WO2021104047A1 - 一种正反激式开关电源电路及其控制方法 - Google Patents

一种正反激式开关电源电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种正反激式开关电源电路及其控制方法，应用于输出电压远高于输入电压的升压场合，输出电压可以调节。本发明中的MOS管作为一种控制开关，在控制电路的控制下实现：在正反激式开关电源电路输出短路或者输出电压较低时，MOS管断开，使整个电路工作在反激状态，极大的降低短路功耗以及输出效率；在正反激式开关电源电路输出电压较高时，MOS管导通，使整个电路工作在正反激状态，降低整个电路功率管的电压应力，有利于器件选型，进一步提升整机效率。

Description

一种正反激式开关电源电路及其控制方法 技术领域
本发明涉及开关电源领域，特别涉及一种正反激式开关电源电路及其控制方法。
背景技术
现在有很多领域会用到高压恒流充电变换器，如今市面上一般采用以下两种方案实现该类变换器：
1、采用反激的基本拓扑应用于输出高压小功率的领域，通过多绕组方式升高输出电压或者通过电容、二极管组成多级倍压整流以达到高输出电压的目的；
2、采用如图1所示的正反激拓扑，通过电容C1的自举原理，抬升输出电压。
但两种方案都存在一定的局限性，采用反激拓扑，多绕组整流然后再进行串联输出的方式，相当于多个反激输出串联，输出电压越高需要的绕组就越多，对于变压器体积的要求是一个挑战，另外变压器引脚间距也需要进一步增大，因此整个变压器的尺寸就会较大；采用电容和二极管倍压的方式又只适用于电流较小的应用，对于输出电流较大的场合就会受到限制，而采用正反激拓扑的方案，虽然能量传输效率更高，变压器的结构也较简单，只需要一个绕组就能输出很高的电压，但是存在一个致命的缺陷，当输出短路或者输出电压小于副边绕组电压时就会出现效率急剧下降、原边开关管的损耗急剧增加的情况，影响整机产品的性能以及可靠性。特别是对于恒流源输出的产品，在短路时不会出现打嗝保护的情况，短路被认为是输出电压等于整流二极管的正向压降，此时工作在正激状态的电路就会出现反向给电容器C1和C2反向充电的情况，变压器T1的副边绕组会一直被箝位在一个负电压，在反激工作状态时就会形成一个很大的电流，且持续时间很长，导致磁芯以及原边开关管的损耗急剧增加。具体如下：
当开关管Q1导通时，变压器T1的原边2端为正，1端为负，这个时候属于正激通路，再给变压器T1原边激磁的同时向副边传递能量，因为变压器T1的1端和3端为同名端，副边能量传输的路径为变压器T1的3端流出电流经过电容器C1、二极管D3、电容器C3、电容器C2回到变压器T1的4端构成一个正激回路，给三个电容器充电，输出电压开始建立。这个时候电容器C1和电容器C2都是下正上负的状态。在原边开关管Q1关断的状态时，变压器T1的两端电压发生偏转，感应到变压器T1副边的电压也会发生偏转，导致4端为正，3端为负，但是电容器C1和C2的电压由于正激回路的反向充电，导致反激回路开始时要先将电容器C1和C2放电，然后再进行方向充电，这时就会形成一个很大的电流导致损耗增加，而且输出电压建立很慢，起机的时间就会很长。这也是这个现有拓扑的缺陷之一；
在多个周期循环充电之后，电容器C1和电容器C2的电压就会呈现上正下负的状态，原边开关管Q1断开时反激回路通过二极管D1给电容器C1充电，通过二极管D2给电容器C2充电，通过二极管D1、二极管D3和二极管D2给电容器C3充电。当原边开关管Q1导通时，正激回路导通，原边能量会通过变压器T1给副边电容器C1和C2反向充电。此时输出电压等于电容器C1的电压、电容器C1的电压、副边绕组电压三个电压的总和。当输出电压高于变压器T1副边绕组上的电压时，电容器C1和C2的电压不会呈现出下正上负的状态，正激产生的电流就会较小，损耗较小，当输出短路或者输出电压低于绕组电压时，正激回路持续的时间就会较长，折射变压器T1原边的电流就会越大，持续时间也越长，损耗就会越大，这个是现有正反激电路存在的致命缺陷不能短路或者输出较低的电压。
发明内容
有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提出一种正反激式开关电源电路及其控制方法，应用于输出电压远高于输入电压的升压场合，该正反激拓扑控制结构简单，解决了输出电压较低或者短路带来的损耗急剧增加问题，使这种拓扑具有更好的短路性能和可靠性，更容易产品化。
本发明的发明构思：
对现有变压器的正反激电路拓扑提出一种新的控制逻辑，从根本上解决现有电路存在的致命缺陷。变压器的正反激电路在短路或者输出电压较低状态损耗较大的根本原因是存在正激通路。本发明的思路就是在输出电压短路或者低于绕组电压时将正激通路断开，如图示2所示，在正激充电的回路中串联一个MOS管Q2，当输出电压短路或者较低时，MOS管Q2断开，这时正反激电路就会变成一个纯粹的普通反激电路，二极管D1和和电容器C1构成一个反激输出整流回路，二极管D3、二极管D2和电容器C3构成另一个反激回路。因为输出电压较低所以原边开关管Q1的应力不会很大。而且在启动过程中，输出电压从零开始上升，那么开始为普通的反激电路，启动能力会增强，启动时间会大大缩短。在输出电压达到一定值以后将正激通路中的MOS管Q2打开，这时电路变成正反激电路，这样一种控制逻辑不仅提升了起机的能力，而且解决了短路或者输出电压较低功耗较大的问题。对于原边开关管Q1的应力也不会有任何影响。
对此种新的控制逻辑，本发明利用具备MOS管浮驱功能的控制芯片或单元控制电路去实现。
本发明通过以下技术方案实现：
一种正反激式开关电源电路，应用于输出电压远高于输入电压的升压场合，包括原边电路、变压器T1及副边电路，副边电路具体包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、电容器C1、电容器C2、电容器C3；变压器T1的原边绕组的1端和变压器T1的副边绕组的3端互为同名端，变压器T1的副边绕组的4端连接电容器C2的一端和二极管D1的阳极，电容器C2的另一端连接二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接变压器T1的副边绕组的3端，二极管D1的阴极电联接电容器C1的一端且连接二极管D3的阳极，电容器C1的另一端连接变压器T1的副边绕组的3端，二极管D3的阴极连接电容器C3的一端，电容器C3的另一端连接电容器C2的另一端与二极管D2的阳极的连接点。该电路还包括MOS管Q2以及控制电路，MOS管Q2的源极连接二极管D1的阴极，MOS管Q2的漏极连接电容器C1的一端。
优选地，MOS管Q2是NPN型MOS管。
作为控制电路的一种具体构成与连接方式，控制电路包括变压器T1的副边第二绕组、电容器C4、电容器C5、二极管D4、电阻R1、电阻R2，以及驱动控制芯片IC1。
优选地，驱动控制芯片IC1是具备MOS管浮驱功能的控制芯片或单元控制电路，包括采样信号输入端(HIN)、浮驱参考端口(HB)、浮驱电压供给端口(VB)、驱动输出端口(HO)、参考地端口(GND)、供电端口(VCC)；
电阻R1的一端为控制电路的输入端，驱动输出端口(HO)为控制电路的输出端，供电端口(VCC)连接外部供电电压VCC；电阻R1的另一端连接电阻R2的一端、电容器C5的一端和采样信号输入端口(HIN)；变压器T1的副边第二绕组的5端与变压器T1的原边绕组的1端互为同名端，变压器T1的副边第二绕组的6端连接驱动控制芯片IC1的浮驱参考端口(HB)，且连接MOS管Q2的源极以及电容器C4的一端，电容器C4的另一端连接二极管D4的阴极和浮驱电压供给端口(VB)，二极管D4的阳极连接变压器T1的副边第二绕组的5端；电阻R2的另一端、电容C5的另一端、参考地端口(GND)连接输出端参考地。
优选地，驱动控制芯片IC1是具备MOS管浮驱功能的控制芯片或单元控制电路。
本发明还提出了适用于上述任一种正反激式开关电源电路的一种控制方法，包括如下步骤：
利用电阻对正反激式开关电源电路的输出电压进行采样，将所采样的信号滤波后输入至驱动控制芯片IC1的采样信号输入端口(HIN)，驱动控制芯片IC1根据采样信号的高低控制驱动输出端口(HO)是否输出驱动信号，从而控制MOS管Q2的开通与关断。
作为上述步骤的一种具体实现过程，电阻R1和电阻R2对电容器C3上的电压，即正反激式开关电源电路的输出电压进行采样，所采样的信号经电容器C5滤波后输入至驱动控制芯片IC1的采样信号输入端口(HIN)；
同时变压器T1的副边第二绕组上的电压经二极管D4与电容器C4整流后，输入至驱动控制芯片IC1的浮驱电压供给端口(VB)，作为驱动信号的电压；驱 动控制芯片IC1的浮驱参考端口(HB)作为MOS管Q2浮驱的参考点，驱动控制芯片IC1的驱动输出端口(HO)为MOS管Q2提供驱动信号；
当驱动控制芯片IC1的采样信号输入端口(HIN)输入一个小于第一设定值的低电平信号时，驱动控制芯片IC1不输出驱动信号，此时MOS管Q2关断，有效防止变压器T1副边第一绕组为电容器C1、电容器C2反向充电，并避免原边变压器及MOS管损耗激增的情况；
当驱动控制芯片IC1的采样信号输入端口(HIN)输入一个大于第二设定值的高电平信号时，驱动控制芯片IC1开始输出驱动信号，此时MOS管Q2导通，电路变为正反激拓扑，实现输出电压的大幅抬升。
作为一组适用具体电路的值的设定，第一设定值为1.4V，第二设定值为2.3V。
术语解释：
电联接：包括直接或间接连接，并且还包括感应耦合之类的连接方式，比如，本发明中记载的“二极管D1的阴极电联接电容器C1的一端”，是直接连接，当所述二极管D1的阴极和电容器C1的一端之间再连接MOS管Q2时，是属于间接连接。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
1、提出了一种新的正反激电路拓扑，将单一的电路拓扑切换成两种电路拓扑，并且提出了具体的实现方案从而根据实际的需求可以灵活切换这两种拓扑，在电压较低时应用普通反激拓扑解决问题，在输出电压较高时采用正反激拓扑，解决了原有正反激电路带来的起机不良、短路功耗大的问题；
2、两种拓扑的切换逻辑清晰简单，只是在正激回路中加入一个MOS管Q2与控制MOS管Q2的控制电路，通过这种控制逻辑解决了现有的这种正反激电路存在的致命缺陷，提升了产品的性能以及可靠性，并且使反激拓扑和正反激拓扑的优势巧妙的体现出来，更容易实现产品化推广。
附图说明
图1为现有的一种正反激式开关电源电路；
图2为本发明实施例的原理图。
具体实施方式
图2示出了本发明的正反激式开关电源电路的原理图，应用于高压恒流变换器，主要是在正激回路上增加了MOS管Q2以及相应的控制电路，来控制正激通路打开的时机。
具体的思路：在正激充电的回路中串联一个开关管Q2，当输出电压短路或者较低时，开关管Q2断开，这时正反激电路就会变成一个纯粹的普通反激电路，二极管D1和和电容器C1构成一个反激输出整流回路，二极管D3、二极管D2和电容器C3构成另一个反激回路。因为输出电压较低所以原边开关管Q1的应力不会很大。而且在启动过程中，输出电压从零开始上升，那么开始为普通的反激电路，启动能力会增强，启动时间会大大缩短。在输出电压达到一定值以后将正激通路中的开关管Q2打开，这时电路变成正反激电路。
为了使得本领域的技术人员更好地理解本发明，以下结合具体的实施电路对本发明进行进一步说明。
实施例
图2示出了本发明实施例的原理图，包括原边电路、变压器T1与副边电路。原边电路包括开关管Q1，开关管Q1的漏极连接变压器T1的原边绕组的2端，开关管Q1的源极接地。
副边电路具体包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、电容器C1、电容器C2、电容器C3、MOS管Q2、二极管D5和控制电路，二极管D5是开关管Q2的体二极管。
变压器T1的原边绕组的1端和变压器T1的副边第一绕组的3端、变压器T1的副边第二绕组的5端互为同名端，变压器T1的副边绕组的4端连接电容器C2的一端和二极管D1的阳极，电容器C2的另一端连接二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接变压器T1的副边绕组的3端，二极管D1的阴极连接MOS管Q2的源极、二极管D3的阳极，MOS管Q2的漏极连接电容器C1的一端，电容器C1的另一端连接变压器T1的副边绕组的3端，二极管D3的阴极连接电容 器C3的一端，电容器C3的另一端连接电容器C2的另一端与二极管D2的阳极的连接点。
控制电路包括变压器T1的副边第二绕组、电容器C4、电容器C5、二极管D4、电阻R1、电阻R2以及驱动控制芯片IC1，驱动控制芯片IC1是具备MOS管浮驱功能的控制芯片，包括采样信号输入端口(HIN)、浮驱参考端口(HB)、浮驱电压供给端口(VB)、驱动输出端口(HO)、参考地端口(GND)、供电端口(VCC)。
电阻R1的一端为控制电路的输入端，驱动输出端口(HO)为控制电路的输出端，供电端口(VCC)连接外部供电电压VCC；电阻R1的另一端连接电阻R2的一端、电容器C5的一端和采样信号输入端口(HIN)；变压器T1的副边第二绕组的5端与变压器T1的原边绕组的1端互为同名端，变压器T1的副边第二绕组的6端连接驱动控制芯片IC1的浮驱参考端口(HB)，且连接MOS管Q2的源极以及电容器C4的一端，电容器C4的另一端连接二极管D4的阴极和浮驱电压供给端口(VB)，二极管D4的阳极连接变压器T1的副边第二绕组的5端；电阻R2的另一端、电容C5的另一端、参考地端口(GND)连接输出端参考地。
本实施例的工作原理如下：
在控制电路中，电阻R1、电阻R2构成采样电阻，对电容器C3上的电压即正反激式开关电源电路的输出电压进行采样，采样信号经电容器C5滤波后输入至驱动控制芯片IC1的采样信号输入端口(HIN)，同时变压器T1的副边第二绕组上的电压经二极管D4与电容器C4整流后，输入至驱动控制芯片IC1浮驱电压供给端口(VB)，作为驱动信号的电压，驱动控制芯片IC1的浮驱参考端口(HB)与MOS管Q2的源极相连，作为MOS管Q2浮驱的参考点，驱动控制芯片IC1的驱动输出端口(HO)负责为MOS管Q2提供驱动信号。
当正反激式开关电源电路输出短路或输出电压较低时，采样电阻R2上的电压较低，此时在驱动控制芯片IC1的采样输入端口(HIN)输入一个0-1.4V的低电平信号，驱动控制芯片IC1不输出驱动信号，故此时MOS管Q2关断，有效防止变压器T1的副边第一绕组为电容器C1、电容器C2反向充电，并避免变压器及原边MOS管Q1损耗激增的情况；
当正反激式开关电源电路输出电压足够高时，相当于在驱动控制芯片IC1 的采样输入端口(HIN)输入一个大于2.3V的高电平信号，驱动控制芯片IC1开始输出驱动信号，此时MOS管Q2导通，电路变为正反激拓扑，实现输出电压的大幅抬升。
通过上述简单的控制逻辑，实现了在电压较低时应用普通反激拓扑解决问题，在输出电压较高时采用正反激拓扑抬升电压的理想状态，解决了原有正反激电路带来的起机不良、短路功耗大的问题。
以上本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，例如变压器T1同名端的修改，将驱动控制芯片修改为具有相似功能的单元电路等，对于实现这一功能的所有电路的更改，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (7)

  1. 一种正反激式开关电源电路，应用于输出电压远高于输入电压的升压场合，包括原边电路、变压器T1及副边电路，副边电路具体包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、电容器C1、电容器C2、电容器C3；变压器T1的原边绕组的第1端和变压器T1的副边绕组的第3端互为同名端，变压器T1的副边绕组的第4端连接电容器C2的一端和二极管D1的阳极，电容器C2的另一端连接二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接变压器T1的副边绕组的第3端，二极管D1的阴极电联接电容器C1的一端且连接二极管D3的阳极，电容器C1的另一端连接变压器T1的副边绕组的第3端，二极管D3的阴极连接电容器C3的一端，电容器C3的另一端连接电容器C2的另一端与二极管D2的阳极的连接点，其特征在于：还包括MOS管Q2以及控制电路，MOS管Q2的源极连接二极管D1的阴极，MOS管Q2的漏极连接电容器C1的一端；控制电路的输入端连接电容器C3的一端，控制电路的输出端连接MOS管Q2的栅极。
  2. 根据权利要求1所述的一种正反激式开关电源电路，其特征在于：所述的MOS管Q2是NPN型MOS管。
  3. 根据权利要求1所述的一种正反激式开关电源电路，其特征在于：所述的控制电路包括变压器T1的副边第二绕组、电容器C4、电容器C5、二极管D4、电阻R1、电阻R2以及驱动控制芯片IC1；
    驱动控制芯片IC1包括采样信号输入端口(HIN)、浮驱参考端口(HB)、浮驱电压供给端口(VB)、驱动输出端口(HO)、参考地端口(GND)、供电端口(VCC)；
    电阻R1的一端为控制电路的输入端，驱动输出端口(HO)为控制电路的输出端，供电端口(VCC)连接外部供电电压VCC；电阻R1的另一端连接电阻R2的一端、电容器C5的一端和采样信号输入端口(HIN)；变压器T1的副边第二绕组的第5端与变压器T1的原边绕组的第1端互为同名端，变压器T1的副边第二绕组的第6端连接驱动控制芯片IC1的浮驱参考端口(HB)，且连接MOS管Q2的源极以及电容器C4的一端，电容器C4的另一端连接二极管D4的阴极和浮驱电压供给端口(VB)，二极管D4的阳极连接变压器T1的副边第二绕组的第5端；电阻R2的另一端、电容C5的另一端、参考地端口(GND)连接输出端参考地。
  4. 根据权利要求3所述的一种正反激式开关电源电路，其特征在于：所述的驱动控制芯片IC1是具备MOS管浮驱功能的控制芯片或单元控制电路。
  5. 适用于权利要求1至4任一所述的正反激式开关电源电路的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
    利用电阻对正反激式开关电源电路的输出电压进行采样，将所采样的信号滤波后输入至驱动控制芯片IC1的采样信号输入端口(HIN)，驱动控制芯片IC1根据采样信号的高低控制驱动输出端口(HO)是否输出驱动信号，从而控制MOS管Q2的开通与关断。
  6. 根据权利要求4所述的一种正反激式开关电源控制方法，其特征在于，所述的步骤的具体实现过程为：
    电阻R1和电阻R2对电容器C3上的电压，即正反激式开关电源电路的输出电压进行采样，所采样的信号经电容器C5滤波后输入至驱动控制芯片IC1的采样信号输入端口(HIN)；
    同时变压器T1的副边第二绕组上的电压经二极管D4与电容器C4整流后，输入至驱动控制芯片IC1的浮驱电压供给端口(VB)，作为驱动信号的电压；驱动控制芯片IC1的浮驱参考端口(HB)作为MOS管Q2浮驱的参考点，驱动控制芯片IC1的驱动输出端口(HO)为MOS管Q2提供驱动信号；
    当驱动控制芯片IC1的采样信号输入端口(HIN)输入一个小于第一设定值的低电平信号时，驱动控制芯片IC1不输出驱动信号，此时MOS管Q2关断，有效防止变压器T1的副边第一绕组为电容器C1、电容器C2反向充电，并避免变压器及原边MOS管损耗激增的情况；
    当驱动控制芯片IC1的采样信号输入端口(HIN)输入一个大于第二设定值的高电平信号时，驱动控制芯片IC1开始输出驱动信号，此时MOS管Q2导通，电路变为正反激拓扑，实现输出电压的大幅抬升。
  7. 根据权利要求6所述的一种正反激式开关电源控制方法，其特征在于：所述的第一设定值为1.4V，所述的第二设定值为2.3V。
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