TWI565200B - 切換模式電源供應器及其操作方法 - Google Patents

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Description

切換模式電源供應器及其操作方法
本發明大致上係關於切換模式電源供應器(有時候稱為切換模式電源供應器或切換模式電源供應器)之領域，且更特定言之係關於一切換模式電源供應器之作用時間循環之控制。
切換模式電源供應器(SMPS)係一種習知類型的電源轉換器，該電源轉換器由於其尺寸、重量小及高效率而具有多種應用範圍。例如，SMPS廣泛使用於個人電腦及可攜式電子裝置(諸如蜂巢式電話)中。一SMPS藉由在一高頻率(通常為數十至數百kHz)下切換一切換元件(諸如一功率MOSFET)達成此等優點，其中該切換之頻率或作用時間循環定義一輸入電壓被轉換為一所要輸出電壓之效率。
在大部分SMPS拓撲中，輸出電壓Vout與輸入電壓Vin成正比：V out nDV in 方程式1
在以上方程式1中，D係切換之作用時間循環，且n=ns/np在該SMPS中使用一變壓器之情況下係變壓比(次級側上之匝數ns除以初級側上之匝數np)，或在不使用變壓器之情況下n=1。
該作用時間循環因此對於維持一高效率係至關重要的；100%之一作用時間循環將產生最大效率。
已知用於控制一SMPS之作用時間循環之若干不同控制策略。
在亦被稱為未調節轉換器之固定比率轉換器或中間匯流排轉換器中使用一種控制方法。此等轉換器缺乏對輸出電壓之全部控制但在一最大作用時間循環下運行。此產生最大功率效率，因為轉換器在除切換期間需要之死區時間外之幾乎100%的時間傳輸能量。運用此策略，根據以上方程式1，輸出電壓隨著輸入電壓變化。例如，US 7,272,021、US 7,558,083、US 7,564,702及US 7,269,034中揭示具有不同拓撲之未調節轉換器。而且，電壓之狹窄調節藉由第二層SMPS(稱為負載調節器點)控管，此電源架構被稱為(例如)US 7,787,261中揭示之中間匯流排架構。
半調節轉換器以一變化的作用時間循環為代價補償一變化的輸入電壓(線調節)，因而減小功率效率。例如，US 7,787,261中揭示此一轉換器。負載影響輸出電壓，且該輸出電壓隨著負載增加而降低，亦被稱為衰減。因為一SMPS之輸出具有一LC濾波器，接著負載瞬變導致該輸出電壓振盪，且僅固有寄生電阻減幅振盪。
例如，US 7,787,261中揭示之準調節匯流排轉換器僅在該輸入電壓範圍之一部分中進行線調節，同時其在該輸入電壓範圍之其他部分中未進行調節而使用100%作用時間循環來最大化效率。此產生一增加的輸入電壓範圍而不增加該輸出電壓範圍。
輸出調節轉換器藉由回饋該輸出電壓補償變化的負載條 件及輸入電壓變化。通常增加電壓前饋以減小歸因於輸入電壓瞬變之輸出電壓干擾。此種調節以低效率為代價提供最穩定的輸出電壓。
無論控制策略為何，較佳地在全部條件下將一SMPS之輸出電壓保持在其所要位準。然而，輸入電壓之瞬變及變化將導致輸出電壓幾乎即刻變化。此可在該SMPS之輸出電壓中引入大的變化。通常，僅該SMPS之一輸出濾波器之慣性將降低此影響。
全部該等上文描述之控制策略在輸出電壓容差、瞬變回應及功率效率方面具有若干缺陷。而且，許多此等變數係相依的，且使一變數最佳化導致其他變數惡化。
鑑於已知SMPS控制策略中之問題，本發明旨在提供一種用於以與已知策略相比維持一高功率效率同時改良對瞬變之輸出電壓回應之一方式，產生控制一SMPS之作用時間循環之一控制信號之設備及方法。
一般而言，本發明引入負載調節於一固定比率轉換器中並同時最大化效率，且一實施例改良歸因於輸入電壓瞬變之輸出電壓上之振盪減幅，同時使作用時間循環維持接近100%。
更具體言之，根據本發明，一種控制電路可經操作以產生用於控制一切換模式電源供應器之作用時間循環之一控制信號。該控制電路包括一輸入參考電壓產生器，該輸入參考電壓產生器可經操作以接收指示該切換模式電源供應 器之一輸入電壓之一信號，且可經操作以取決於該輸入電壓產生一參考信號。該控制電路之一誤差信號產生器可經操作以接收指示該切換模式電源供應器之一輸出電壓之一信號，且可經操作以基於藉由該輸入參考電壓產生器產生之參考信號及基於該切換模式電源供應器之輸出電壓產生一誤差信號。該控制電路之一作用時間循環控制信號產生器可經操作以取決於該誤差信號而產生控制該切換模式電源供應器之作用時間循環之一控制信號。
本發明亦提供一種產生用於控制一切換模式電源供應器之作用時間循環之一控制信號之方法。該方法包括接收指示該切換模式電源供應器之一輸入電壓之一信號及接收指示該切換模式電源供應器之一輸出電壓之一信號。該方法進一步包括產生取決於輸入電壓之一參考信號。該方法進一步包括基於該參考信號及基於該輸出電壓而產生一誤差信號。該方法進一步包括取決於該誤差信號而產生控制該切換模式電源供應器之作用時間循環之一控制信號。
此等特徵提供若干優點。例如，因為作用時間循環取決於該切換模式電源供應器之輸入電壓及取決於該切換模式電源供應器之輸出電壓而變化，所以此容許更精確地控制該作用時間循環以維持最大功率效率，同時補償電壓瞬變。
現在將參考隨附圖式僅藉由實例方式描述本發明之實施例。
如下文將詳細解釋，本發明提出一種用於一切換模式電源供應器之控制策略。該控制策略維持一高功率效率且在面對輸入電壓瞬變或負載電流瞬變時仍改良輸出處之輸出電壓回應。
圖1描繪一切換模式電源供應器(SMPS)100及一控制電路200之一俯視方塊圖。該控制電路200經配置以接收指示該SMPS 100之輸入電壓Vin及輸出電壓Vout之信號。此等信號可包括電壓自身之類比信號或含有定義藉由量測裝備(未展示)量測之電壓值之資訊之數位信號。基於此等電壓，該控制電路200可經操作以產生控制該切換模式電源供應器100之作用時間循環之一控制信號D。應瞭解該控制電路200與該SMPS 100可分開製造並銷售。
圖2係該控制電路200之一示意方塊圖。該控制電路200包括一輸入參考電壓產生器201、一誤差信號產生器202、視需要包括一調節器203及一作用時間循環控制信號產生器204。
該輸入參考電壓產生器201可經操作以接收指示該切換模式電源供應器100之一輸入電壓Vin之一信號，且可經操作以取決於該輸入電壓Vin產生一參考電壓VR。
該誤差信號產生器202經配置以接收指示該切換模式電源供應器100之輸出電壓Vout之一信號以及藉由該參考電壓產生器201產生之參考信號VR。該誤差信號產生器202可經操作以基於該參考信號VR及基於該輸出電壓Vout產生一誤差信號VE。
相比之下，在使用一全調節控制策略之一已知全調節轉換器中，該控制電路量測該切換模式電源供應器100之輸出電壓Vout，且接著將該輸出電壓Vout與等於所要輸出電壓或與該所要輸出電壓成正比之一恆定參考信號比較。相比而言，如本文解釋，在本發明之實施例中，該參考信號VR並非恆定，而是與該切換模式電源供應器100之輸入電壓Vin成正比。
該誤差信號VE接著被饋送於一可選擇調節器203中，或者若未提供該調節器203，則該誤差信號VE被饋送於該作用時間循環控制信號產生器204中。該調節器203可經操作以取決於該誤差信號VE產生定義一作用時間循環比之一信號。
該作用時間循環控制信號產生器204經配置以接收該調節器203之輸出(或在未提供該調節器之情況下接收該誤差信號VE)，且可經操作以產生控制該切換模式電源供應器100之作用時間循環之所需控制信號D。
圖3展示藉由圖2之控制電路200執行以產生控制一切換模式電源供應器100之作用時間循環之一控制信號D之處理操作之一流程圖。
參考圖3，在步驟S301處，該輸入參考電壓產生器201自該SMPS 100接收指示一輸入電壓Vin之一信號。該所接收之信號可為該SMPS 100之輸入電壓Vin之一類比表示或其可為一數位表示。
在步驟S302處，該誤差信號產生器202接收指示該SMPS 100之輸出電壓Vout之一信號。
在步驟S303處，該輸入參考電壓產生器201產生取決於該輸入電壓Vin之一參考信號VR。
在步驟S304處，該誤差信號產生器202基於該參考信號VR及基於該輸出電壓Vout產生一誤差信號VE。
接著該程序可視需要進行至步驟S305，在步驟S305處該調節器203調節該誤差信號VE以產生定義一作用時間循環比之一信號。
在步驟S306處，產生控制該SMPS 100之作用時間循環之一控制信號D。該所產生之控制信號D係取決於該誤差信號VE，且若執行該調節步驟S305，則取決於定義一作用時間循環比之信號而產生該控制信號D。
現在將參考如圖4所示之一特定實施例進一步詳細描述該控制電路200之操作。
參考圖4之特定實施例，該輸入參考電壓產生器201包括一變壓器匝數比乘法器2011及一標稱作用時間循環乘法器2012。應注意，若該SMPS 100沒有一變壓器，則忽略該變壓器匝數比乘法器2011。
該變壓器匝數比乘法器2011可經操作以使該切換模式電源供應器100之輸入電壓Vin乘以一變壓器匝數比n，其中n=ns/np且ns=該變壓器之次級側上之匝數，np=該變壓器之初級側上之匝數。
該標稱作用時間循環乘法器2012可經操作以使該變壓器匝數比乘法器2011之輸出乘以在下文予以進一步詳細論述 之一標稱作用時間循環比Dnom。
因此，根據下列方程式，藉由使該切換模式電源供應器100之輸入電壓Vin乘以該變壓器匝數比n及一標稱作用時間循環比Dnom，產生該參考信號VR。
VR=nDnomVin方程式2
如下文解釋，運用此參考信號VR，將控制該切換模式電源供應器之作用時間循環為幾乎恆定且接近於Dnom。
再次參考圖4，此實施例中之誤差信號產生器202包括使該所產生之參考信號VR與指示該切換模式電源供應器100之輸出電壓Vout之一信號比較之一差值計算器。為達成此目的，在此實施例中，如藉由下列方程式詳細說明，在該輸出電壓Vout與該參考信號VR之間發現產生誤差信號VE之差值：VE=(nDnomVin)-Vout方程式3
該誤差信號接著被饋送於包括PID調節器203之一調節器中。該PID調節器203之輸出處於一穩定狀態中，且係獲得取決於負載電流之所需Vout需要之作用時間循環，即：Vout=nDnomVin-VE方程式4
該PID調節器203之輸出接著被饋送於包括一脈衝寬度調變電路之一作用時間循環控制信號產生器204中，該脈衝寬度調變電路將作用時間循環比(來自該PID調節器203)轉 譯為控制該SMPS 100中之切換元件之一脈衝寬度調變信號D。
圖5展示藉由圖4之控制電路200執行以產生控制一切換模式電源供應器100之作用時間循環之一控制信號D之處理操作之一流程圖。
參考圖5，在步驟S501處，該輸入參考電壓產生器201自該SMPS 100接收指示一輸入電壓Vin之一信號。該所接收之信號可為該SMPS 100之輸入電壓Vin之一類比表示或其可為一數位表示。
在步驟S502處，該誤差信號產生器202接收指示該SMPS 100之輸出電壓Vout之一信號。
在步驟S503處，該變壓器匝數比乘法器2011使指示該輸入電壓Vin之信號乘以該變壓器匝數比n。此產生一信號Vinn。然而，若該SMPS中未包含一變壓器，則可忽略此步驟，或該輸入電壓Vin可乘以1。
在步驟S504處，該標稱作用時間循環乘法器2012使該信號Vinn乘以一標稱作用時間循環比Dnom以產生一參考信號VR。
在步驟S505處，該差值計算器計算指示該SMPS 100之輸出電壓Vout之信號與該參考信號VR之間之一差值以產生一誤差信號VE。
該程序接著可視需要進行至步驟S506，在步驟S506處，該PID調節器203施加PID調節於該誤差信號VE以產生定義一作用時間循環比之一信號。
在步驟S507處，該脈衝寬度調變器204取決於該誤差信號VE產生控制該SMPS 100之作用時間循環之一脈衝寬度調變信號。然而，若執行該調節步驟S506，則取決於定義一作用時間循環比之信號而產生該脈衝寬度調變信號。
總而言之，自上文第一實施例之描述，應瞭解，該控制電路200將負載調節引入一其他固定比率轉換器。可根據負載需求及根據該切換模式電源供應器100之輸入電壓Vin改變作用時間循環，而非使用一固定作用時間循環。此係藉由在產生該作用時間循環控制信號D時使用該輸入Vin及該輸出Vout電壓達成。
此改良歸因於輸入電壓瞬變而導致之輸出振盪之減幅，同時使該作用時間循環維持在接近100%以達到最大效率。
為維持良好的負載調節及瞬變回應，必須對該標稱作用時間循環比Dnom引入一設計裕度。藉由本發明人等執行之模擬及量測展示少數百分比之一裕度係足夠的，產生(例如)Dnom 97%。因此，一實施例之功率效率幾乎最大且與一固定比率轉換器相比減小不多，但是該實施例提供改良之瞬變回應及負載調節。
應注意，因為一實施例之作用時間循環被控制接近100%的自然邊界，所以應使用方法避免積分終結。例如，可使用積分值之習知飽和電路來解決此問題。
圖6描繪一實施例之一切換模式電源供應器100與該控制器200之整合。在此圖式中，展示一典型的切換模式電源 供應器100。透過6個電晶體Q1至Q6之控制達成此SMPS之操作。在100%之一最大作用時間循環下運行此SMPS將產生最大功率效率。此電路係關於使用一變壓器T1之一DC-DC轉換器。提供產生一AC信號之一H橋，該H橋由切換元件Q1至Q4形成。具體言之，Q1及Q4最初將開啟且Q2及Q3關斷。此跨該變壓器之初級線圈產生一正擺信號，藉此導致通量發生一變化。因此，跨該變壓器之次級線圈感應一電壓。Q6接著開啟且Q5關斷以提供該信號之整流。類似地，逆向執行相同步驟以藉由關斷Q1、Q4及Q6及開啟Q2、Q3及Q5產生一負擺信號以自循環之負相部分擷取能量。
如圖6中所示，且如上文參考先前圖式所述，該控制電路200具有指示該切換模式電源供應器100之輸入電壓Vin及輸出電壓Vout之輸入。如下文所述，基於此等輸入，該控制電路200產生用於控制該切換模式電源供應器100之各種切換元件之各種作用時間循環控制信號D。在此情況中，接地參考係在該次級側處。
圖7描繪用於如自該控制電路200輸出以控制該SMPS 100之作用時間循環之各種控制信號之一例示性時序圖。如圖6中所描繪，該等控制信號與該SMPS 100之切換元件有關。
如圖7中所示，用於Q1及Q4之控制信號(標記為DQ1及DQ4)緊密匹配用於Q2及Q3之控制信號(標記為DQ2及DQ3)之逆信號。此在變壓器T1之初級側上產生交替正電壓循環及 負電壓循環。此感應該變壓器T1中之一變化通量，且藉此跨該變壓器T1之次級側感應一電壓。
用於Q1及Q4之控制信號之結束與用於Q2及Q3之控制信號之開始之間之小的時序間隙tgap係歸因於Dnom並非確切地100%而是在本實施例中為約97%。因此，用於Q1及Q4之「開啟時間」之長度實質上為T/2×Dnom，其中T係一循環之長度。類似地，用於Q2及Q3之「開啟時間」亦實質上為T/2×Dnom。該控制電路200控制該「開啟時間」以藉由控制該時序間隙tgap之大小來維持良好的負載調節及瞬變回應。
圖7亦展示用於Q5及Q6之控制信號(標記為DQ5及DQ6)之典型的控制信號。如所示，在用於Q1及Q4之前半個「開啟週期」之結束，開啟Q5同時開啟Q6。此產生一導電路徑以容許將電感器L1放電於電容器C1及負載R中。在此之後，關斷Q6且使Q5處於開啟以執行來自該變壓器T1之次級側之信號之整流。
實驗結果
本發明人等已執行模擬實驗以比較使用根據本發明之一實施例之一控制電路200控制之一SMPS 100與一未調節SMPS之效能，以展示輸入電壓瞬變及負載瞬變行為方面之改良(如藉由本發明之實施例得出)。
更特定言之，本發明人等比較圖6中展示並在上文詳細說明之SMPS 100及控制電路200與圖8中展示之SMPS 100之效能。圖8中展示之SMPS 100與圖6中展示之SMPS 100 相同，但是圖8中展示之SMPS 100係在一未調節模式中操作，且因此未受益於本發明之實施例之控制電路200之控制。
在該等實驗中，該SMPS 100具有38 V至55 V之一輸入電壓範圍及4：1之一變壓比，產生9.5 V至13.75 V之一理想電壓範圍。最大輸出負載電流為33 A。
圖9至12展示該等實驗之結果。
在圖9中，針對其中輸入電壓步階在100 μs之一上升時間及0 A之一負載電流下自38 V升高至55 V之一案例，展示固定比率(4：1)未調節轉換器及根據本發明之一實施例之控制電路200控制之負載調節轉換器之輸入電壓瞬變。
與該負載調節轉換器相比，該未調節轉換器展示一輸出電壓隨著一大的過衝快速增加及振鈴效應隨著減幅減小變大。
本發明人等已發現，該調節轉換器之電壓驟降係歸因於輸入電壓之量測之一延遲，且進一步發現減小此延遲將減小此驟降。
本發明人等亦已發現，防止該負載調節轉換器之輸出電壓之初始驟降之另一方法係使用該控制電路200執行控制以限制作用時間循環範圍，以施加一最小作用時間循環(例如，70%)。此防止該作用時間循環控制信號產生器204輸出一作用時間循環低於70%之一控制信號D。
因此對該負載調節轉換器施加70%之一最小作用時間循環重複圖9之模擬(在100 μs之一上升時間及0 A之一負載電 流下，電壓自38 V升高至55 V)。其結果展示於圖10中。如圖10中所示，藉由施加一最小作用時間循環臨限值，消除該驟降且改良振盪之減幅。
圖11展示執行與圖9相同之模擬但在33 A而非0 A之全負載電流下實行之結果。此藉由未調節轉換器之穩定狀態電壓下降圖解說明負載調節，因為該未調節轉換器之初始及最終輸出電壓低於藉由該負載調節轉換器展現之理想位準。亦將瞭解該負載調節轉換器之減幅遠優於該未調節轉換器之減幅。
圖12展示在100 μs中在0 A之負載電流下一負輸出電壓步階自55 V下降至38 V期間，該切換模式電源供應器100之輸出電壓Vout。將瞭解該負載調節轉換器之減幅遠優於該未調節轉換器之減幅。
圖13展示在38 V之一輸入電壓下在1 μs中一正負載步階自0 A至33 A之結果。該調節轉換器具有減小的下衝與減幅振盪，同時該未調節轉換器具有更多下衝與少得多的減幅振盪。穩定狀態輸出電壓亦展示改良之負載調節，即，輸出電壓並非取決於負載電流，因為該未調節轉換器之最終輸出電壓遠低於藉由該負載調節轉換器展現之所要位準。
類似地，圖14描繪在38 V之輸入電壓下在1 μs中一負負載步階自33 A至0 A。同樣地，該負載調節轉換器展現的過衝隨著振盪減幅變大而變小。
[修改及變動]
在不脫離本發明之範疇下，可對該等實施例作出許多修改及變動。
例如，可使用類比或數位電子設備實施該控制電路200而不損失效能。
該等上述實施例之控制電路200係提供用於控制該SMPS 100之作用時間循環之控制信號之一分離單元。然而，相反地，該控制單元200可併入該SMPS 100中。
該調節器203可為任何類型且非專指一PID調節器。例如，該調節器可為一PI、PD或超前滯後補償調節器，或可使用其他類型的調節器。
如上述實施例中詳細說明之控制策略可用電壓前饋補償補充。
因為該SMPS 100可為一隔離SMPS 100，因而該控制電路200可置於該變壓器T1之初級側或次級側上。然而，偏好將該控制電路200置於該次級側上。
取決於該控制電路200之放置，接著該切換模式電源供應器100之輸出電壓Vout或該切換模式電源供應器100之輸入電壓Vin之一者必須越過隔離障壁傳輸。存在用於達成此傳輸之許多習知技術，例如，在開啟週期期間該切換模式電源供應器100之變壓器T1之次級側上之電壓之取樣係對包含變壓比n之輸入電壓之一良好的量測。
進一步言之，該控制電路200並不限於控制具有同步整流之一全橋、中心分接頭式次級側變壓器之SMPS拓撲，如圖6中所示。相反地，在包含推挽式、半橋及前向轉換 器拓撲的許多拓撲下，本發明之上述實施例將同樣運作良好。同樣地，上述控制電路200可與具備一單繞組次級側變壓器之SMPS一起使用。此外，該控制電路200亦在對該次級側進行二極體整流之SMPS下運作。
本發明人等已發現，在以實現若干相同SMPS轉換器之被動電流共用或並行之主動衰減實施時，本發明之實施例之上述控制電路200特別運作良好。
圖15展示併有主動衰減之控制電路200之一實施例。在此實施例中，藉由根據下列方程式量測輸出電流Iout且接著修改誤差信號之計算獲得該主動衰減：VE=nDnomVin-Vout-IoutRdroop 方程式5
在以上方程式5中，n=ns/np係變壓器匝數比(若該SMPS中存在變壓器)，Dnom係標稱作用時間循環比，Vin係該切換模式電源供應器100之輸入電壓，Vout係該切換模式電源供應器100之輸出電壓，Iout係該切換模式電源供應器100之輸出電流，且Rdroop係仿真衰減電阻。
其他修改當然係可能的。
為圖解及描述之目的已提出本發明之實施例之前述描述。前述描述並非意欲為詳盡或非意欲將本發明限制於所揭示之本形式。在不脫離本發明之精神及範疇下，可作出更改、修改及變動。
100‧‧‧切換模式電源供應器
200‧‧‧控制電路/控制元件
201‧‧‧輸入參考電壓產生器
202‧‧‧誤差信號產生器
203‧‧‧調節器
204‧‧‧作用時間循環控制信號產生器/脈衝寬度調變器
2011‧‧‧變壓器匝數比乘法器
2012‧‧‧標稱作用時間循環乘法器
C1‧‧‧電容器
L1‧‧‧電感器
Q1‧‧‧電晶體/切換元件
Q2‧‧‧電晶體/切換元件
Q3‧‧‧電晶體/切換元件
Q4‧‧‧電晶體/切換元件
Q5‧‧‧電晶體/切換元件
Q6‧‧‧電晶體/切換元件
R‧‧‧負載
T1‧‧‧變壓器
圖1係一切換模式電源供應器及根據本發明之一第一實 施例用於產生控制該切換模式電源供應器之一控制信號之一控制電路之一方塊圖。
圖2係進一步詳細展示根據本發明之第一實施例之控制電路之一方塊圖。
圖3係展示藉由圖2之組件執行之程序之一流程圖。
圖4係又進一步展示根據本發明之第一實施例之控制電路之一方塊圖。
圖5係展示藉由圖4之組件執行之程序之一流程圖。
圖6係展示該第一實施例之控制電路與一切換模式電源供應器之互連使得該控制電路可控制該切換模式電源供應器之作用時間循環之一電路圖。
圖7係展示產生於圖6之控制電路中用於切換該切換模式電源供應器中之元件之一時序圖。
圖8展示使用於相對於圖6中展示之本發明之實施例之一測試比較中之一已知DC-DC切換模式電源供應器。
圖9展示在一輸入電壓步階自38 V至55 V且一負載電流為0 A之情況下，比較本發明之實施例與已知未調節轉換器之效能之測試比較之實驗結果。
圖10展示在一輸入電壓步階自38 V至55 V且一負載電流為0 A但實施例控制SMPS使其具有一最小作用時間循環之一負載調節供應之情況下，比較本發明之實施例與已知未調節轉換器之效能之測試比較之實驗結果。
圖11展示在一輸入電壓步階自38 V至55 V且一負載電流為33 A之情況下，比較本發明之實施例與已知未調節轉換 器之效能之測試比較之實驗結果。
圖12展示在一輸入電壓步階自55 V至38 V且一負載電流為0 A之情況下，比較本發明之實施例與已知未調節轉換器之效能之測試比較之實驗結果。
圖13展示在一輸入電壓為38 V且一正負載步階自0 A至33 A之情況下，比較本發明之實施例與已知未調節轉換器之效能之測試比較之實驗結果。
圖14展示在一輸入電壓為38 V且一負負載步階自33 A至0 A之情況下，比較本發明之實施例與已知未調節轉換器之效能之測試比較之實驗結果。
圖15展示對該第一實施例之一控制電路之一修改，該修改包含衰減處理。
100‧‧‧切換模式電源供應器
200‧‧‧控制電路/控制元件
201‧‧‧輸入參考電壓產生器
202‧‧‧誤差信號產生器
203‧‧‧調節器
204‧‧‧作用時間循環控制信號產生器/脈衝寬度調變器
2011‧‧‧變壓器匝數比乘法器
2012‧‧‧標稱作用時間循環乘法器
C1‧‧‧電容器
L1‧‧‧電感器
Q1‧‧‧電晶體/切換元件
Q2‧‧‧電晶體/切換元件
Q3‧‧‧電晶體/切換元件
Q4‧‧‧電晶體/切換元件
Q5‧‧‧電晶體/切換元件
Q6‧‧‧電晶體/切換元件
R‧‧‧負載
T1‧‧‧變壓器

Claims (22)

  1. 一種切換模式電源供應器，其具有一控制電路，該控制電路可經操作以產生控制該切換模式電源供應器之作用時間循環(duty cycle)之一控制信號(D)，該控制電路包括：一輸入參考電壓產生器，其可經操作以接收指示該切換模式電源供應器之一輸入電壓(Vin)之一信號，且可經操作以產生與該輸入電壓(Vin)成正比之一參考信號(VR)；一誤差信號產生器，其可經操作以接收指示該切換模式電源供應器之一輸出電壓(Vout)之一信號，且可經操作以基於該參考信號(VR)及基於該輸出電壓(Vout)產生一誤差信號(VE)；及一作用時間循環控制信號產生器，其可經操作以取決於該誤差信號(VE)產生控制該切換模式電源供應器之該作用時間循環之控制信號(D)。
  2. 如請求項1之切換模式電源供應器，其進一步包括一調節器，其可經操作以取決於該誤差信號(VE)產生定義一作用時間循環比之一信號，其中該作用時間循環控制信號產生器經配置以取決於定義該作用時間循環比之該信號而產生該控制信號(D)。
  3. 如請求項2之切換模式電源供應器，其中該調節器係一PID調節器。
  4. 如請求項2之切換模式電源供應器，其中該調節器係一PI 調節器。
  5. 如請求項2之切換模式電源供應器，其中該調節器係一PD調節器。
  6. 如請求項2之切換模式電源供應器，其中該調節器係一超前滯後(lead lag)補償調節器。
  7. 如請求項1之切換模式電源供應器，其中該輸入參考電壓產生器包括一標稱(nominal)作用時間循環乘法器，其可經操作以使該切換模式電源供應器之該輸入電壓(Vin)乘以一標稱作用時間循環。
  8. 如請求項7之切換模式電源供應器，其中該輸入參考電壓產生器包括一變壓器匝數比(turns ratio)乘法器，其可經操作以使該切換模式電源供應器之該輸入電壓(Vin)乘以一變壓器匝數比，其中該標稱作用時間循環乘法器可經操作以使該變壓器匝數比乘法器之輸出乘以一標稱作用時間循環。
  9. 如請求項1之切換模式電源供應器，其中該誤差信號產生器可經操作以接收指示該切換模式電源供應器之一輸出電流(Iout)之一信號，且可經操作以基於該參考信號(VR)、該輸出電壓(Vout)及該輸出電流(Iout)產生該誤差信號(VE)。
  10. 如請求項1之切換模式電源供應器，其中該作用時間循環控制信號產生器包括一脈衝寬度調變器。
  11. 如請求項1之切換模式電源供應器，其中該作用時間循環控制信號產生器經配置以產生使該切換模式電源供應 器之該作用時間循環保持大於一預定最小值之一控制信號(D)。
  12. 一種在一切換模式電源供應器中用於產生控制該切換模式電源供應器之作用時間循環之一控制信號(D)之方法，該方法包括：接收指示該切換模式電源供應器之一輸入電壓(Vin)之一信號；接收指示該切換模式電源供應器之一輸出電壓(Vout)之一信號；產生與該輸入電壓(Vin)成正比之一參考信號(VR)；基於該參考信號(VR)及基於該輸出電壓而產生一誤差信號(VE)；及取決於該誤差信號而產生控制該切換模式電源供應器之該作用時間循環之一控制信號(D)。
  13. 如請求項12之控制方法，其中該方法進一步包括調節該誤差信號(VE)以產生定義一作用時間循環比之一信號；及取決於定義該作用時間循環比之該信號而產生該控制信號。
  14. 如請求項13之控制方法，其中使用一PID調節器調節該誤差信號。
  15. 如請求項13之控制方法，其中使用一PI調節器調節該誤差信號。
  16. 如請求項13之控制方法，其中使用一PD調節器調節該誤差信號。
  17. 如請求項13之控制方法，其中使用一超前滯後補償調節器調節該誤差信號。
  18. 如請求項12之控制方法，其中藉由使該切換模式電源供應器之該輸入電壓(Vin)乘以一標稱作用時間循環產生該參考電壓(VR)。
  19. 如請求項18之控制方法，其中藉由使該切換模式電源供應器之該輸入電壓(Vin)乘以一變壓器匝數比及乘以一標稱作用時間循環產生該參考電壓(VR)。
  20. 如請求項12之控制方法，其中該方法進一步包括接收指示該切換模式電源供應器之一輸出電流(Iout)之一信號；及基於該參考信號(VR)、該輸出電壓(Vout)及該輸出電流(Iout)產生該誤差信號(VE)。
  21. 如請求項12之控制方法，其中藉由取決於該誤差信號產生一脈衝寬度調變信號而產生該控制信號(D)。
  22. 如請求項12之控制方法，其中產生使該切換模式電源供應器之該作用時間循環大於一預定最小值之該控制信號(D)。
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