比控制信号发生器250生成控制SMPS 100的占空比的控制信号D。所生成的控制信号D取决于误差信号VE，以及如果执行S307的调节步骤，则控制信号D根据定义占空比的信号来生成。
因此，将会理解，本实施例的控制电路200执行包括步骤S301、S303、S304和S305的参考信号生成过程，其产生相对输入电压Vin的变化所滤波的参考信号。控制电路200还执行：包括步骤S302和S306的误差信号生成过程，其基于经滤波的参考信号来产生误差信号；以及包括步骤S308的占空比控制信号生成过程，其基于误差信号来产生控制占空比的信号。
现在将参照图5来描述控制电路200的操作的其它细节，图5示出图2所示组件可采取的示范形式。具体来说，图5示出使其能够生成偏移参考信号的偏移参考信号发生器220的示范配置以及参考信号发生器210、误差信号发生器230、调节器240和占空比控制信号发生器250的示范实现。
如图5所示，参考信号发生器210配置成实现乘法功能，具体来说是将指示SMPS输入电压Vin的接收信号(其在本文中称作并且在附图中标记为Vin)与比例因子k相乘，其中比例因子k可设置成等于变压器匝比n(其中n=ns/np，ns是变压器次级侧绕组的匝数，以及np是变压器初级侧绕组的匝数)与SMPS 100的标称占空比Dnom的乘积。应当注意，如果SMPS 100没有变压器，则n设置成等于一。
因此，可变参考信号VR通过按照下式将SMPS 100的输入电压Vin与比例因子k相乘来生成。
等式2
此外，在本实施例中，参考信号发生器210配置成允许比例因子k由用户来设置。更具体来说，参考信号发生器210配置成从接口模块260接收指示来自用户的输入的信号，其可通过用户经由诸如小键盘或触摸屏之类的输入装置输入他对比例因子k的选择、调整或设定来提供。参考信号发生器210设置成根据指示用户的输入的接收信号来设置因子k。但是，应当注意，更一般来说，参考信号发生器210可设置成根据接收信号来设置上述函数f(Vin)(其将参考信号VR与输入电压Vin相关)的一个或多个参数，其中函数无需在Vin中是线性的。
如图5所示，在本实施例中，偏移参考信号发生器220包括：偏移信号发生器221，可操作以生成可变偏移信号Voffset；以及加法器222，其设置成相加参考信号VR和由此所接收的可变偏移信号Voffset，并且将相加这些信号的结果作为偏移参考信号VR_offset来输出到低通滤波器225。
更详细来说，偏移信号发生器221设置成从接口模块260接收信号，并且使用接收信号、例如通过对接收信号进行放大和/或滤波或者以其它方式进行处理，来生成可变偏移信号Voffset。因此，偏移信号Voffset是接收信号的函数，但是它与SMPS输入电压Vin无关。根据特定SMPS实现的要求，偏移信号发生器221备选地可配置成未经处理地将从接口模块260(或者直接从控制电路200外部的信号源)所接收的信号转发到加法器222。
更具体来说，在本实施例中，偏移信号发生器221设置成经由接口模块260接收指示来自用户的输入的信号，并且根据指示用户输入的信号来生成偏移信号Voffset。例如，接口模块260可配置成提供控制电路200与诸如小键盘或触摸屏之类的输入装置之间的接口，其中经由输入装置，用户能够输入偏移信号发生器221在控制电路200的操作期间要生成的电压偏移量。
现在将参照图6和图7来说明用户能够指定将要应用的电压偏移量的有效性。
图6示出作为输入电压Vin的函数的SMPS输出电压Vout的线性变化。图6所示线条的梯度k由(Voutmax - Voutmin)/(Vinmax – Vinmin)给出，其中Voutmax、Voutmin、Vinmax和Vinmin定义SMPS100的输入和输出电压范围的结束，如所示。通过用户能够选择k的值(通过按照上述方式使k的值是可调的，或者通过在制造时将参考信号发生器210配置成使用k的特定值来执行其操作)，能够使SMPS模拟与SMPS 100的变压器中实际存在的变压器匝比不同的匝比。另外，通过将偏移加入参考电压，用户能够将SMPS 100设置成跨任何预期范围的电压以预期电压转换特性进行操作。因此，通过将偏移信号Voffset与参考信号发生器210所生成的参考信号VR相结合所得到的偏移参考信号VR_offset可更一般地表示如下：
等式3
定义偏移参考信号VR_offset与输入电压Vin之间的任何预期线性关系的能力允许用户确保在较高输入电压值限制输出电压的大小的同时、在较低输入电压值取得较高输出电压的优点。因此，在较低输入电压得到增加输出功率电平或较低输出电流成为可能。换言之，通过能够调整偏移信号Voffset，用户能够调整控制电路200，以控制SMPS 100跨预期电压范围进行操作，好像它具有输入电压相关变压器匝比一样。现在将作为设计示例来说明能够进行这些调整的有效性。
设计示例的SMPS是DC-DC降压转换器，其具有40-60 V的输入电压范围以及10-12V的预期输出电压范围。使用n1 = 1:5和n2 = 1:4的固定变压比产生图7所示的虚线。如从图7的这些曲线显而易见，固定变压比n1和n2对于40与60 V之间的输入电压均不允许转换器输出10-12 V的预期范围中的电压。
但是，预期电压范围中的电压转换可通过将k和偏移电压Voffset设置为适当值来实现。更具体来说，k的值可按照k = (Voutmax - Voutmin)/(Vinmax – Vinmin)来设置，其在本例中产生k = (12 - 10)/(60 - 40) = 0.1。另一方面，偏移电压由下式给出：
等式4
在本设计示例中，Voffset按照等式4计算为6 V。
要求设计示例的变压器中将要使用的变压器匝比ns:np满足下列条件：
等式5
换言之，对于整个工作输入电压范围，跨变压器的次级线圈的电压应当大于输出电压Vout。因此，在本设计示例中，要求变压器匝比大于或等于0.25。
为了在SMPS 100的温度发生变化时保持有效稳定操作，作为补充或替代，偏移信号发生器221可设置成经由接口模块260来接收指示SMPS 100的组件(例如变压器)的测量温度的信号，并且根据指示测量温度的接收信号来生成偏移信号Voffset。
备选地，作为补充或替代，本实施例的偏移信号发生器221可设置成经由接口模块260来接收指示SMPS 100的输出负载的信号，并且根据指示输出负载的接收信号来生成偏移信号Voffset。这种负载相关偏移的提供有利地允许SMPS 100的输出电压Vout是可调谐的，以便降低SMPS 100与其负载之间的传输损耗。例如，在SMPS 100构成中间总线转换器(IBC)(其将系统输入电压转换成中间总线电压(IBV)，IBV施加到中间总线，中间总线将IBC连接到一个或多个负载点(POL)调节器)的所谓“中间总线架构”(IBA)电力系统中，偏移信号发生器221可接收指示由IBC输出到(一个或多个)POL调节器的电流和电压的信号，并且调整IBV，以便优化主流负载等级的系统效率。读者参阅WO2012/007055，以获得用于优化IBA电力系统的效率的这个方案的其它细节。
再次参照图5，这个实施例中的误差信号发生器230采取差计数器的形式，其将经滤波的偏移参考信号VR_offset与指示SMPS 100的输出电压Vout的信号进行比较。要实现这个方面，在这个实施例中，查找输出电压Vout与经滤波的偏移参考信号VR_offset之间的差，以生成误差信号VE：
等式6
误差信号然后馈入采取PID调节器的形式的调节器240。PID调节器的输出处于稳态，并且是得到与负载电流无关的所需Vout所需的占空比。
PID调节器240的输出然后馈入占空比控制信号发生器250，其包括脉宽调制(PWM)电路，PWM电路将占空比(来自PID调节器240)转化为控制SMPS 100中的开关元件的脉宽调制信号D。
总之，从以上第一实施例的描述将会理解，控制电路200将负载调节引入原本固定比率转换器中。不是使用固定占空比，占空比能够按照负载要求并且按照SMPS 100的输入电压Vin来改变。这通过使用输入电压Vin和输出电压Vout以生成占空比控制信号D来实现。这改进因输入电压瞬变引起的输出的振荡的阻尼，同时将占空比保持在100%附近，以获得最大效率。
为了保持良好负载调节和瞬态响应，必须引入标称占空比Dnom的设计余量。由本发明人所执行的模拟和测量表明，几个百分点的余量是足够的，产生例如Dnom ≈ 97%。因此，一实施例的功率效率几乎处于最大，并且与固定比率转换器相比没有降低太多，但是本实施例提供改进的瞬态响应和负载调节。
应当注意，因为将一实施例的占空比控制在100%的自然边界附近，所以方法应当用来避免积分终结（wind-up）。例如，积分值的众所周知饱和电路能够用来解决这个问题。
图8示出SMPS 100与上述控制电路200的集成。在这个图中，示出典型SMPS 100。这个SMPS 100的操作经过六个晶体管Q1至Q6的控制来实现。以100%的最大化占空比来运行这个SMPS将产生最大化功率效率。这个电路针对使用变压器T1的DC-DC转换器。提供H桥，以生成AC信号，由开关元件Q1至Q4所形成。具体来说，Q1和Q4最初将接通，而Q2和Q3关断。这生成跨变压器初级线圈的正摆动信号，由此结果是通量的变化。因此，跨变压器次级线圈引起电压。Q6则能够接通而Q5关断，以提供信号的整流。类似地，通过关断Q1、Q4和Q6而接通Q2、Q3和Q5以捕获来自周期的负部分的能量，同样的操作相反地执行，以生成负摆动信号。
如图8所示以及如以上参照先前附图所述，控制电路200具有指示SMPS 100的输入电压Vin和输出电压Vout的输入。基于这些输入，控制电路200生成用于控制开关模式电源100的各种开关元件的各种占空比控制信号D，如以下所述。在这种情况下，地参考处于次级侧。
图9示出作为来自控制电路200的输出、控制SMPS 100的占空比的各种控制信号的示范时序图。控制信号涉及SMPS 100的开关元件，如图8所示。在图8和图9的以下说明中，因子k作为举例取值为nDnom。
如图9所示，Q1和Q4的控制信号(标记为DQ1和DQ4)与Q2和Q3的控制信号(标记为DQ2和DQ3)的逆密切匹配。这生成变压器T1的初级侧的交替正和负电压周期。这引起变压器T1中的变化通量，并且由此引起跨变压器T1的次级侧的电压。
Q1和Q4的控制信号的结束与Q2和Q3的控制信号的开始之间的小定时间隙tgap归因于Dnom不是完全100%，而是在本实施例为大约97%。因此，Q1和Q4的‘导通时间’的长度基本上为T/2×Dnom，其中T是周期的长度。类似地，Q2和Q3的‘导通时间’也基本上为T/2×Dnom。控制电路200通过控制定时间隔tgap的大小来控制‘导通时间’，以保持良好负载调节和瞬态响应。
图9还示出Q5和Q6的典型控制信号(标记为DQ5和DQ6)。如所示，在Q1和Q4的第一半‘导通周期’结束时，Q5接通，而Q6导通。这生成允许电感器L1放电到电容器C1和负载R中的导电通路。此后，Q6关断，而Q5保持导通，以执行来自变压器T1的次级侧的信号的整流。
[第二实施例]
现在将参照图10至图15来描述按照本发明的第二实施例的控制电路200’。
如通过图5和图10的比较能够理解，第一和第二实施例的控制电路200和200’具有许多共同特征，以及这些共同组件的结构和功能性的描述因此不作赘述。但是，第二实施例的偏移参考信号发生器220’与第一实施例有所不同，以及现在将详细描述控制电路200’的这个组件的结构和操作。
在第一操作模式(本文中又称作“调节比率”模式)中，偏移参考信号发生器220’可操作以用作上述第一实施例的偏移参考信号发生器220。但是，与第一实施例的偏移参考信号发生器220相对照，第二实施例的偏移参考信号发生器220’在第二模式(本文中又称作“完全调节”模式)也是可操作的，以生成设置成预期电平的预定参考信号VRdes。VRdes的大小可设置成固定值，或者可使其是由SMPS操作员可调的。相应地，在操作期间，VRdes保持恒定，除非由操作员改变。
如下面将进行说明，偏移参考信号发生器220’配置成当输入电压Vin超过阈值时工作在第二模式，而当输入电压Vin等于或小于阈值时工作在第一模式。
为了进行比较，在能够仅使用完全调节控制策略的已知完全调节转换器中，控制电路测量SMPS 100的输出电压Vout，并且这然后与等于预期输出电压或者与预期输出电压直接成比例的恒定参考信号进行比较，其中没有提供切换到采用取决于SMPS的输入电压的可变参考电压的操作模式。相比之下，如本文所述，在本发明的第二实施例中，由偏移参考信号发生器220’所输出的信号在第一操作模式是SMPS 100的输入电压Vin的函数，以及在偏移参考信号发生器220’的第二操作模式是恒定的。
由第一操作模式的第二实施例的控制电路200’所执行的操作与第一实施例的控制电路200所执行的那些操作是相同的。另一方面，当偏移参考信号发生器220’工作在第二操作模式(即，完全调节)时进行的常规处理操作是众所周知的，并且因此在这里将不作描述。
如图10所示，第二实施例的偏移参考信号发生器220’包括参考信号选择器223，其用来控制偏移参考信号发生器220’的第一与第二操作模式之间的切换。更具体来说，如图10所示，参考信号选择器223可操作以接收来自例如精确参考的预定参考信号VRdes以及来自加法器222的偏移参考信号VR-offset，并且然后按照下式选择这些接收信号中较小的信号作为将要经由低通滤波器225提供给误差信号发生器230的参考信号：
等式7
在等式7中，“min”表示最小函数，其选择操作数的最小值。作为输入电压是Vin的函数的输出电压Vout在图11中示出。
还存在与偏移参考信号发生器220’根据主流SMPS输入电压电平从工作在上述两种操作模式之一切换到另一模式的能力关联的显著优点。
例如，如从图12示意所示的SMP输出电压Vout随输入电压Vin的变化能够理解，与偏移参考信号发生器220’配置成仅工作在调节比率模式相比，使用完全调节和调节比率操作模式的上述组合(即，上述第一和第二模式的组合)允许较高变压器匝比用于SMPS 100中。如图12所示，该组合所需的匝比n1大于当操作限制到调节比率模式时所需的匝比n2。
此外，如图13所示，在控制策略采用完全调节和调节比率操作模式的上述组合的情况下，输出电压Vout在整个工作区中较大，这允许输出功率Pout增加，而无需增加作为设计中的限制因素的输出电流。
图14是示出SMPS输出电流纹波Iripple随输入电压Vin的变化的示意图。与其中电流纹波Iripple随输入电压Vin而增加的组合控制策略的完全调节部分相对照，在偏移参考信号发生器220’工作在调节比率模式的情况下，输出电流纹波Iripple是恒定的并且与输入电压Vin无关。这暗示纯调节比率能够将比组合控制策略要小的电感器用于给定纹波要求。但是，较大电感器在主动电流共享方面是优选的。
图15示出包括SMPS 100以及设置成生成控制SMPS 100的占空比的控制信号的控制电路200’的电力供应系统。除了偏移参考信号发生器220’在工作在第一与第二模式之间进行切换的能力之外，图15所示电力供应系统的组件及其交互与以上参照图8所述是相同的。
[实验结果]
本发明人执行了实验，以证明低通滤波器225在抑制SMPS负载电流瞬变(其否则应在SMPS输入电压Vin突然变化时发生)方面的有效性。这些研究结果在图16和图17中示出，其分别示出从没有低通滤波器225的背景示例SMPS以及按照本发明的一实施例、具有如图2所示设置在占空比系统控制电路中提供的低通滤波器225的SMPS所得到的测量结果。
在两种情况下，SMPS的输出连接到具有低ESR、具有总电容2.5 mF的电容器组，以及到SMPS的输入电压Vin从40 V升压到50 V。在图16和图17中，轨迹C-1示出测量输出电压Vout(为了说明的清楚起见偏移了-7.95 V)，轨迹C-2示出测量输入电压Vin，以及轨迹C-3示出到负载电容器的测量负载电流。
在图16的背景示例中，负载电流响应输入电压阶跃急剧增加，上升到大约55 A的峰值。输出电压Vout与输入电压Vin同样迅速地变化，这在使用具有大输入电容器的低阻抗源时引起输入电压线和输出电压线上的振荡。
图17示出，在本实施例的SMPS中，到负载电容器的涌入电流限制到仅几安培，并且因此不可能使电力供应的OCP跳闸。在这种情况下，与图16的情况中100微秒左右相比，10 V的输入电压阶跃在2.5 ms产生输出电压Vout的2 V变化。应当注意，图17中的轨迹C-3所示的输入电流的噪声和振荡是所使用SMPS的伪像，其对用来产生图16所示的结果的SMPS是不同的。
[修改和变体]
能够对实施例进行许多修改和变化，而没有背离本发明的范围。
例如，虽然上述实施例的控制电路200、200’是提供用于控制SMPS 100的占空比的控制信号的独立单元，但是控制单元200、200’可改为结合在SMPS 100中。
此外，控制电路200、200’能够使用模拟或数字电子器件、在没有性能损失的情况下实现。在控制电路200、200’的数字实现中，参考信号发生器210、偏移参考信号发生器220、误差信号发生器230和/或调节器240可实现为可形成计算机程序的至少一部分的软件组件、模块、对象或者可编程信号处理设备、例如微处理器可执行的指令序列。
通过参考信号选择器223选择分别由参考源和偏移参考信号发生器220已经生成的参考信号VRdes和VR_offset中的较小信号，上述第二实施例的偏移参考信号发生器220’配置成在其第一与第二操作模式之间进行切换。但是，备选地可通过将指示SMPS输入电压的信号与阈值进行比较，并且然后根据这个比较的结果生成VRdes或VR_offset，来执行切换。
虽然在上述实施例中，低通滤波器225设置在偏移参考信号发生器220与误差信号发生器230之间，但是应当注意，低通滤波器225备选地可设置在占空比控制电路中的其它位置，以便在信号被传递给误差信号发生器230之前，对指示SMPS输入电压的信号或者以此为基础的信号进行滤波。因此，更一般来说，低通滤波器可设置在输入端子205与误差信号发生器230之间的任何位置。关于这一点，应当注意，输入端子205无需提供在控制电路的电路板上，并且应当更一般地被视作控制电路中接收指示输入电压Vin的信号的任何节点或者点。但是，在占空比控制电路的一些模拟实现(其中组件的一个或多个本身是重要的噪声源)中，可能有利的是，将低通滤波器225直接连接到误差信号发生器230的输入，如同上述实施例中一样。
调节器240可属于任何类型，而不是具体为PID调节器。例如，它可以是PI、PD或超前滞后补偿调节器或者另一种类型的调节器。
如上述实施例中详述的控制策略可采用电压前馈补偿来补充。
由于SMPS 100可以是隔离SMPS 100，所以控制电路200则可放置在变压器T1的初级或次级侧。但是，优选放置在次级侧。根据控制电路200、200’的放置，SMPS 100的输出电压Vout或者SMPS 100的输入电压Vin其中之一则必须通过隔离势垒来传递。可存在用于实现这个方面的许多众所周知技术，例如导通周期期间的SMPS 100的变压器T1的次级侧的电压的取样是输入电压的良好测量，包括变压比n。
此外，控制电路200、200’并不局限于控制如图8和图15所示具有同步整流的全桥、中心抽头次级侧变压器的SMPS拓扑。本发明的上述实施例而是将同样与包括推送-拉取、半桥和前向转换器拓扑的许多拓扑良好地配合工作。上述控制电路200或200’能够与具有单绕组次级侧变压器的SMPS配合使用，并且它还与具有次级侧的二极管整流的SMPS配合工作。
本发明人发现，当采用实现若干相同SMPS转换器的无源电流共享或并行化的有源下调来实现时，本发明的实施例的上述控制电路特别适用。
图18示出结合有源下调的第一实施例的控制电路200的修改。在这个变体中，通过测量输出电流Iout并且然后按照下式修改误差信号的计算，来得到有源下调：
等式8
在上式8中，n=ns/np是变压器匝比(若它存在于SMPS中的话)，Vout是SMPS 100的输出电压，Iout是SMPS 100的输出电流，以及Rdroop是人工下调电阻。
还将会理解，图4的流程图所示的过程步骤可按照与所示不同的顺序来运行。例如，图4中的步骤S301和S302可互换，或者步骤S302可在步骤S303之后运行。
为了便于说明和描述而提供本发明的实施例的以上描述。它不是意在详尽的或者将本发明局限于所公开的当前形式。能够进行变更、修改和变化，而不背离本发明的精神和范围。

Claims (18)

1.一种可操作以生成控制开关模式电源(100)的占空比的控制信号(D)的控制电路，所述控制电路包括：
输入端子(205)，用于接收指示所述开关模式电源(100)的输入电压(Vin)的信号；
参考信号发生器(210)，可操作以根据接收的信号来生成作为所述输入电压(Vin)的函数的参考信号(VR)；
误差信号发生器(230)，设置成接收指示所述开关模式电源(100)的输出电压(Vout)的信号，并且可操作以基于所述参考信号(VR)并且基于所述输出电压(Vout)来生成误差信号(VE)；
低通滤波器(225)，连接在所述输入端子(205)与所述误差信号发生器(230)之间，与所述参考信号发生器(210)串联；以及
占空比控制信号发生器(250)，可操作以生成与所述误差信号(VE)相关的、控制所述开关模式电源(100)的所述占空比的控制信号(D)。
2.如权利要求1所述的控制电路，其中，所述低通滤波器具有用户可调时间常数。
3.如权利要求1或2所述的控制电路，其中，所述低通滤波器(225)设置成以第一时间常数来响应所述开关模式电源(100)的所述输入电压(Vin)的增加，以及以与所述第一时间常数不同的第二时间常数来响应所述开关模式电源(100)的所述输入电压(Vin)的降低。
4. 如权利要求3所述的控制电路，其中，所述第一时间常数在0.3 ms与3 ms之间，以及所述第二时间常数在0.06 ms与0.6 ms之间。
5.如权利要求1或2所述的控制电路，还包括：
偏移参考信号发生器(220)，可操作以通过将所述参考信号(VR)与偏移信号(Voffset)相结合，来生成偏移参考信号(VR_offset)，所述偏移信号(Voffset)与输入电压(Vin)无关，
其中所述误差信号发生器(230)可操作以基于所述偏移参考信号(VR_offset)并且基于所述输出电压(Vout)来生成所述误差信号(VE)。
6.如权利要求5所述的控制电路，其中，所述偏移参考信号发生器(220)包括可操作以生成可变偏移信号(Voffset)的偏移信号发生器(221)。
7.如权利要求1或2所述的控制电路，其中，所述误差信号发生器(230)设置成通过从所述开关模式电源(100)的所述输出电压(Vout)和所述参考信号(VR)中的一个中减去所述开关模式电源(100)的所述输出电压(Vout)和所述参考信号(VR)中的另一个，来生成所述误差信号(VE)。
8.如权利要求1或2所述的控制电路，其中，所述误差信号发生器(230)设置成接收指示所述开关模式电源(100)的输出电流(Iout)的信号，并且可操作以基于所述参考信号(VR)、所述输出电压(Vout)和所述输出电流(Iout)来生成所述误差信号(VE)。
9.如权利要求1或2所述的控制电路，其中，所述参考信号发生器(210)在第一模式可操作以生成作为所述输入电压(Vin)的函数的所述参考信号(VR)，以及在第二模式可操作以生成与所述输入电压(Vin)无关的预定参考信号(VRdes)，所述参考信号发生器(210)配置成当所述输入电压(Vin)超过阈值时工作在所述第二模式，以及当所述输入电压(Vin)等于或小于所述阈值时工作在所述第一模式。
10.如权利要求9所述的控制电路，其中，所述参考信号发生器(210)包括参考信号选择器(223)，其可操作以选择所述参考信号(VR)和所述预定参考信号(VRdes)中的较小信号供所述参考信号发生器(210)输出。
11.一种具有如以上权利要求中的任一项所述的控制电路的开关模式电源(100)。
12.一种由控制电路来生成控制开关模式电源(100)的占空比的控制信号(D)的方法，所述方法包括：
参考信号生成过程，包括：
接收(S301)指示所述开关模式电源(100)的输入电压(Vin)的信号；以及
生成(S303)作为所述输入电压(Vin)的函数的参考信号(VR)，
其中至少一个低通滤波操作作为所述参考信号生成过程的一部分来执行，使得所述参考信号是经滤波的信号；
误差信号生成过程，包括：
接收(S302)指示所述开关模式电源(100)的输出电压(Vout)的信号；以及
基于所述参考信号(VR)并且基于所述输出电压(Vout)来生成(S306)误差信号(VE)；以及
占空比控制信号生成过程，包括根据所述误差信号(VE)来生成(S308)控制所述开关模式电源(100)的所述占空比的控制信号(D)。
13.如权利要求12所述的方法，还包括按照连接到所述开关模式电源(100)的输出的负载电容器的电容来调整所述低通滤波操作中使用的低通滤波器(225)的时间常数，以便将所述负载电容器的充电或放电电流的大小保持在预定值范围之内。
14.如权利要求13所述的方法，其中，所述低通滤波器(225)设置成以第一时间常数来响应所述开关模式电源(100)的所述输入电压(Vin)的增加，并且以第二时间常数来响应所述开关模式电源(100)的所述输入电压(Vin)的降低，所述方法包括按照所述负载电容器的电容来调整所述第一和第二时间常数，以便将所述电容器的充电和放电电流的大小保持在相应预定的值范围之内。
15.如权利要求12、13和14中的任一项所述的方法，其中，通过从所述开关模式电源(100)的所述输出电压(Vout)和所述参考信号(VR)中的一个中减去所述开关模式电源(100)的所述输出电压(Vout)和所述参考信号(VR)中的另一个，来生成(S306)所述误差信号(VE)。
16. 如权利要求12、13和14中的任一项所述的方法，其中：
所述误差信号生成过程还包括接收指示所述开关模式电源(100)的输出电流(Iout)的信号；以及
所述误差信号(VE)基于所述参考信号(VR)、所述输出电压(Vout)和所述输出电流(Iout)来生成。
17. 如权利要求12、13和14中的任一项所述的方法，其中：
所述参考信号生成过程还包括通过将所述参考信号(VR)与偏移信号(Voffset)相结合，来生成(S304)偏移参考信号(VR_offset)，所述偏移信号(Voffset)与所述输入电压(Vin)无关；以及
所述误差信号(VE)基于所述偏移参考信号(VR_offset)并且基于所述输出电压(Vout)来生成。
18.如权利要求17所述的方法，其中，生成可变偏移信号(Voffset)。
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